JP3837008B2 - Ｆｍマルチプレクス復調装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＦＭ検波された信号に含まれる（Ｌ＋Ｒ）信号に３８ＫＨｚのサブキャリアで多重化された（Ｌ−Ｒ）信号を復調してＬ信号およびＲ信号を得るＦＭマルチプレクス復調装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＦＭステレオ放送においてはＦＭ検波されたベースバンド帯には、図５（Ａ）に示されるように、（Ｌ＋Ｒ）信号に（Ｌ−Ｒ）信号が３８ＫＨｚのサブキャリアで多重化されている。
従来、このような多重化された信号を復調してＬ信号およびＲ信号を得るＦＭマルチプレクス復調装置としては、図６に示すものが使用されていた。
【０００３】
図６において、５０は図５（Ａ）に示す多重化されている（Ｌ−Ｒ）信号を復調するための復調器、５１はＦＭ検波信号に含まれるノイズレベルを検出するノイズ検出部、５２は復調した（Ｌ−Ｒ）信号を減衰させる減衰器（ＡＴＴ）、５３は加算部、５４は減算部である。
【０００４】
ＦＭ検波を受信した際、マルチパスフェージングが存在するような状態においてはＦＭ検波出力にはノイズが増加し、ノイズ検出部５１は、このノイズレベルを検出し、検出されたノイズレベルに対応して減衰器５２の減衰量を変化させる。したがってノイズが検出されないときは減衰器５２の減衰量は０となる。
また、復調器５０は図５（Ａ）で示される信号にサブキャリア３８ＫＨｚを加えて復調すると図５（Ｂ）に示される（Ｌ−Ｒ）信号が復調される。
【０００５】
加算部５３では、図５（Ａ）と（Ｂ）で示される信号が加算されて２Ｌ信号が、また減算部５４では図５（Ａ）より（Ｂ）が減算されて２Ｒ信号が得られ、図示しないスピーカに入力される。
なお加算および減算した出力には多重化されたサブキャリア成分も生ずるが、これらは可聴周波数帯ではないのでスピーカからは再生されない。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
ノイズ検出部５１でノイズが検出されると、
加算部５３出力＝（Ｌ＋Ｒ）＋ｋ（Ｌ−Ｒ）
＝（１＋ｋ）Ｌ＋（１−ｋ）Ｒ
減算部５４出力＝（Ｌ＋Ｒ）−ｋ（Ｌ−Ｒ）
＝（１−ｋ）Ｌ＋（１＋ｋ）Ｒ
ただし、ｋは減衰器５２の減衰量で、ｋ≦０〜１
となり、マルチパスノイズの低減効果は有るが、同時にステレオ感も低下するため音質の低下を招いていた。
【０００７】
本発明はステレオ感を保ち、かつ耳障りなノイズを低減できるようにしたＦＭマルチプレクス復調装置を提供することを課題とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明においては、ＦＭ検波された信号より３８ＫＨｚのサブキャリアで多重化された信号に対して、中心周波数が３８ＫＨｚであって、３８ＫＨｚから離れるにしたがって前記多重化された信号を減衰させるフィルタと、
前記ＦＭ検波された信号を前記フィルタの遅延時間に相当する時間遅延させる遅延部と、
前記フィルタよりの出力信号と前記遅延部の出力信号とを合成するための比率である合成比率を変化させて前記フィルタよりの出力信号と前記遅延部の出力信号とを合成し出力する比率変化部と、
前記ＦＭ検波された信号よりノイズを検出し、検出されたノイズが増加するにしたがって前記フィルタからの出力信号が支配的となるように前記比率変化部の合成比率を変化させるノイズ検出部と、
前記比率変化部からの出力信号に対して前記サブキャリアを乗算して多重化された信号を復調する復調部と、
前記遅延部の出力信号と前記復調部の出力信号を加算する加算部と、
前記遅延部の出力信号より前記復調部の出力信号を減算する減算部と、
を備える。
【０００９】
請求項２の発明においては、前記フィルタがＦＭ検波された信号より３８ＫＨｚのサブキャリアで多重化された信号の一部をカットする。
【００１０】
請求項３の発明においては、前記フィルタを２次の帯域通過ＩＩＲ型ディジタルフィルタで構成し、
前記ディジタルフィルタの、
サンプリング周波数を通過帯域の中心周波数の６倍とし、
ｎを３または３以上の奇数とするとき、１次の入力帰還係数ｂ₁ をｂ₁ ＝−１＋２^-n、および２次の入力帰還係数ｂ₂ をｂ₂ ＝１−２^-(n-1)とする。
【００１１】
請求項４の発明においては、前記ディジタルフィルタの、０次の出力係数ａ₀ をａ₀ ＝２^-n、および２次の出力係数ａ₂ をａ₂ ＝−２^-nとする。
請求項５の発明においては、前記ディジタルフィルタの、０次出力より２次出力を減算させ、該減算された出力に２^-nを乗算する。
【００１２】
【発明の実施の形態】
本発明の一実施の形態を図１を参照して説明する。図１は本発明の実施例の構成図である。
図１において、１はフィルタ、２はフィルタ１を信号が通過する時間遅らせる遅延部、３はノイズ検出部、４は遅延部２よりの出力信号とフィルタ１より出力信号との合成比率を変化させる比率変化部、５は復調部、６は加算部、７は減算部である。
【００１３】
フィルタ１は図５（Ａ）で説明した多重化された（Ｌ−Ｒ）信号を通過させるもので、その中心周波数はサブキャリアの３８ＫＨｚであり、３８ＫＨｚより離れるに従って信号は減衰する。
【００１４】
比率変化部４に入力される遅延部２よりの出力信号は遅延部２で遅延されるため、フィルタ１よりの中心周波数の出力信号と位相は一致し振幅は等しい。
また、合成比率をｋとすると、比率変化部４では、
フィルタ出力＝ｋ（Ｌ−Ｒ）・Ｈ（Ｓ）
ただしＨ（Ｓ）はフィルタ１の伝達関数
遅延部出力＝（１−ｋ）（Ｌ−Ｒ）
の比率で合成され、サブキャリア３８ＫＨｚで変調された（Ｌ−Ｒ）信号が出力される。
【００１５】
したがって、加算部６の出力には合成比率ｋがｋ＝０のとき２Ｌなる信号が、また減算部７の出力には合成比率ｋがｋ＝０のとき２Ｒなる信号が出力されて、ＬおよびＲの分離度を低下させずステレオ感を良好に保つことができる。
【００１６】
またマルチパスフェージングによりノイズ検出部３でのノイズレベルが増加した場合はｋは０から１に近づき、比率変化部４の出力には伝達関数Ｈ（Ｓ）を有するフィルタ１よりの出力信号が支配的となる。
【００１７】
フィルタ１よりの出力信号はフィルタ１の中心周波数の３８ＫＨｚから離れるに従って減衰するので高周波の雑音がカットされ、スピーカによって再生される音の中の高周波部分に発生する耳障りなノイズを低減し、また低周波部分におけるセパレーションを良好に維持できるのでステレオ感を良好に保つことができる。
【００１８】
なおフィルタ１の通過帯域を狭めることによって更に耳障りなノイズを低減させることもできる。
したがってノイズ検出部３よりの出力によって比率変化部４での比率の変化に加えてフィルタ１の通過帯域幅も変化させるようにしてもよい。
【００１９】
つぎに、本発明のフィルタ１の構成について説明する。
本発明のＦＭマルチプレクス復調装置をディジタル信号処理で実現する場合は、遅延部２の出力信号とフィルタ１の出力信号とが位相が一致し、かつ振幅を等しくする必要がある。
【００２０】
そのため、本発明においては、フィルタ１を２次のＩＩＲ（Infinite Impulse Response ）型のディジタルフィルタで構成する。
図４は一般の２次のＩＩＲ型ディジタルフィルタの構成を示している。
【００２１】
図４で示すフィルタの伝達関数Ｈ（Ｚ）は、
Ｈ（Ｚ）＝（ａ₀ ＋ａ₁ Ｚ^-1＋ａ₂ Ｚ^-2）
／（１＋ｂ₁ Ｚ^-1＋ｂ₂ Ｚ^-2） …（１）
で表され、振幅特性Ｍ（ω）は、
Ｍ（ω）＝（Ｏ／Ｑ）^0.5 …（２）
また遅延特性τ（ω）は、
τ（ω）＝（Ｐ／Ｏ−Ｒ／Ｑ）Ｔ …（３）
で表される。
【００２２】
ただし、Ｏ，Ｐ，Ｑ，ＲおよびＴは、
Ｏ＝Ａ² ＋Ｃ²
Ｐ＝Ｃ（Ｃ＋ａ₂ Sin ２ωＴ）−Ａ（Ａ−ａ₀ ＋ａ₂ Cos ２ωＴ）
Ｑ＝Ｂ² ＋Ｄ²
Ｒ＝Ｄ（Ｄ＋ｂ₂ Sin ２ωＴ）＋Ｂ（Ｂ−１＋ｂ₂ Cos ωＴ）
Ｔ＝サンプリング時間
…（４）
であり、またＡ，Ｂ，ＣおよびＤは、
Ａ＝ａ₀ ＋ａ₁ Cos ωＴ＋ａ₂ Cos ２ωＴ
Ｂ＝１＋ｂ₁ Cos ωＴ＋ｂ₂ Cos ２ωＴ
Ｃ＝ａ₁ Sin ωＴ＋ａ₂ Sin ２ωＴ
Ｄ＝ｂ₁ Sin ωＴ＋ｂ₂ Sin ２ωＴ
…（５）
である。
【００２３】
ここで、２次の帯域通過フィルタの一般型は、
ａ₁ ＝０
ａ₀ ＝−ａ₂
…（６）
である。
【００２４】
そこで、サンプリング周波数ｆ_S （＝１／Ｔ）を帯域通過フィルタの中心周波数ｆ_C の６倍に設定すると、
ω_C Ｔ＝２πｆ_C Ｔ＝π／３ …（７）
２ω_C Ｔ＝２π／３ …（８）
となり、
Cos ２ωＴ＝−Cos ωＴ …（９）
Sin ２ωＴ＝Sin ωＴ …（１０）
２Cos ωＴ＝１ …（１１）
となる。
【００２５】
したがって、式（５）のＡ，Ｂ，ＣおよびＤは、
ａ₀ ＝ａ，ａ₂ ＝−ａ …（１２）
とすると、
Ａ＝ａ＋ａCos ωＴ
Ｂ＝（２＋ｂ₁ −ｂ₂ ）Cos ωＴ
Ｃ＝−ａSin ωＴ
Ｄ＝（ｂ₁ ＋ｂ₂ ）Sin ωＴ
…（１３）
となる。
【００２６】
したがって、式（４）のＯ，Ｐ，ＱおよびＲは、
Ｏ＝２ａ² （１＋Cos ωＴ）
Ｑ＝（２＋ｂ₁ −ｂ₂ ）² Cos²ωＴ＋（ｂ₁ ＋ｂ₂ ）² Sin²ωＴ
Ｐ＝２ａ² （Sin²ωＴ−Cos²ωＴ−Cos ωＴ）
Ｒ＝（ｂ₁ ＋ｂ₂ ）（ｂ₁ ＋２ｂ₂ ）Sin²ωＴ
＋（２＋ｂ₁ −ｂ₂ ）（ｂ₁ −２ｂ₂ ）Cos²ωＴ
…（１４）
となる。
【００２７】
そこで、
ｂ₁ ＝−（１−ａ）
ｂ₂ ＝１−２ａ
…（１５）
とおくと、
ｂ₁ ＋ｂ₂ ＝−ａ
ｂ₁ ＋２ｂ₂ ＝１−３ａ
２＋ｂ₁ −ｂ₂ ＝３ａ
ｂ₁ −２ｂ₂ ＝−３＋５ａ
…（１６）
となる。
【００２８】
式（１６）を式（１４）のＱおよびＲに代入すると、ＱおよびＲは、
Ｑ＝９ａ² Cos²ωＴ＋ａ² Sin²ωＴ
Ｒ＝−ａ（１−３ａ）Sin²ωＴ＋３ａ（−３＋５ａ）Cos²ωＴ
…（１７）
となる。
【００２９】
また、Cos²ωＴおよびSin²ωＴは式（７）の関係を代入すると、
Cos²ωＴ＝１／４，Sin²ωＴ＝３／４ …（１８）
となるので、Ｏ，Ｐ，ＱおよびＲは、
Ｏ＝３ａ²
Ｐ＝０
Ｑ＝３ａ²
Ｒ＝３ａ（２ａ−１）
…（１９）
となる。
【００３０】
したがって、式（１９）を式（２）および式（３）に代入すると、振幅特性Ｍ（ω）は、
Ｍ（ω）＝（Ｏ／Ｑ）^0.5 ＝１ …（２０）
また遅延特性τ（ω）は、
τ（ω）＝（Ｐ／Ｏ−Ｒ／Ｑ）Ｔ
＝（１−２ａ）／６ａｆ_C …（２１）
となる。
【００３１】
そこで、
ａ＝２^-n （ｎは０以上の整数） …（２２）
ととると、式（２１）の遅延特性τ（ω）は、
τ（ω）＝（２ⁿ −２）／ｆ_C …（２３）
となり、
ｎ＝３，５，７，９，…（ｎ＝１以外の正の奇数） …（２４）
とすると、
τ（ω）ｆ_C ＝１，５，２１，８５，… …（２５）
となり、群遅延量を１／ｆ_C の整数倍でとることができ、入出力での中心周波数の位相が一致する。
【００３２】
なお、
ｎ＝２ｍ＋１ （ｍは０より大の整数） …（２６）
にとれば、式（２３）は、
τ（ω）＝（２^2m−１）／３ｆ_C …（２７）
で表すことができる。
【００３３】
またｎを式（２６）で表すと式（２２）のａは、
ａ＝２^-(2m+1) …（２８）
式（１５）のｂ₁ およびｂ₂ は、
ｂ₁ ＝−（１−２^-(2m+1) ）
ｂ₂ ＝１−２^-2m
…（２９）
となる。
【００３４】
以上をまとめると、
▲１▼ サンプリング周波数ｆ_S を帯域通過フィルタの中心周波数ｆ_C の６倍に選び、
▲２▼ ｎを３または３以上の奇数とし、
▲３▼ ａ₀ ＝２^-n，ａ₁ ＝０，ａ₂ ＝−２^-nとし、
▲４▼ ｂ₁ ＝−（１−２^-n）、
▲５▼ ｂ₂ ＝１−２^-(n-1)とすると、
▲６▼ 振幅特性Ｍ（ω_C ）＝１
▲７▼ 遅延特性τ（ω_C ）＝（２ⁿ −２）／ｆ_C
…（３０）
または、
▲１▼′サンプリング周波数ｆ_S を帯域通過フィルタの中心周波数ｆ_C の６倍に選び、
▲２▼′ｍをｍ＞０の整数とし、
▲３▼′ａ₀ ＝２^-(2m+1) ，ａ₁ ＝０，ａ₂ ＝−ａ₀ とし、
▲４▼′ｂ₁ ＝−（１＋２^(2m+1)）
▲５▼′ｂ₂ ＝１−２^-2m とすると、
▲６▼′振幅特性Ｍ（ω_C ）＝１、
▲７▼′遅延特性τ（ω_C ）＝（２^2m−１）／３ｆ_C
…（３１）
となり、フィルタの入出力で中心周波数の位相と振幅が一致する。
【００３５】
また、ａ₀ ＝２^-(2m+1) であるので、係数演算はビットシフトにより可能であり、演算が簡単になり、しかも係数誤差がないので高精度となる。
また、ａ₀ を０に近づけるに従ってフィルタの帯域が狭くなり、目的に応じてａ₀ を選ぶことにより容易に目的とする帯域幅を得ることができる。
【００３６】
そこで、図２を参照して、本発明のフィルタ１の第１の実施例について説明する。
図２において、１１および１２は遅延演算子、１３は１次入力帰還係数（ｂ₁ ）、１４は２次入力帰還係数（ｂ₂ ）、１５および１６は加算器、１７は０次出力係数（ａ₀ ）、１８は２次出力係数（ａ₂ ）、１９は加算器、２０はディジタル信号処理を行うサンプリングパルスである。
【００３７】
サンプリングパルスの周波数ｆ_S は、式（３１）に示されるように、帯域通過フィルタの中心周波数ｆ_C の６倍に選定する。
ｎを３または３以上の奇数とするとき、１次入力帰還係数（ｂ₁ ）１３を−（１−２^-n）に設定し、また２次入力帰還係数（ｂ₂ ）１４を１−２^-(n-1)に設定する。
【００３８】
また、０次出力係数（ａ₀ ）１７を２^-nに設定し、２次出力係数（ａ₂ ）１８を−２^-nに設定する。
このように設定して動作させることにより、フィルタの入出力で周波数の位相と振幅を一致させることができる。
また係数は２のベキ乗としているため高精度の係数を容易に得ることができる。
【００３９】
つぎに、図３を参照して、本発明のフィルタ２の第２の実施例を説明する。
第１の実施例では、０次出力係数（ａ₀ ）１７をａ₀ ＝２^-nに、また２次出力係数（ａ₂ ）１８をａ₂ ＝−２^-nと設定していた。
【００４０】
すなわち、ａ₀ ＝−ａ₂ であり、０次出力にａ₀ を、２次出力に−ａ₂ を乗算した出力を加算器１９で加算し、出力信号を得ていた。
第２の実施例では乗算する回数を減ずるようにしたものである。
すなわち、図３に示されるように、０次出力より２次出力を減算器２１で減算させ、減算させた出力に出力係数（ａ＝２^-n）２２を乗算させている。
【００４１】
【発明の効果】
以上説明したように、ＦＭ検波された信号に３８ＫＨｚのサブキャリアで多重化された（Ｌ−Ｒ）信号を通過させるフィルタを設け、ＦＭ検波された信号に含まれるノイズレベルに応じてフィルタ出力とＦＭ検波された信号との合成比率を変化させて多重化された（Ｌ−Ｒ）信号を復調するようにしたので、Ｌ信号およびＲ信号のステレオ感を保ち、かつ耳障りなノイズを低減することができる。
【００４２】
またＦＭ検波された信号をフィルタの遅延時間に相当する時間遅延されて合成比率を変化させるようにしたので、フィルタと遅延されたサブキャリアの位相を一致させることができる。
【００４３】
また、２次の帯域通過ＩＩＲ型ディジタルフィルタにおいて、サンプリング周波数を通過帯域周波数帯の中心周波数の６倍とし、ｎを３または３以上の奇数として、１次の入力帰還係数ｂ₁ を−１＋２^-n、２次の入力帰還係数ｂ₂ を１−２^-(n-1)とするようにしたので、入出力の中心周波数での位相を一致させることができ、容易にフィルタを得ることができる。
【００４４】
また係数は２のベキ乗としているために高精度の係数を容易に得ることができる。
また０次の出力係数を２^-n、２次の出力係数を−２^-nとするようにしたので、入出力の中心周波数における振幅を一致させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施例の構成図である。
【図２】本発明のフィルタの第１の実施例の構成図である。
【図３】本発明のフィルタの第２の実施例の構成図である。
【図４】２次のＩＩＲ型ディジタルフィルタの構成図である。
【図５】ＦＭ検波出力信号および復調出力信号の説明図である。
【図６】従来例の構成図である。
【符号の説明】
１ フィルタ
２ 遅延部
３ ノイズ検出部
４ 比率変化部
５ 復調部
６ 加算部
７ 減算部
１１，１２ 遅延演算子
１３ １次入力帰還係数
１４ ２次入力帰還係数
１５，１６，１９ 加算器
１７ ０次出力係数
１８ ２次出力係数
２１ 減算器
２２ 出力係数

Claims (5)

1. ＦＭ検波された信号より３８ＫＨｚのサブキャリアで多重化された信号に対して、中心周波数が３８ＫＨｚであって、３８ＫＨｚから離れるにしたがって前記多重化された信号を減衰させるフィルタと、
   前記ＦＭ検波された信号を前記フィルタの遅延時間に相当する時間遅延させる遅延部と、
   前記フィルタよりの出力信号と前記遅延部の出力信号とを合成するための比率である合成比率を変化させて前記フィルタよりの出力信号と前記遅延部の出力信号とを合成し出力する比率変化部と、
   前記ＦＭ検波された信号よりノイズを検出し、検出されたノイズが増加するにしたがって前記フィルタからの出力信号が支配的となるように前記比率変化部の合成比率を変化させるノイズ検出部と、
   前記比率変化部からの出力信号に対して前記サブキャリアを乗算して多重化された信号を復調する復調部と、
   前記遅延部の出力信号と前記復調部の出力信号を加算する加算部と、
   前記遅延部の出力信号より前記復調部の出力信号を減算する減算部と、
   を備えたことを特徴とするＦＭマルチプレクス復調装置。
2. 前記フィルタがＦＭ検波された信号より３８ＫＨｚのサブキャリアで多重化された信号の一部をカットするものであることを特徴とする請求項１記載のＦＭマルチプレクス復調装置。
3. 前記フィルタを２次の帯域通過ＩＩＲ型ディジタルフィルタで構成し、
   前記ディジタルフィルタの、
   サンプリング周波数を通過帯域の中心周波数の６倍とし、
   ｎを３または３以上の奇数とするとき、１次の入力帰還係数ｂ₁ をｂ₁ ＝−１＋２^-n、および２次の入力帰還係数ｂ₂ をｂ₂ ＝１−２^-(n-1)とした、
   ことを特徴とする請求項１または２記載のＦＭマルチプレクス復調装置。
4. 前記ディジタルフィルタの、０次の出力係数ａ₀ をａ₀ ＝２^-n、および２次の出力係数ａ₂ をａ₂ ＝−２^-nとした、ことを特徴とする請求項３記載のＦＭマルチプレクス復調装置。
5. 前記ディジタルフィルタの、０次出力より２次出力を減算させ、該減算された出力に２^-nを乗算するようにした、ことを特徴とする請求項３記載のＦＭマルチプレクス復調装置。

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