KR20050036893A

KR20050036893A - 디지털 ｆｍ 스테레오 디코더 및 동작 방법

Info

Publication number: KR20050036893A
Application number: KR1020047007028A
Authority: KR
Inventors: 리준송; 카이탄
Original assignee: 프리스케일 세미컨덕터, 인크.
Priority date: 2001-11-08
Filing date: 2002-10-16
Publication date: 2005-04-20
Also published as: US20030087618A1; EP1559221A1; WO2003041313A1; WO2003041313B1; JP2005509364A

Abstract

디지털화된 중간 주파수(DIF) FM 무선 수신기(100)를 위한 비용 효율적인 디지털 스테레오 디코더(216)이다. FM 복조(212) 후에, 높은 샘플링 레이트에서의 다중 신호(MPX)가 (L-R) 스테레오 신호를 기저대역으로 시프트하기 위해 자유 동작 로컬 직교 믹서들(308, 320)로 혼합된다. MPX 신호는 또한 삽입된 19KHz 파일럿 톤 신호를 1KHz로 변환하기 위해 자유 동작 지역적으로 생성된 캐리어 신호이다. 파일럿 톤 신호는 파일럿 신호의 위상을 추정하기 위한 낮은 레이트의 신호로 인가될 위상 고정 루프(PLL)를 허용하도록 낮은 샘플링 레이트로 제거된다. FM 혼합기 제어기는 높은 주파수의 노이즈를 감쇠하고 오디오 품질을 개선시키는데 사용된다. 수신기는 소프트웨어에서 사용될 수 있으며 다양한 동작 특성들을 갖도록 사용자 구성될 수 있다.

Description

디지털 ＦＭ 스테레오 디코더 및 동작 방법{Digital FM stereo decoder and method of operation}

본 발명은 일반적으로 FM 수신기들에 대한 것으로 특히, 스테레오 FM 수신기들에 관한 것이다.

스테레오 FM 수신기들이 많은 소비자 제품들에서 일반적으로 사용되고 있다. 아날로그 신호가 수신되며 중간 주파수(IF) 단계로 디지털화된다. 디지털화된 후, 신호는 주파수 다중 스테레오 신호를 얻기 위해 FM 복조기에서 복조된다. 주파수 다중(MPX) 스테레오 신호는 적어도 기저대역의 좌측 및 우측 채널들의 신호의 합(L+R), 19kHz에서의 파일럿 신호, 약 38kHz로 집중된 좌측 및 우측 채널들의 신호의 차(L-R), 및 57kHz에서의 라디오 데이터 신호(RDS)를 포함한다. 특정 주파수들이 일반적으로 채택된 표준에 의해 결정된다. 다음에, (L-R) 오디오 성분은 스테레오 출력을 제공하는 개별적인 L 채널과 개별적인 R 채널을 얻기 위해 다중 스테레오 신호로부터 추출되어 (L+R) 오디오 성분과 조합된다.

(L-R) 신호를 추출하기 위한 스테레오 디코딩을 수행하기 위해, 19kHz 파일럿 신호를 회복시켜야 한다. 회복된 파일럿 신호는 종종 38kHz로 주파수 이중이 된다. 이러한 신호는 기저대역으로 (L-R) 신호를 하향 혼합하기 위해 사용된다. 19kHz 신호의 회복에서, 위상 정보가 또한 정밀하게 회복되어야 한다. 정밀한 위상 회복이 부족하면 열화된 오디오 품질을 초래한다. 정밀한 위상 회복의 부족은 특히 약한 입력 신호들에 대해 현저하다.

도 1은 본 발명의 스테레오 디코더를 사용하기 위한 무선 수신기를 형성하는 블럭도를 도시하는 도면.

도 2는 도 1의 기저대역 유닛의 부분을 형성하는 블럭도를 도시하는 도면.

도 3은 도 2의 신호 처리 유닛의 스테레오 디코더 부분을 형성하는 블럭도를 도시하는 도면.

도 4는 도 3의 스테레오 혼합기를 형성하는 블럭도를 도시하는 도면.

도 5는 도 4의 위상 고정 루프를 형성하는 블럭도를 도시하는 도면.

합성 MPX 신호에서 심각한 노이즈 성분이 존재함으로, 스테레오 혼합기 회로를 사용하는 프로세스는 노이즈의 심각한 부분을 제거할 필요가 있다. 종래의 혼합기 회로들은 노이즈의 효과들을 감소시키기 위해 (L-R) 주파수 성분들을 감쇠시킨다. 그후에, 고주파 성분들을 (L+R) 신호로부터 제거하기 위해 하이컷(high-cut) 회로가 사용된다. 그러나, (L-R) 신호가 감쇠될 때, 신호 정보가 노이즈에 부가하여 제거된다.

본 발명은 예의 방법으로 설명되며, 동일 참조들이 유사한 요소들을 나타내는 첨부한 도면들에 의해 제한되지 않는다.

당업자들은 도면들의 요소들이 간편성과 명확성을 위해 도시되며 크기대로 도시될 필요는 없다는 것을 인식한다. 예를 들어, 본 발명의 실시예의 이해 증진을 돕기 위해 도면들의 요소들의 일부의 크기들은 다른 요소들에 비해 과장될 수 있다.

도 1은 본 발명의 한 실시예에 따른 무선 수신기를 도시한다. 무선 수신기(100)는 회로(112)를 제어하기 위해 컨덕터들(142)을 통해 양방향으로 결합된 사용자 인터페이스(110)를 포함한다. 제어 회로(112)는 컨덕터들(142)을 통해 무선 주파수(RF) 유닛들(106 및 108)로, 컨덕터들(140)을 통해 중간 주파수(IF) 유닛(114)으로, 및 컨덕터들(138)을 통해 기저대역 유닛(116)으로 양방향으로 결합된다. RF 유닛(106)은 컨덕터(120)를 통해 RF 안테나(102)로 결합되며 컨덕터들(124)을 통해 IF 유닛(114)으로 양방향으로 결합된다. RF 유닛(108)은 컨덕터(122)를 통해 RF 안테나(104)로 결합되며 컨덕터들(126)을 통해 IF 유닛(114)으로 양방향으로 결합된다. IF 유닛(114)은 컨덕터들(128, 130 및 132)을 통해 기저대역 유닛(116)으로 결합된다. 기저대역 유닛(116)은 컨덕터(134)를 통해 오디오 프로세싱 유닛(150)과 데이터 프로세싱 유닛(148)으로 결합된다. 오디오 프로세싱 유닛(150)은 컨덕터(136)를 통해 출력 신호들을 제공하는 증폭기 및 스피커(118)에 결합된다. 데이터 프로세싱 유닛(148)은 사용자 인터페이스(110)로 양방향으로 결합된다. 또한, 사용자들은 컨덕터들(146)을 통해 사용자 인터페이스(110)로 정보가 제공되고 그로부터 수신될 수 있다.

동작에서, RF 안테나들(102 및 104)은 라디오 신호들을 포착하여 이들을 RF 유닛들(106 및 108)로 각각 제공한다. RF 유닛들(106 및 108)은 수신된 라디오 신호들을 무선 수신기의 설계에 의해 규정된 바와 같은 공통의 중간 주파수 범위로 변형한다. 즉, RF 유닛들(106 및 108)은 수신된 라디오 신호들의 주파수를 보다 낮은 주파수로 변형하거나 또는 IF 유닛(114)의 요청들에 따라 보다 높은 주파수로 변형한다. IF 유닛(114)은 컨덕터들(124 및 126)을 통해 RF 신호들을 수신하고 이들을 아날로그 디지털 컨버터의 사용을 통해 디지털화한다. IF 유닛(114)은 또한 컨덕터들(128)을 통해 기저대역 유닛(116)으로 출력되는 내부위상 및 직교 디지털화된 신호들을 생성하기 위해 디지털 혼합을 수행한다. 대안의 실시예들에서, IF 유닛(114)은 선택적이다. 즉, RF 유닛들(106 및 108)은 안테나들(102 및 104)로부터 수신된 라디오 신호들을 직접 기저대역으로 변형하고, 기저대역 유닛(116)으로 직접 디지털화된 기저대역 신호들을 제공하기 위한 아날로그 디지털 변환기를 포함할 수 있다. (또한, RF 유닛들(106 및 108)과 IF 유닛(114)이 사용된다면, 이는 또한 수신된 라디오 신호들이 각각 보다 낮은 또는 보다 높은 주파수로 변형될 필요가 있는지 여부에 따라 "보다 낮은 주파수 유닛(lower frequency unit)" 또는 "보다 높은 주파수 유닛(higher frequency unit)"으로 불릴 수 있다).

기저대역 유닛(116)은 중간 주파수 유닛(114)에서 디지털화된 라디오 신호들을 수신하거나, IF 유닛이 존재하지 않는다면 RF 유닛들(106 및 108)에서 직접적으로 수신한다. 기저대역 유닛(116)은 컨덕터(134)를 통하여 오디오 및 데이터 정보를 생성하기 위한 신호 조절, 복조, 및 디코딩을 수행한다. 기저대역 유닛(116)에 의해 생성된 프로세싱은 이후의 도면들을 참조로 더욱 상세히 설명될 것이다. 컨덕터(134)를 통한 오디오 정보는 컨덕터(136)를 통해 무선 수신기(100)로부터 오디오 출력을 생성하기 위해 증폭기 및 스피커(118)에 결합될 수 있는 오디오 프로세싱 유닛(150)으로 제공될 것이다. 예를 들어, 라디오 스피커들로부터 재생된 음악일 수 있다. 대안적으로, 기저대역 유닛(116)은 다른 프로세싱을 위해 데이터 프로세싱 유닛(148)으로 컨덕터(134)를 통해 데이터 정보를 출력할 수 있다. 데이터 프로세싱 유닛(148)의 출력은 사용자 인터페이스가 무선 수신기(100)의 출력을 갖도록 허용하기 위한 사용자 인터페이스(110)로 결합될 수 있다. 예를 들어, 사용자 인터페이스(110)는 라디오 다이얼, 터치 스크린, 모니터 및 키보드, 키패드 또는 임의의 다른 적절한 입력/출력 디바이스를 나타낸다. 데이터 정보는 텍스트, 그래픽들, 또는 디지털 형태로 출력된 임의의 다른 정보를 나타낸다.

대안의 실시예들에서, 무선 수신기(100)는 AM, FM, GPS, 디지털 TV, TV, 디지털/오디오 방송, 오디오 방송, 디지털/비디오 방송 등과 같은 데이터의 상이한 포맷들을 위해 사용될 수 있다. 또한, 무선 수신기(100)는 무선 주파수들과 다른 주파수들을 수신하도록 설계될 수 있다. 안테나들(102 및 104)은 따라서 다양한 데이터 포맷들을 인지할 수 있는 센서들로 불릴 수 있다. 또한, 시스템의 센서들 또는 안테나들의 각각은 데이터의 상이한 포맷들을 수신할 수 있으며, 따라서 예를 들면 하나의 센서는 다른 센서들이 위에서 나열된 바와 같은 데이터의 상이한 타입들을 수신하는 동안 라디오 신호들을 수신할 수 있다. 또한, 도 1의 무선 수신기(100)는 두개의 센서들 또는 안테나들(예를 들면, 안테나들(102 및 104))을 도시하지만; 그러나, 대안의 실시예들은 신호들 또는 정보를 포착하기 위한 임의의 수의 센서들을 사용할 수 있다.

도 2는 기저대역(116)의 부분의 한 실시예를 도시한다. IF 필터(200)는 컨덕터들(128 및 130)을 통하여 각각 내부 위상 및 직교 신호 쌍들 I1, Q1 및 I2, Q2를 수신하며, 여기서 I1, Q1은 센서 또는 안테나(102)를 통해 수신된 신호에 대응하고 I2, Q2는 센서 또는 안테나(104)를 통해 수신된 신호에 대응한다. I1 및 I2는 디지털화된 내부 위상 신호들을 나타내며 Q1 및 Q2는 디지털화된 직교 신호들을 나타낸다(예를 들어, 내부 위상 신호들과 비교하여 위상이 90도 틀어진 신호들). (I1, Q1 및 I2, Q2와 같은 각 신호는 이하에서 또한 논의될 바와 같이 I1과 I2가 실제 위치들을 나타내고 Q1과 Q2가 이미지 위치들을 나타내는 복소수로 표현될 수 있다는 것을 또한 인지한다.) IF 필터(200)는 컨덕터들(202 및 204)을 통해 채널 프로세싱 유닛(206)으로 결합된다. 채널 프로세싱 유닛(206)은 컨덕터들(208 및 210)을 통해 복조기(212)로 결합되고, 복조기(212)는 컨덕터(214)를 통해 신호 프로세싱 유닛(216)으로 결합된다. 신호 프로세싱 유닛(216)은 컨덕터(134)를 통해 오디오/데이터 정보를 제공한다. IF 필터(200), 채널 프로세싱 유닛(206), 복조기(212), 및 신호 프로세싱 유닛(216)은 컨덕터들(138)을 통해 제어 회로(112)로 결합된다. 컨덕터들(138)은 상이한 신호들을 유닛들(200, 206, 212 및 216)로/로부터 전송하기 위해 다양한 컨덕터들을 포함하는 제어 버스로 불려질 수 있다. 예를 들어, 컨덕터(132)는 컨덕터들(138)의 서브세트를 포함할 수 있으며, 또는 중간 주파수 유닛(114)으로 다시 제공되는 풀 버스(138)일 수 있다. 따라서, 컨덕터(138)를 통해 수신된 제어 신호들은 컨덕터(132)를 통해 IF 주파수 유닛(114)으로 전송될 수 있다. 유사하게, 이러한 제어 신호들 또는 이러한 신호들의 서브세트들은 컨덕터들(124 및 126)을 통해 RF 유닛들(106 및 108)로 다시 전송될 수 있다. 대안적으로, 제어 신호들이 제어 회로(112)로부터 컨덕터(142)를 통하여 무선 주파수 유닛들(106 및 108)로 직접 보내질 수 있다.

동작에서, IF 필터(200)는 원치 않는 신호들과 노이즈를 들어오는 신호들(I1, Q1 및 I2, Q2)의 원하는 주파수 영역으로부터 제거한다. IF 필터(200)는 또한 필터링된 내부위상 및 직교 신호 쌍들 I1', Q2'와 I2', Q2'를 생성하기 위해 근접한 채널들을 억제하고, 여기서 I1', Q1'은 I1, Q1에 대응하고 I2', Q2'는 I2, Q2에 대응한다. 채널 프로세싱 유닛(206)은 I1', Q1'과 I2', Q2'를 수신하며 이들을 단일 조합 신호 Icomb, Qcomb을 생성하도록 조합한다. 대안적으로, 채널 프로세싱 유닛(206)은 또한 I1', Q1' 또는 I2', Q2'와 같은 입력 신호들을 Ibypass, Qbypass로서 컨턱터(210)를 통해 직접 복조기(212)로 제공할 수 있다. 따라서, 채널 프로세싱 유닛(206)은 그의 입력 디지털화된 신호들을 조합하는 것 또는 복조기(212)와 같은 다른 프로세싱 유닛들로 직접 그들을 바이패싱하는 것의 선택을 제공한다. 채널 프로세싱 유닛(206)은 또한 Icomb, Qcomb과 같은 조합된 신호와 Ibypass, Qbypass와 같은 바이패스 신호를 모두 제공할 수 있다. 채널 프로세싱 유닛(206) 및 Ibypass, Qbypass는 또한 I1', Q1'과 같은 하나의 신호가 채널 프로세싱 유닛(206)에 의해 처리될 수 있고 I2', Q2'와 같은 제 2 신호가 복조기(212)로 직접 바이패스되는 상이한 신호 포맷인 동안 컨덕터(208)를 통해 출력될 수 있도록 신호 포맷들의 상이한 타입들을 수신할 수 있는 능력을 제공한다. (대안적으로, I1', Q1'은 채널 프로세싱 유닛(206)에 의해 처리되지 않고도 컨덕터(208)를 통해 출력될 수 있다.) 이는 채널 프로세싱 유닛(206)이 단일 조합 신호 또는 다양한 상이한 신호들을 다른 처리를 위해 제공할 수 있도록 한다. 예를 들어, 제 2 안테나가 제 2 무선국으로부터 또는 모두가 함께 상이한 데이터 포맷의 신호들을 제공하는 동안 하나의 안테나가 하나의 무선국으로부터 신호들을 제공할 수 있다. 채널 프로세싱 유닛(206)은 또한 수신된 신호들 상의 노이즈 삭제를 수행할 수 있다.

도 2에 도시된 실시예는 IF 필터(200)와 채널 프로세싱 유닛(206)에 의해 수신된 단지 두개의 신호들만을 도시한다는 것이 인지된다. 그러나, 도 1을 참조로 논의되었던 바와 같이, 무선 수신기(100)는 102 및 104와 같은 임의의 수의 안테나들을 포함할 수 있다. 이러한 실시예에서, 각각의 안테나는 그 자신의 내부위상 및 I1, Q1과 같은 직교 신호 쌍을 IF 필터(200)로 제공할 것이다. 이러한 실시예에서, IF 필터(200)는 대응하는 복수의 필터링된 내부위상 및 직교 신호 쌍들을 안테나들의 각각으로 제공할 수 있다. 이러한 방법으로, 채널 프로세싱 유닛(206)은 적절한 신호들의 단일 조합 신호 또는 신호들의 다중 서브조합들을 출력할 수 있다. 또한, 채널 프로세싱 유닛(206)은 다중 바이패스 신호들을 제공할 수 있으며 따라서 하나보다 많은 입력 신호가 복조기(212)와 같은 다른 프로세싱 유닛들로 직접 바이패스될 수 있다.

복조기(212)는 Icomb, Qcomb 및 Ibypass, Qbypass 신호들을 채널 프로세싱 유닛(206)으로부터 수신하여 복조된 신호를 신호 프로세싱 유닛(216)으로 컨덕터(214)를 통해 제공한다. 또한, 복조기(212)가 Ibypass, Qbypass 신호들을 수신하면 복조기(212)는 복조된 Ibypass, Qbypass를 또한 컨덕터(214)를 통해 신호 프로세싱 유닛(216)으로 제공할 것이다. 그러나, 위에서 논의된 바와 같이, Ibypass, Qbypass는 선택적이다. 예를 들어, 한 실시예에서, 복조기(212)는 그의 입력 신호들(예를 들면, Icomb, Qcomb 및 Ibypass, Qbypass)의 각각에 대응하는 다중(MPX) 신호들을 제공하는 FM 복조기일 수 있다. 대안의 실시예에서, 복조기(212)는 시스템(예를 들면, 무선 수신기(100)) 및 입력 신호들(I1, Q1 및 I2, Q2)에 의해 요구되는 바와 같은 복조기 또는 임의의 다른 신호 포맷으로 특정된 AM 복조기일 수 있다. 신호 프로세싱 유닛(216)은 컨덕터(214)를 통해 수신된 신호들 상에서 다른 프로세싱을 수행하고 컨덕터(134)를 통해 오디오/데이터 정보를 출력할 수 있다. 오디오/데이터 정보는 오디오 정보만, 데이터 정보만 또는 오디오 및 데이터 정보의 조합을 포함할 수 있다. 이러한 데이터는 이후 도 1에 도시된 바와 같은, 데이터 프로세싱 시스템들 또는 오디오 프로세싱 시스템들과 같은 다양한 상이한 시스템들로 출력될 수 있다. 예를 들어, FM 수신기에서 복조기(212)는 위에서 논의된 바와 같이 MPX 신호를 신호 프로세싱 유닛(216)으로 출력한다. 이러한 실시예에서, 신호 프로세싱 유닛(216)은 MPX 신호를 수신하고 각각의 스피커로 적절한 신호들을 제공하도록 스테레오 디코딩을 수행한다. 예를 들어, MPX 신호는 스테레오 시스템에서 좌측 및 우측 스피커 신호들을 제공하기 위해 파일럿 톤을 사용하여 디코딩될 수 있다. 또한, 신호 프로세싱 유닛(216)은 다른 서브 캐리어 신호들(예를 들어, RDS 또는 DARC)을 연속적인 프로세싱 유닛들로 다른 정보를 제공하기 위해 복조할 수 있다.

도 3에 도시된 것은 도 2의 신호 프로세싱 유닛(216)의 디지털 FM 스테레오 디코더 부분이다. 도 2의 신호(214)는 입력 신호로서 동작하고 샘플링 레이트 컨버터(302)의 입력으로 결합된다. 샘플링 레이트 컨버터(302)의 출력은 초당 240K 샘플들의 샘플링 레이트를 갖는 주파수 멀티플렉스된 신호 라벨된 "MPX"을 제공한다. MPX는 저역 필터(304)의 입력으로 연결된다. 저역 필터는 15kHz의 컷오프 주파수를 갖고 15KHz 이상의 모든 주파수들을 필터링하거나 막는다. 저역 필터(304)의 출력은 데시메이터(decimator)(360)의 입력으로 연결된다. 데시메이터(306)는 5개의 팩터에 의해 제거를 수행한다. 데시메이터(306)가 출력은 초당 48K 샘플들의 샘플링 레이트로 좌측 플러스 우측(L+R) 스테레오 신호를 제공한다. 샘플링 레이트 컨버터(302)의 출력은 또한 곱셈기(308)의 제 1 입력으로 연결된다. 곱셈기(308)의 제 2 입력은 t가 시간인 2cos(2π×38000t)의 값을 갖는 코사인 테이블(도시되지 않음)로부터 신호를 수신한다. 곱셈기(308)의 출력은 15KHz의 컷오프 주파수를 갖는 저역 필터(310)의 입력으로 연결된다. 저역 필터(310)의 출력은 5개의 팩터에 의해 제거되는 데시메이터(312)의 입력으로 연결된다. 샘플링 레이트 컨버터(302)의 출력은 또한 곱셈기(320)의 제 1 입력으로 연결된다. 곱셈기(320)의 제 2 입력은 t가 시간인 2sin(2π×38000t)의 값을 갖는 사인 테이블(도시되지 않음)로부터 신호를 수신한다. 곱셈기(320)의 출력은 15KHz의 컷오프 주파수를 갖는 저역 필터(322)의 입력으로 연결된다. 저역 필터(322)의 출력은 데시메이터(324)의 입력으로 연결된다. 데시메이터(312)의 출력은 곱셈기(330)의 제 1 입력으로 연결된다. 곱셈기(330)의 제 2 입력은 Cosθ와 동일한 코사인 함수인 신호를 수신한다. 데시메이터(324)의 출력은 곱셈기(340)의 제 1 입력으로 연결된다. 곱셈기(340)의 제 2 입력은 Sinθ와 동일한 사인 함수인 신호를 수신한다. 곱셈기(330)의 출력은 덧셈기(350)의 제 1 입력으로 연결된다. 곱셈기(330)의 출력은 덧셈기(350)의 제 2 입력으로 연결된다. 덧셈기(350)의 출력은 초당 48K 샘플들의 샘플링 레이트에서 (L-R)와 동일한 스테레오 신호의 제 1 데이터 성분을 제공한다. (L+R) 신호는 제 2 데이터 성분이며 스테레오 혼합기(360)의 제 1 입력으로 연결되고 (L-R) 신호는 스테레오 혼합기(360)의 제 2 입력으로 연결된다. (L-R) 신호, 제 1 데이터 성분은 좌측 채널과 우측 채널 사이의 차이이며, (L+R) 신호, 제 2 데이터 성분은 좌측 채널과 우측 채널의 합이다. 스테레오 혼합기(360)는 FM 스테레오 신호의 우측 스테레오 채널 (R-Out)(382)인 제 1 출력 신호를 갖고 좌측 스테레오 채널 (L-Out)(380)인 제 2 출력 신호를 갖는다. R-Out 신호는 우측 채널 출력 신호이고 L-Out 신호는 좌측 채널 출력 신호이다. 샘플링 레이트 컨버터(302)의 출력은 또한 곱셈기(370)의 제 1 입력으로 연결된다. 곱셈기(370)의 제 2 입력은 t가 시간인 2cos(2π×20000t)와 동일한 소정의 코사인 값을 갖는 신호로 연결된다. 신호는 신호의 값이 외부 소스에 의해 영향을 받지 않는 자유 동작 캐리어 신호 수단이다. 곱셈기(370)의 출력은 저역 필터(372)의 입력에 연결되는 중간 신호이다. 저역 필터(372)는 1.8 KHz의 컷오프 주파수를 갖는다. 저역 필터(372)의 출력은 데시메이터(374)의 입력으로 연결된다. 데시메이터(374)는 20개의 제거 인자를 갖는다. 데시메이터(374)의 출력은 위상 고정 루프(PLL)(376)의 입력으로 연결된다. 위상 고정 루프는 신호 라벨된 Cosθ를 제공하기 위한 제 1 출력과 신호 라벨된 Sinθ를 제공하기 위한 제 2 출력을 갖는다. 데시메이터(374)의 출력은 전력 추정 회로(377)의 제 1 입력으로 연결된다. 전력 추정 회로(377)의 출력은 스테레오 지정 출력 신호를 제공한다.

동작에서, 샘플링 레이트 컨버터(302)는 그의 입력에서 FM 복조된 신호를 수신한다. 샘플링 레이트 컨버터(302)는 초당 960K 샘플들과 같은 레이트로부터 FM 복조된 신호의 샘플링 레이트를 초당 240K 샘플들로 감소시킨다. 샘플링 레이트 컨버터(302)의 출력은 기저대역의 (L+R) 성분, 38KHz에서 설정된 (L-R) 성분, 19kHz에서의 파일럿 신호 성분 및 가능하게는 57kHz에서의 RDS 신호와 곱해진 FM 복조된 신호 MPX이다.

MPX 신호는 다음과 같이 표현될 수 있고,

MPX=(L+R)+A ×cos(2π×19×10³×t)+γ)+(L-R)×cos(2π×38×10³×t))+η)

여기서, A는 파일럿 톤 신호의 진폭이다.

저역 필터(304)는 15KHz 이상의 모든 성분들을 필터링하도록 동작하며 따라서 MPX 신호의 (L+R) 성분을 제공한다. 샘플링 레이트는 이후 데시메이터(306)에 의한 5개의 팩터에 의해 초당 48K 샘플들의 레이트로 감소된다. 샘플링 레이트를 낮추는, 보다 비용 효율적인 유지 프로세싱 회로가 생성된다. 곱셈기(308)는 MPX 신호를 도시되지 않은 코사인 테이블로부터 2cos(2π×38000t)의 값을 갖는 지역적으로 생성된 신호로 혼합하도록 동작한다.

코사인 테이블의 크기(즉, 요구된 코사인 값들의 수)는 샘플링 레이트에 의존한다. 디지털 영역에서, 2cos(2π×38000t)의 값은 2cos(2π×38000kT)로 표현될 수 있고 여기서 k는 샘플링 포인트들의 수이고 T는 샘플링 사이클의 주기이다. 도시된 시스템에서, 샘플링 사이클은 (1/240,000)초와 동일하다. 이러한 주파수로, 지역적으로 생성된 코사인 신호는 cos[(19π/60)×k]가 된다. 따라서 단지 60 포인트들이 곱셈기(308)의 제 2 입력에서 38kHz의 로컬 신호를 생성하기 위해 코사인 테이블에 필요하다. 곱셈기(308)의 출력은 기저대역으로 시프트된 (L-R) 신호이다. 곱셈기(308)의 출력은 다음과 같이 표현될 수 있다.

MPX×2×Cos(2π×3800t)=(L+R)(Cos(η)+ 부가적인 고주파수 성분들

그후, 필터(310)는 15kHz 이상의 모든 고주파수 성분들을 제거하는데 사용된다. 다시, 주요하게 비용 이유들에 대해, 데시메이터(312)가 샘플링 레이트를 초당 48k 샘플들로 감소시킨다. 제거된 신호는 이하에서 설명될 바와 같이 위상 교정 신호 Cosθ에 의해 곱해진다.

유사한 방법으로 곱셈기(320)는 MPX 신호를 도시되지 않은 사인 테이블로부터 2sin(2π×38000t)의 값을 갖는 지역적으로 생성된 신호로 혼합하도록 동작한다. 사인 테이블의 크기(즉, 요구된 사인 값들의 수)는 샘플링 레이트에 의존한다. 디지털 영역에서, 2sin(2π×38000t)의 값은 2sin(2π×38000kT)으로 표현될 수 있고 여기서 k는 샘플링 포인트들의 수이고 T는 샘플링 사이클의 주기이다. 도시된 시스템에서, 샘플링 사이클은 (1/240,000)초와 동일하다. 이러한 주파수로, 지역적으로 생성된 코사인 신호는 Sin[(19π/60)×k]가 된다. 따라서 단지 60 포인트들이 곱셈기(320)의 제 2 입력에서 38kHz의 로컬 신호를 생성하기 위해 사인 테이블에 필요하다. 곱셈기(320)의 출력은 기저대역으로 시프트된 (L-R) 신호이다. 곱셈기(320)의 출력은 다음과 같다.

MPX×2×Cos(2π×3800t)=-(L-R)(Sos(η)+ 부가적인 고주파수 성분들

다음에, 필터(322)는 15kHz 이상의 모든 고주파수 성분들을 제거하는데 사용된다. 다시, 주요하게 비용 이유들에 대해, 데시메이터(324)가 샘플링 레이트를 초당 48k 샘플들로 감소시킨다. 제거된 신호는 이하에서 설명될 바와 같이 위상 교정 신호 Sinθ에 의해 곱해진다. 곱셈기들(308 및 320)은 따라서 자유 동작 38kHz 직교 믹서들로서 동작하여 스테레오 신호 (L-R)가 위상 정보가 대신 유지되는 도안 기저대역으로 시프트된다.

FM 복조된 신호는 또한 곱셈기(370)로 연결되어 2cos(2π×20000t)가 곱해진다. 곱셈기(370)는 MPX 신호를 도시되지 않은 코사인 테이블로부터의 2cos(2π×20000t)의 지역적으로 생성된 값으로 혼합하도록 할 수 있다. 입력 샘플링 레이트는 초당 240,000 샘플들이다. 결과적으로, 디지털 영역에서 곱셈기(370)의 제 2 입력에서의 값은 2cos[(2π×20000t)×(k/240000)]이 된다. 이 값은 cos(πk/6)로 단순화될 수 있다. 따라서, 20 포인트 코사인 테이블이 제 2 입력의 값을 곱셈기(370)로 완전하게 설명하기 위해 사용될 수 있다. 곱셈기(370)의 출력은 1kHz 파일럿 신호 더하기 부가적인 원치 않는 성분들인 중간 신호이다. 다시 말해, 중간 신호의 파일럿 신호 성분은 입력 신호의 파일럿 신호 성분보다 낮은 주파수이다. 부가적인 원치 않는 성분들의 존재로 인해, 필터(372)는 이후 1kHz 이상의 모든 높은 주파수 성분들을 제거하기 위해 사용된다. 다시, 주된 비용 이유들에 대해, 데시메이터(374)는 샘플링 레이트를 초당 12k 샘플들로 감소시킨다. 데시메이터(374)의 출력은 위상값을 갖는 중간 신호이다. 전력 추정이 데시메이터(374)의 출력으로 인가된다. 추정 전력이 소정의 임계치 이상이면, 이후 스테레오 신호가 존재한다는 알림이 제공된다. 제거된 신호는 (L-R) 신호에 대한 위상 각을 추정하기 위해 위상 고정 루프(376)로 피드된다. 위상 고정 루프(376)는 입력 신호의 파일럿 신호 성분의 대략적인 위상을 결정하며 중간 신호의 파일럿 신호 성분의 대략적인 위상을 사용하여 적어도 하나의 삼각 함수를 생성한다. Cosθ 및 Sinθ 출력들은 데시메이터들(312 및 324)의 출력들을 교정하기 위한 위상 교정들이다. 위상 고정 루프(376)가 정확하게 고정되면, θ의 값은 η과 동일하다.

곱셈기(330)는 데시메이터(312)의 출력과 Cosθ 위상 교정 신호를 수신하고 데시메이터(324)의 출력과 Sinθ의 음의 결과로 부가될 결과를 생성한다. 덧셈기(350)에 의해 제공된 생성된 합은 제 1 데이터 성분이고 위상 교정된 (L-R) 신호이므로 (L-R) 신호는 제 2 데이터 성분인 (L+R) 신호로 위상 정렬된다. 덧셈기(350)의 출력은 다음과 같이 표현될 수 있고:

(L-R)cosη×cosθ+(L-R)sinη×sinθ=(L-R)(cos(η-θ)

따라서, θ가 위상 고정 루프(376)에 대한 고정 조건을 나타내는 η과 정확하게 같을 때, 곱셈기(3650)의 출력은 정확하게 (L-R)이다.

스테레오 혼합기(360)는 일반적으로 (L+R) 신호 및 (L-R) 신호 모두를 수신하도록 기능한다. 수신 신호가 강하고 작은 노이즈가 존재할 때, 좌측 채널 신호 및 우측 채널 신호가 생성된다. 수신된 신호가 약하고 많은 노이즈가 존재할 때, 스테레오 혼합기(360)는 노이즈의 효과들을 감소시키기 위해 (L-R) 신호를 필터링한다. 부가적으로, (L-R) 신호의 감쇠가 노이즈를 더욱 감소시키도록 발생한다. 이러한 방법으로, 노이즈 제거를 돕기 위해 (L-R) 신호의 대역폭이 상당히 감소된다. 또한, 노이즈 레벨이 강하면 (L+R) 신호의 대역폭이 또한 감소된다. 이러한 감소는 "하이컷(high cut)"으로 알려져 있다. 또한, 신호가 약하면 신호는 일반적으로 어떠한 범위로 폐쇄된다. 스테레오 혼합기(360)를 위한 스테레오 혼합기의 하나의 수행의 다른 설명이 이하로 주어질 것이다.

도 4에 도시된 것은 도 3의 스테레오 혼합기(360)의 한 형태이다. 저역 필터(410)는 (L+R) 신호를 수신하기 위한 제 1 입력을 갖는다. FM 혼합기 제어 회로(420)는 도 1의 제어 회로(112)로부터 다중 입력들을 수신하기 위한 제 1 입력을 갖는다. FM 혼합기 제어 회로(420)의 제 1 출력은 저역 필터(410)의 제 2 입력으로 연결된다. 저역 필터(410)의 출력은 필터링된 (L+R) 신호를 생성한다. 저역 필터(430)는 (L-R) 신호를 수신하기 위한 제 1 입력을 갖는다. FM 혼합기 제어 회로(420)의 제 2 출력은 저역 필터(430)의 제 2 입력으로 연결된다. 저역 필터(430)의 출력은 필터링된 (L-R) 신호이다. 곱셈기(415)는 저역 필터(410)의 출력에 연결된 제 1 출력과, 게인 신호인 게인 1과 출력을 수신하기 위한 제 2 입력을 갖는다. 덧셈기(440)는 곱셈기(415)의 출력에 연결된 제 1 양의 입력과, 저역 필터(430)의 출력에 연결된 제 2 양의 입력을 갖는다. 덧셈기(440)의 출력은 좌측 스테레오 출력 신호, L-Out를 제공한다. 곱셈기(435)는 저역 필터(430)의 출력으로 연결된 제 1 출력과, 게인 인자, 게인 2 및 출력을 수신하기 위한 제 2 입력을 갖는다. 덧셈기(450)는 곱셈기(435)의 출력에 연결된 음의 입력을 갖고, 곱셈기(415)의 출력에 연결된 양의 입력을 갖는다. 덧셈기(450)의 출력은 우측 스테레오 출력 신호인 R-Out을 제공한다.

동작에서, 스테레오 혼합기(360)는 (L+R) 및 (L-R) 신호들을 수신하고 제 1 출력 신호인 R-출력을 생성하기 위해 위상 정렬된 (L-R) 신호를 사용한다. 저역 필터들(410 및 430)은 각각 수신된 신호 상태에 따라 변하는 동적 대역폭을 갖는다. 수신된 신호가 강하지만 왜곡을 생성하는 다중 경로 에코들이 존재한다면 대역폭이 보다 좁게 생성된다. 또한, 인근 신호 간섭 및 왜곡이 발생할 때, 대역폭은 좁아진다. 한 형태에서, 저역 필터(410)의 대역폭은 약 3kHz에서 약 15kHz사이에서 변화한다.

저역 필터들의 대역폭 조정이 필요할 때, 저역 필터(430)는 그의 대역폭을 처음으로 감소시킨다. 필터(430)는 (L-R) 신호가 고주파수로부터 시프트되었기 때문에 대역폭을 변화시키기 위한 제 1 필터이며, (L+R) 신호보다 쉽게 오염된다. 다양한 알려진 필터들이 저역 필터들(410 및 430)을 수행하기 위해 사용될 수 있음이 인지되어야 한다. 한 형태로, 종래의 무한 임펄스 응답(FIR) 필터가 저역 필터들(410 및 430)의 각각을 수행하기 위해 사용될 수 있다. 다른 형태로, FIR 필터들이 사용자에게 사용자 주문된 소프트웨어로 변형될 수 있는 필터 계수들을 제공하는 소프트웨어에서 수행될 수 있다. 일부 다른 필터들에 반대하여 FIR 필터를 사용하는 것은 (L+R) 신호와 (L-R) 신호 사이의 적절한 위상 관계를 유지하는데 유익할 것이다. 필터(430)가 대역폭이 최소 대역폭으로 감소된 후에, 게인 인자, 게인 2가 1 이하로 감소될 것이며 곱셈기(435)에 의해 신호가 감쇠될 것이다. 다시 한번 게인 2 인자는 최소 인자로 조정되며, 이후 저역 필터(410)가 보다 낮은 대역폭으로 조절될 것이다. 유사하게, 대역폭 감소에 부가하여 곱셈기(415)가 (L-R) 신호를 노이즈를 더욱 제거하기 위하여 감쇠되도록 사용될 수 있다. 대역폭 및 감쇠 인자들의 변경은 FM 혼합기 제어 회로(420) 및 제어 회로(112)로부터의 신호들에 의해 수행된다. 덧셈기(440)는 L-Out으로서 (2L) 출력 신호를 생성하기 위해 (L+R) 및 (L-R) 신호들을 합한다. 덧셈기(450)는 (2R) 출력 신호를 생성하기 위해 (L+R) 신호를 음의 (L-R)와 합한다.

소정의 계수들이 상이한 대역폭들을 수행하도록 저역 필터들(410 및 430)에 의해 사용된다. 저역 필터들(410 및 430)이 소프트웨어 또는 하드웨어 회로들에 의해 사용됨에 따라 계수들이 테이블들에 저장될 수 있으며, 실시간으로 계산될 수 있다.

도 5에 도시된 것은 도 3의 위상 고정 루프(376)에 대해 사용될 수 있는 다양한 타입들의 위상 고정 루프들의 한 형태이다. 곱셈기(502)는 데시메이터(374)의 출력에 연결된 제 1 입력을 갖고 2SinΨ(n)의 값을 갖는 신호를 수신하기 위한 제 2 입력을 갖는다. 사인 테이블(504)은 2SinΨ(n) 값을 제공하기 위한 곱셈기(502)의 제 2 입력으로 연결되며 위상 고정 루프(376)의 피드백으로 동작한다. 곱셈기(502)의 출력은 지연 회로(506)의 입력으로 연결된다. 지연 회로(506)의 출력은 곱셈기(508)의 제 1 입력으로 연결된다. 곱셈기(508)의 제 2 입력은 소정의 필터 계수들을 수신한다. 곱셈기(508)의 출력은 덧셈기(510)의 제 1 출력으로 연결된다. 곱셈기(502)의 출력은 또한 곱셈기(509)의 제 1 입력으로 연결된다. 곱셈기(509)의 제 2 입력은 또한 소정의 필터 계수들을 수신한다. 곱셈기(509)의 출력은 덧셈기(510)의 제 2 입력으로 연결된다. 덧셈기(510)의 출력은 지연 회로(520)의 입력으로 연결된다. 지연 회로(520)의 출력은 곱셈기(530)의 제 1 입력으로 연결되고 곱셈기(540)의 제 1 입력으로 연결된다. 곱셈기(530)의 제 2 입력은 F1로 라벨된 주파수로 연결된다. 곱셈기(530)의 출력은 덧셈기(510)의 제 3 입력으로 연결된다. 곱셈기(540)의 제 2 입력은 조정 가능한 게인 신호를 나타내는 "조정 가능한 Β"으로 라벨된 신호로 연결된다. 곱셈기(540)의 출력은 덧셈기(560)의 제 1 입력으로 연결된다. 덧셈기(560)의 출력은 지연 회로(561)의 입력으로 연결된다. 지연 회로(561)의 출력은 덧셈기(560)의 제 2 입력으로 연결된다. 덧셈기(560)의 출력은 덧셈기(562)의 제 1 입력으로 연결된다. 덧셈기(562)의 제 2 입력은 위상 교정 상수 또는 소정의 위상 교정인 신호를 수신한다. 덧셈기(562)의 출력은 결과적인 위상값을 제공하고 덧셈기(564)의 제 1 입력으로 연결된다. 곱셈기(564)의 제 2 입력은 "2"와 같은 상수값의 형태인 소정의 양의 정수를 수신한다. 곱셈기(564)의 출력은 곱해진 결과적인 위상 값 또는 위상각 θ를 제공한다. 곱셈기(564)의 출력은 사인/코사인 테이블들(570)의 입력으로 연결된다. 사인/코사인 테이블들(570)은 코사인 출력의 코사인 값들 Cosθ와 사인 출력의 사인 값 Sinθ 모두를 제공한다. 사인/코사인 테이블들(570)은 곱해진 결과적인 위상 값의 적어도 하나의 삼각 함수를 결정한다. 덧셈기(572)는 덧셈기(560)의 출력으로 연결된 제 1 입력을 갖는다. 덧셈기(572)의 제 2 입력은 지연 회로(574)의 입력과 덧셈기(580)의 출력으로 연결된다. 덧셈기(580)의 제 1 입력은 (Π/6)과 같은 값을 수신하고, 덧셈기(580)의 제 2 입력은 지연 회로(574)의 출력으로 연결된다. 덧셈기(572)의 출력은 사인 테이블(504)이 입력으로 연결된다.

동작에서, 저역 필터(372)의 출력의 제거된 버전이 지역적으로 생성된 1kHz 캐리어 신호를 갖는 곱셈기(502)에 의해 곱해진다. 곱셈기(502)는 위상 검출 기능을 수행한다. 곱셈기들(508, 509, 530 및 540), 지연 회로들(506, 520) 및 덧셈기(508)는 위상 고정 루프의 루프 필터를 집합적으로 형성한다. 곱셈기(540)의 출력은 저역 필터링된다. 지연 회로(561) 및 덧셈기(560)는 곱셈기(540)의 출력에서 필터링된 신호와 연관된 위상 에러를 축적하기 위한 누산기 기능을 수행한다. 덧셈기(560)의 출력은 위상 고정 루프에 의해 수신된 신호의 추정된 위상 신호이다. 덧셈기(580)와 지연 회로(574)는 사인 테이블(504)에 의해 제공된 로컬 신호의 1kHz 때문에 위상 변화를 생성시키도록 기능을 하는 자유 동작 위상 누산기 신호를 제공할 수 있다. 덧셈기(572)는 사인 테이블(504)로 총 위상 신호를 제공하기 위해 자유 동작 위상 누산기 신호와 추정된 위상 신호를 조합하도록 기능한다. 위상각은 총 위상각의 사인 값을 위치시키도록 사용된다.

부가적으로, 덧셈기(560)의 출력은 위상 고정 루프에 의해 수신되기 전의 저역 필터와 데시메이터를 통해 신호를 결합시키는 것과 연관된 일부 위상 지연을 갖는 축적된 위상 신호이다. 축적된 위상 신호는 위상 보정 상수로 부가된다. 위상 보정 상수는 1kHz에서 저역 필터(372)의 위상 주파수 응답의 계산으로부터 얻어지는 소정의 상수 값이다. 다시 말해, 상수는 곱셈기(370)의 입력으로부터 위상 고정 루프(374)의 입력으로의 파일럿 신호의 결합에서 발생하는 시간 지연으로부터 결과되는 위상 에러를 보상하기 위한 값이다. 곱셈기(564)는 보정된 위상을 두개의 인자들로 곱한다. 파일럿 신호 주파수가 19kHz인 동안 (L-R) 신호의 캐리어가 38kHz이므로 두개의 인자가 이러한 특정 예에 사용된다. 곱셈기(564)의 출력은 (L-R) 신호와 연관된 위상 에러를 교정할 필요가 있는 위상각이다. 그 위상각은 이후 사인/코사인 테이블들(570)의 위상각에 대한 사인 및 코사인 값들을 위치시키기 위해 사용된다.

이제 FM 스테레오 수신기 및 그의 동작 방법에서 사용하기 위한 모든 디지털 디코더가 제공되었음이 인식되어야 한다. 디지털화된 중간 주파수(DIF) FM 수신기들의 FM 멀티플렉스된 신호의 스테레오 신호를 디코딩하고 혼합하기 위한 비용 효율적인 방법이 제공된다. 본 발명은 특히 수신된 약한 FM 신호의 스테레오 생성을 위해 유익하다. 스테레오 혼합기에서 매우 좋은 필터링과 스테레오 혼합기에서 (L-R) 신호의 필터링을 사용하는 것에 의해, 주 신호 채널 (L+R)과의 충돌 없이 노이즈의 효과들은 상당히 감소된다. 따라서, 신호의 충실도가 노이즈의 신호들이 상당히 제거되는 동안 부정적으로 제거되거나 필터링되지 않고 보호된다. (L-R) 신호는 주기적으로 높은 주파수에서 대역으로 시프트되고 여기서 (L+R) 신호는 없다. 따라서, 주 (L+R) 신호 채널에서의 노이즈의 효과들이 보다 작아진다.

위상 고정 루프는 매우 비용 효율적인 방법의 위상 추정 및 교정을 허용한다. 1kHz 신호를 얻기 위해 특정의 소정의 주파수를 갖는 19kHz 파일럿 신호를 먼저 혼합하는 것에 의해, 매우 낮은 샘플링 레이트로의 신호의 다른 제거가 이루어진다. 혼합은 상대적으로 작은 룩업 테이블이 요청되는 것을 허용하는 방법으로 이루어진다. 특히, 테이블의 크기는 입력 샘플링 레이트와 파일럿 신호로 혼합될 신호의 주파수에 의해 결정된다. 20kHz 신호는 초당 240K 샘플들로 선택되며 단지 20개의 포인트들이 코사인 테이블을 수행하기 위한 신호 파형을 위해 요구된다. 파일럿 신호의 감소된 샘플링 레이트의 결과로, 위상 고정 루프(376)가 매우 낮은 샘플링 레이트에서 동작될 수 있다.

본 발명은 쉽게 프로그램될 수 있고 변경될 수 있는 소프트웨어로 정의된 비율의 수행을 허용한다. 여기서 설명된 모든 기능들이 모든 기능들을 수행하기 위해 개발된 소프트웨어와 코드에서 수행될 수 있다는 것이 잘 이해되어야 할 것이다. 소프트웨어가 쉽게 변화될 수 있다는 사실은 오디오 품질 및 동적 선택 특성들을 변화시키는 큰 유연성을 허용한다. 주파수 응답 특성들은 변경될 수 있으며 진폭은 타겟 어플리케이션의 요구에 기초하여 변화될 수 있다.

본 발명을 수행하기 위해 회로들이 사용된 때, 모든 디지털 FM 디코더의 사용이 아날로그 성분들의 사용보다 바람직하다. 아날로그 회로의 노쇠는 보다 많이 고장나는 경향이 있다. 온도 변화들은 모든 아날로그 성분들의 동작 특성들에 바람직하지 못한 영향을 미친다.

본 발명의 중요한 개념들의 이해와 인식을 위해, 및 본 발명의 교시들로부터 벗어나지 않고 집중하기 위해 대부분의 부분들에 대하여 당업자에게 알려진 전자 성분들로 이루어진 본 발명을 수행하는 장치가 있기 때문에, 회로의 구성성분들은 위에서 도시된 바와 같이 고려될 필요가 있는 것보다 큰 범위에서는 설명되지 않을 것이다.

앞의 설명에서, 본 발명은 특정 실시예들을 참조로 설명되었다. 그러나 당업자는 이하의 청구항들에서 설명된 바와 같은 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않는 다양한 변경들 및 변화들이 만들어질 수 있다는 것을 인식한다. 예를 들어, 본 발명은 곱셈기와 다른 다양한 혼합 회로들로 수행될 수 있다. 부가적으로, 곱셈은 시프트 기능에 의해 시프트 동작들로 수행될 수 있다. 다양한 소프트웨어 기술들 및 하드웨어 회로가 합, 조합 또는 부가 기능을 수행하기 위해 사용될 수 있다. 필터 계수들은 소프트웨어로 변경될 수 있다. 따라서, 명세 및 도면들이 제한하는 것보다 도시하는 것으로 간주되며, 모든 이러한 변경들은 본 발명의 범위 내에 포함되는 경향이 있다.

이익들, 다른 장점들 및 문제점들에 대한 해결책들이 특정 실시예들에 관하여 위에서 설명되었다. 그러나, 보다 명백하게 발생되거나 이루어지는 이익들, 장점들, 문제점들에 대한 해결책들의 원인이 되는 임의의 이익, 장점 또는 해결들을 임의의 소자(들)는 임의의 또는 모든 청구항들의 중요한, 요구된 또는 필수적인 특성 또는 성분으로 해석되지 않는다. 여기서 사용된 바와 같이, "포함하다", "포함하는"이라는 용어들 또는 그의 임의의 다른 파생어는 이러한 구성성분들만을 포함하지 않는 구성성분들의 리스트를 구성하는 프로세스, 방법, 원리 또는 장치와 같은 비배타적인 포함을 포괄하는 것으로 의도되며, 이러한 프로세스, 방법, 원리 또는 장치로 표현되지 않은 리스트 또는 본래의 다른 구성성분들을 포함할 수 있다.

Claims

입력 신호 및 제 1 출력 신호를 갖는 디코더에 있어서,

소정의 값에 상기 입력 신호를 곱하여 중간 신호를 발생하는 곱셈기로서, 상기 입력 신호는 파일럿 신호 성분을 갖고, 상기 중간 신호내의 상기 파일럿 신호 성분은 상기 입력 신호내의 상기 파일럿 신호 성분보다 낮은 주파수인, 상기 곱셈기와,

상기 중간 신호를 수신하고 상기 파일럿 신호 성분을 출력으로서 제공하기 위한 필터와,

상기 필터의 출력으로부터 상기 파일럿 신호 성분을 수신하기 위한 위상 고정 루프로서, 상기 입력 신호의 상기 파일럿 신호 성분의 대략적인 위상을 결정하고, 상기 중간 신호의 상기 파일럿 신호 성분의 상기 대략적인 위상을 사용하여 적어도 하나의 삼각 함수(trigonometric function)를 생성하는 상기 위상 고정 루프와,

상기 적어도 하나의 삼각 함수를 사용하여 상기 입력 신호의 제 1 데이터 성분과 상기 입력 신호의 제 2 데이터 성분을 위상 정렬하고, 위상 정렬된 제 1 데이터 성분을 제공하는 수단과,

상기 위상 정렬된 제 1 데이터 성분을 사용하여 상기 제 1 출력 신호를 발생하는 수단을 포함하는, 디코더.
제 1 항에 있어서, 상기 디코더는 제 2 출력을 갖고, 상기 제 1 출력 신호는 우측 스테레오 채널이며, 상기 제 2 출력 신호는 좌측 스테레오 채널이고, 상기 제 1 데이터 성분은 좌측 채널과 우측 채널 사이의 차이이며, 상기 제 2 데이터 성분은 상기 좌측 채널과 상기 우측 채널의 합인, 디코더.
제 1 항에 있어서, 상기 위상 정렬된 제 1 데이터 성분을 사용하여 상기 제 1 출력 신호를 생성하는 상기 수단은 스테레오 혼합기(stereo blender)를 포함하는, 디코더.
제 3 항에 있어서, 상기 스테레오 혼합기는,

제 1 필터 출력을 제공하기 위한 제 1 필터와,

제 2 필터 출력을 제공하기 위한 제 2 필터와,

상기 제 1 필터와 상기 제 2 필터에 결합된 조합 회로로서, 상기 제 1 및 제 2 출력 신호들을 생성하기 위해 상기 제 1 필터 출력 및 상기 제 2 필터 출력을 조합하는 상기 조합 회로를 포함하는, 디코더.
제 4 항에 있어서, 상기 제 1 필터의 필터 계수들은 선택 가능하고, 상기 제 2 필터의 필터 계수들은 선택 가능한, 디코더.
좌측 채널(L) 및 우측 채널(R) 상의 정보를 포함하는 입력 신호를 디코딩하기 위한 방법에 있어서,

필터링된 L+R 신호를 생성하기 위해 L+R 신호를 필터링하는 단계로서, L은 상기 좌측 채널이고, R은 상기 우측 채널인, 상기 필터링 단계와,

필터링된 L-R 신호를 생성하기 위해 L-R 신호를 필터링하는 단계와,

상기 L+R 신호 및 상기 L-R 신호를 필터링한 이후에, 좌측 채널 출력 신호와 우측 채널 출력 신호를 생성하기 위해 상기 필터링된 L+R 신호 및 상기 필터링된 L-R 신호를 조합하는 단계를 포함하는, 디코딩 방법.
제 6 항에 있어서, 상기 L+R 신호를 필터링하는 상기 단계와 상기 L-R 신호를 필터링하는 상기 단계는 적어도 하나의 FIR 필터를 사용하여 수행되는, 디코딩 방법.
제 6 항에 있어서, 상기 L+R 신호를 필터링하는 상기 단계와 상기 L-R 신호를 필터링하는 상기 단계는 소프트웨어에서 수행되는, 디코딩 방법.
제 8 항에 있어서, 소프트웨어 변경 가능한 필터 계수들을 제공하는 단계를 더 포함하는, 디코딩 방법.