JP2005509364A - デジタルｆｍステレオ復号器及び操作の方法 - Google Patents

Abstract

デジタル化された中間周波数（ＤＩＦ）ＦＭ無線受信機（１００）のコスト効率の高いデジタルステレオ復号器（２１６）である。ＦＭ復調（２１２）の後、（Ｌ−Ｒ）ステレオ信号をベースバンドへとシフトするために、高いサンプリングレートの多重化信号（ＭＰＸ）が自走の局所的直角の混合器（３０８、３２０）と混合される。更にＭＰＸ信号は、組み込まれた１９ＫＨｚのパイロットトーン信号を１ＫＨｚに変換するために自走の局所的に生成された搬送波信号とも混合される。パイロットトーン信号は低いサンプリングレートにデシメーションされ、これによりパイロット信号の位相を推定するために低いレートの信号に位相同期ループ（ＰＬＬ）が適用される。高周波数のノイズを減衰させ音質を改善するためにＦＭ混合制御装置が使用される。受信機は、ソフトウェアで実施されてもよいし、様々な動作特性を備えるよう顧客により構成可能でもよい。

Description

本発明は一般にＦＭ受信機に関し、特に、ステレオＦＭ受信機に関する。

ステレオＦＭ受信機は一般に多くの消費者製品で使用されている。アナログ信号が受信されて中間周波数（ＩＦ）段でデジタル化される。デジタル化された後、信号はＦＭ復調器で復調され、周波数多重化ステレオ信号を得る。周波数多重化（ＭＰＸ）ステレオ信号は、少なくとも、ベースバンドの左右のチャネルを合計した信号（Ｌ＋Ｒ）と、１９ｋＨｚのパイロット信号と、３８ｋＨｚを中心とする左右のチャネルの差信号（Ｌ−Ｒ）と、５７ＫＨｚの無線データ信号（ＲＤＳ）とを有する。この特定の周波数は一般に採用されている規格で決定されている。次に、（Ｌ−Ｒ）オーディオ成分が多重化ステレオ信号から抽出され、（Ｌ＋Ｒ）オーディオ成分と結合されて、特定のＬチャネルと特定のＲチャネルとからなるステレオ出力をもたらす
ステレオ復号化を行い、（Ｌ−Ｒ）信号を抽出するためには、１９ＫＨｚのパイロット信号を回復させなくてはならない。回復されたパイロット信号の周波数は３８ＫＨｚに倍増されていることが多い。この信号は（Ｌ−Ｒ）信号を混合してベースバンドに低減させるために利用される。１９ＫＨｚの信号を回復させるにあたっては、位相情報も正確に回復されなくてはならない。正確な位相回復がなされないと、音質が劣化する原因となる。正確な位相回復は、弱い入力信号では特に困難である。

合成のＭＰＸ信号にはかなりのノイズ成分があるため、ノイズのかなりの部分を除去するためにはステレオブレンド器回路を利用するプロセスが必要である。従来のブレンド器回路は、ノイズの影響を低減するために（Ｌ−Ｒ）周波数成分を減衰させる。その後、（Ｌ＋Ｒ）信号から高周波数成分を除去するハイカット回路が使用される。しかし、（Ｌ−Ｒ）信号が減衰される場合、ノイズのほかに信号情報も除去されてしまう。

本発明は一例として図示され、添付の図面に限定はされず、これらの図面では同じ参照番号が類似の構成要素を示している。
図中の構成要素は、簡単化しかつ明確化すべく図示され、必ずしも寸法通りには描かれていない。例えば、本発明の実施形態の理解の向上を助けるために図中の幾つかの構成要素の寸法が誇張されている場合がある。

図１は本発明の１つの実施形態による無線受信機を図示する。無線受信機１００にはユーザインタフェース１１０があり、このユーザインタフェース１１０は導線１４４を介して制御回路１１２と双方向に結合されている。制御回路１１２は、導線１４２を介して無線周波数（ＲＦ）ユニット１０６及び１０８と双方向に結合されており、導線１４０を介して中間周波数（ＩＦ）ユニット１１４と双方向に結合されており、導線１３８を介してベースバンドユニット１１６と双方向に結合されている。ＲＦユニット１０６は、導線１２０を介してＲＦアンテナ１０２に結合されており、導線１２４を介してＩＦユニット１１４と双方向に結合されている。ＲＦユニット１０８は、導線１２２を介してＲＦアンテナ１０４に結合されており、導線１２６を介してＩＦユニット１１４と双方向に結合されている。ＩＦユニット１１４は導線１２８と１３０と１３２を介してベースバンドユニット１１６に結合されている。ベースバンドユニット１１６は導線１３４を介してオーディオ処理ユニット１５０及びデータ処理ユニット１４８に結合されている。オーディオ処理ユニット１５０は増幅器及びスピーカ１１８に結合されており、この増幅器及びスピーカ１１８は導線１３６を介して出力信号を供給する。データ処理ユニット１４８はユーザイ
ンタフェース１１０と双方向に結合されている。更に、ユーザは導線１４６を介してユーザインタフェース１１０に情報を供給してもよいしユーザインタフェース１１０から情報を受信してもよい。

操作中、ＲＦアンテナ１０２及び１０４は無線信号を捕捉して、これらの無線信号をＲＦユニット１０６及び１０８にそれぞれ供給する。ＲＦユニット１０６及び１０８は受信した無線信号を、無線受信機の設計に従って共通中間周波数範囲に変換する。即ち、ＲＦユニット１０６及び１０８は受信した無線信号の周波数をＩＦユニット１１４の要求次第で低い周波数又は高い周波数に変換する。ＩＦユニット１１４は、導線１２４及び１２６を介してＲＦ信号を受信し、これらのＲＦ信号をアナログ‐デジタル変換器を用いてデジタル化する。更にＩＦユニット１１４は、デジタル化された同相信号及び直角信号を生成するデジタルミキシングも行い、これらの信号は導線１２８及び１３０を介してベースバンドユニット１１６に出力される。代替の実施形態では、ＩＦユニット１１４は必須ではない。即ち、ＲＦユニット１０６及び１０８は、アンテナ１０２及び１０４から受信した無線信号を直接ベースバンドに移動させてもよいし、デジタル化されたベースバンド信号を直接ベースバンドユニット１１６に供給するアナログ‐デジタル変換器を備えていてもよい。（なお、ＲＦユニット１０６及び１０８及びＩＦユニット１１４は、使用される際に、受信した無線信号が低い周波数と高い周波数のそれぞれどちらに変換される必要があるかに依存して「低周波数ユニット（ｌｏｗｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｕｎｉｔ）」又は「高周波数ユニット（ｈｉｇｈｅｒ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｕｎｉｔ）」と見なされる場合がある。）
ベースバンドユニット１１６はデジタル化された無線信号を中間周波数ユニット１１４から受信する、又は、ＩＦユニットがない場合には、ＲＦユニット１０６及び１０８から直接受信する。ベースバンドユニット１１６は、導線１３４を介してオーディオ情報及びデータ情報を生成するために、信号調整と復調と復号化を行う。ベースバンドユニット１１６により行われる処理は後の図面を参照して更に説明される。オーディオ情報は導線１３４を介してオーディオ処理ユニット１５０に供給される場合があり、このオーディオ処理ユニット１５０は、無線受信機１００から導線１３６を介してオーディオ出力を生成するため増幅器及びスピーカ１１８に結合されている場合がある。例えば、このオーディオ出力は無線のスピーカから流れる音楽の場合がある。代案として、ベースバンドユニット１１６は、更なる処理のためにデータ情報を導線１３４を介してデータ処理ユニット１４８へと出力する場合がある。データ処理ユニット１４８の出力がユーザインタフェース１１０に結合されることにより、ユーザと無線受信機１００の出力との相互作用が可能になる。例えば、ユーザインタフェース１１０は、無線ダイヤル、タッチスクリーン、モニタとキーボード、キーパッド、又は他の任意の適切な入出力装置でよい。データ情報は、テキスト、グラフィック、又はデジタル形式で送信される他の任意の情報でよい。

代替の実施形態では、無線受信機１００は異なるフォーマットのデータに使用される場合があり、このデータは例えば、ＡＭ、ＦＭ、ＧＰＳ、デジタルＴＶ、ＴＶ、デジタル／オーディオ放送、オーディオ放送、デジタル／ビデオ放送などである。更に、無線受信機１００は無線周波数以外の周波数を受信するよう設計されている場合がある。従ってアンテナ１０２及び１０４は、様々なデータフォーマットを検出できるセンサと見なされる場合がある。更に、システムの各センサ又はアンテナは、例えば、１つのセンサが無線信号を受信すると同時に他のセンサが上述の異なるタイプのデータを受信するよう、異なるフォーマットのデータを受信する場合がある。更に、図１の無線受信機１００には２つのセンサ又はアンテナ（たとえばアンテナ１０２及び１０４）が示されているが、代替の実施形態では信号ないしは情報の捕捉のために、任意の数のセンサが使用されてよい。

図２はベースバンドユニット１１６の一部の１つの実施形態を図示している。ＩＦフィルタ２００が同相信号と直角信号の対Ｉ１、Ｑ１、及びＩ２、Ｑ２をそれぞれ導線１２８
及び１３０を介して受信し、Ｉ１、Ｑ１がセンサないしアンテナ１０２を介して受信した信号に対応しており、Ｉ２、Ｑ２がセンサないしアンテナ１０４を介して受信した信号に対応している。Ｉ１及びＩ２はデジタル化された同相信号を表しており、Ｑ１及びＱ２はデジタル化された直角信号（例えば、同相信号と比較すると位相が９０度ずれている信号）を表している。（なお、以下に更に説明されるように、Ｉ１、Ｑ１、及びＩ２、Ｑ２などの各信号は複素数で表されてもよく、その場合には、Ｉ１及びＩ２は実数部を表し、Ｑ１及びＱ２は虚数部を表す。）ＩＦフィルタ２００は導線２０２及び２０４を介してチャネル処理ユニット２０６に結合されている。チャネル処理ユニット２０６は導線２０８及び２１０を介して復調器２１２に結合されており、復調器２１２は導線２１４を介して信号処理ユニット２１６に結合されている。信号処理ユニット２１６は導線１３４を介してオーディオ／データ情報を供給する。ＩＦフィルタ２００、チャネル処理ユニット２０６、復調器２１２、信号処理ユニット２１６は、導線１３８を介し制御回路１１２に結合されている。導線１３８は、ユニット２００、２０６、２１２、２１６と別個の信号をやりとりするための様々な導線を備えた制御バスと見なされる場合がある。導線１３２は、例えば、導線１３８のサブセットであったり、中間周波数ユニット１１４に戻るよう設けられた全てのバス１３８であったりする。従って、導線１３８を介して受信された制御信号は導線１３２を介してＩＦ周波数ユニット１１４に送信される場合がある。同様に、これらの制御信号やこれらの信号のサブセットは導線１２４及び１２６を介して送信されＲＦユニット１０６及び１０８に戻る場合がある。代案として、制御信号は直接に制御回路１１２から導線１４２を介して無線周波数ユニット１０６及び１０８に送られる場合がある。

操作中、ＩＦフィルタ２００は、入力信号Ｉ１、Ｑ１、及びＩ２、Ｑ２の所望の周波数範囲から、望ましくない信号及びノイズを除去する。更にＩＦフィルタ２００は、フィルタリング済みの同相信号と直角信号の対Ｉ１’、Ｑ２’、及びＩ２’、Ｑ２’を生成するために、隣接チャネルを抑制し、Ｉ１’、Ｑ１’はＩ１、Ｑ１に対応しており、Ｉ２’、Ｑ２’はＩ２、Ｑ２に対応している。チャネル処理ユニット２０６は、Ｉ１’、Ｑ１’、及びＩ２’、Ｑ２’を受信し、これらを結合させて単一の結合信号Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂを生成する。代案として、チャネル処理ユニット２０６は、Ｉ１’、Ｑ１’、又はＩ２’、Ｑ２’などのチャネル処理ユニット２０６の入力信号のうち一方を、導線２１０を介して直接に復調器２１２へＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓとして供給する場合もある。従って、チャネル処理ユニット２０６は、チャネル処理ユニット２０６のデジタル化された入力信号を組み合わせるか、これらの入力信号を直接に復調器２１２などの更なる処理ユニットへとバイパスするかの選択肢を提供する。チャネル処理ユニット２０６は、Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂなどの結合信号及びＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓなどのバイパス信号の両方を供給する場合もある。チャネル処理ユニット２０６及びＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓは異なるタイプの信号フォーマットを受信する能力も備え、そのため、Ｉ１’、Ｑ１’などの１つの信号がチャネル処理ユニット２０６により処理されて導線２０８を介し出力される一方で、Ｉ２’、Ｑ２’などの第２の信号は直接に復調器２１２にバイパスされる、異なった信号フォーマットの場合がある。（代案として、Ｉ１’、Ｑ１’はチャネル処理ユニット２０６により処理されずに導線２０８を介して出力される場合もある。）これにより、チャネル処理ユニット２０６は更なる処理のために単一の結合信号も種々の異なる信号も供給できる。例えば、１つのアンテナが１つの無線局からの信号を供給すると同時に、２番目のアンテナが２番目の無線局からの信号又は異なるデータフォーマットの信号を供給する。チャネル処理ユニット２０６は受信した信号のノイズ除去を行う場合もある。

なお、図２に図示した実施形態では、ＩＦフィルタ２００及びチャネル処理ユニット２０６により受信された２つの信号のみが図示されている。しかし、図１を参照して説明したように、無線受信機１００は１０２や１０４などのアンテナを任意の数だけ備えていて
よい。その実施形態では、各アンテナがそのアンテナ特有のＩ１、Ｑ１などの同相信号と直角信号の対をＩＦフィルタ２００に供給する。この実施形態では、ＩＦフィルタ２００は、アンテナの各々に対応する複数のフィルタリング済みの同相信号と直角信号の対を供給する。このように、チャネル処理ユニット２０６は必要に応じて単一の結合信号又は多数の副結合の信号を出力する場合がある。更に、チャネル処理ユニット２０６は、多数のバイパス信号を供給する場合があり、その結果、１つ以上の入力信号が復調器２１２などの更なる処理ユニットに直接バイパスされることがある。

復調器２１２は、チャネル処理ユニット２０６から信号Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂ、及びＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓを受信し、復調された信号を導線２１４を介して信号処理ユニット２１６に供給する。更に、復調器２１２が信号Ｉｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓを受信した場合にも、復調器２１２は復調されたＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓを同様に導線２１４を介し信号処理ユニット２１６に供給する。しかし、上述のように、Ｉｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓは必須ではない。例えば、１つの実施形態では、復調器２１２がＦＭ復調器であり、各々の入力信号（例えば、Ｉｃｏｍｂ、Ｑｃｏｍｂ、及びＩｂｙｐａｓｓ、Ｑｂｙｐａｓｓ）に対応している多重（ＭＰＸ）信号を供給する場合がある。代替の実施形態では、復調器２１２が、ＡＭ復調器であったり、システム（例えば、無線受信機１００）と入力信号Ｉ１、Ｑ１、及びＩ２、Ｑ２に要求される他の任意の信号フォーマットに特定の復調器であったりする。信号処理ユニット２１６は、導線２１４を介して受信した信号に更なる処理を実行し、導線１３４を介してオーディオ／データ情報を出力する場合がある。オーディオ／データ情報には、単なるオーディオ情報、単なるデータ情報、オーディオ情報及びデータ情報の両方の組み合わせなどがある。このデータは、図１に図示されているように、データ処理システムやオーディオ処理システムなどの種々の異なるシステムに出力される場合がある。例えば、ＦＭ受信機では、復調器２１２はＭＰＸ信号を上述のように信号処理ユニット２１６へと出力する。この実施形態では、信号処理ユニット２１６はＭＰＸ信号を受信し、適切な信号を各スピーカに供給するためステレオ復号化を行う。例えば、ＭＰＸ信号は、ステレオシステムの左右のスピーカ信号を供給するために、パイロットトーンを利用して復号される場合がある。更に、信号処理ユニット２１６は、更なる情報を後続の処理ユニットに供給するため、他の副搬送波信号（例えば、ＲＤＳやＤＡＲＣ）も復調する場合がある。

図３に図示されているのは図２の信号処理ユニット２１６のデジタルＦＭステレオ復号器部分である。図２の信号２１４は入力信号として機能し、サンプリングレート変換器３０２の入力に結合されている。サンプリングレート変換器３０２の出力は、サンプリングレート毎秒２４０Ｋサンプルの「ＭＰＸ」と表記されている周波数多重化信号を供給する。ＭＰＸ信号は低域通過フィルタ３０４の入力に接続されている。低域通過フィルタのカットオフ周波数は１５ＫＨｚであり、低域通過フィルタは１５ＫＨｚを上回る周波数全てをフィルタして遮断する。低域通過フィルタ３０４の出力はデシメータ３０６の入力に接続されている。デシメータ３０６は係数５でデシメーションを行う。デシメータ３０６の出力は、左右を加算した（Ｌ＋Ｒ）ステレオ信号をサンプリングレート毎秒４８Ｋサンプルで供給する。サンプリングレート変換器３０２の出力は乗算器３０８の第１の入力にも接続されている。乗算器３０８の第２の入力がコサインテーブル（図示せず）から値２ｃｏｓ（２π×３８０００ｔ）の信号を受信し、ここでｔは時間である。乗算器３０８の出力が、カットオフ周波数１５ＫＨｚの低域通過フィルタ３１０の入力に接続されている。低域通過フィルタ３１０の出力がデシメータ３１２の入力に接続され、このデシメータ３１２は係数５でデシメーションを行う。サンプリングレート変換器３０２の出力は乗算器３２０の第１の入力にも接続されている。乗算器３２０の第２の入力がサインテーブル（図示せず）から値２ｓｉｎ（２π×３８０００ｔ）の信号を受信し、ここでｔは時間である。乗算器３２０の出力が、カットオフ周波数１５ＫＨｚの低域通過フィルタ３２２の入力に接続されている。低域通過フィルタ３２２の出力がデシメータ３２４の入力に接続さ
れている。デシメータ３１２の出力が乗算器３３０の第１の入力に接続されている。乗算器３３０の第２の入力が、Ｃｏｓθであるコサイン関数の信号を受信する。デシメータ３２４の出力が乗算器３４０の第１の入力に接続されている。乗算器３４０の第２の入力が、Ｓｉｎθであるサイン関数の信号を受信する。乗算器３３０の出力が加算器３５０の第１の入力に接続されている。乗算器３３０の出力が加算器３５０の第２の入力に接続されている。加算器３５０の出力が、（Ｌ−Ｒ）であるステレオ信号の第１のデータ成分をサンプリングレート毎秒４８Ｋサンプルで供給する。（Ｌ＋Ｒ）信号は第２のデータ成分でありステレオブレンド器３６０の第１の入力に接続されており、（Ｌ−Ｒ）信号はステレオブレンド器３６０の第２の入力に接続されている。（Ｌ−Ｒ）信号、即ち第１のデータ成分は、左チャネルと右チャネルとの差であり、（Ｌ＋Ｒ）信号、即ち第２のデータ成分は、左チャネルと右チャネルの和である。ステレオブレンド器３６０には、ＦＭステレオ信号の右ステレオチャネル（Ｒ‐Ｏｕｔ）３８２である第１の出力信号があり、更に、左ステレオチャネル（Ｌ‐Ｏｕｔ）３８０である第２の出力信号もある。Ｒ‐Ｏｕｔ信号は右チャネル出力信号であり、Ｌ‐Ｏｕｔ信号は左チャネル出力信号である。サンプリングレート変換器３０２の出力は乗算器３７０の第１の入力にも接続されている。乗算器３７０の第２の入力が、所定のコサイン値２Ｃｏｓ（２π×２００００ｔ）の信号に接続され、ここでｔは時間である。この信号は自走搬送波信号であり、これは信号の値が外部ソースに影響されないことを意味している。乗算器３７０の出力は、低域通過フィルタ３７２の入力に接続されている中間信号である。低域通過フィルタ３７２のカットオフ周波数は１．８ＫＨｚである。低域通過フィルタ３７２の出力はデシメータ３７４の入力に接続されている。デシメータ３７４のデシメーション係数は２０である。デシメータ３７４の出力は位相同期ループ（ＰＬＬ）３７６の入力に接続されている。位相同期ループには、Ｃｏｓθと表記されている信号を供給する第１の出力と、Ｓｉｎθと表記されている信号を供給する第２の出力とがある。デシメータ３７４の出力は電力推定回路３７７の第１の入力に接続されている。電力推定回路３７７の出力がステレオ表示出力信号を供給する。

操作中、サンプリングレート変換器３０２は入力でＦＭ復調信号を受信する。サンプリングレート変換器３０２は、ＦＭ復調信号のサンプリングレートを毎秒９６０Ｋサンプルなどのレートから毎秒２４０Ｋサンプルのレートまで低下させる。サンプリングレート変換器３０２の出力は、多重化されたＦＭ復調信号、即ちＭＰＸであり、ベースバンドのＬ＋Ｒ成分、３８ＫＨｚのＬ−Ｒ成分、１９ｋＨｚのパイロット信号成分、更に可能であれば５７ｋＨｚのＲＤＳ信号を備えている。

ＭＰＸ信号は以下のように表される。
ＭＰＸ＝（Ｌ＋Ｒ）＋Ａ×ｃｏｓ（２π×１９×１０^３×ｔ）＋γ）＋（Ｌ−Ｒ）×ｃｏｓ（２π×３８×１０^３×ｔ＋η）
ここでＡはパイロットトーン信号の振幅である。
低域通過フィルタ３０４は１５ＫＨＺを上回る成分全てにフィルタをかけるよう機能し、従って、ＭＰＸ信号のＬ＋Ｒ成分を供給する。そのためサンプリングレートはデシメータ３０６により係数５でレート毎秒４８Ｋサンプルまで下げられる。サンプリングレートが下がるに従って、残りの処理回路のコスト効率がよくなる。乗算器３０８は、図示しないコサインテーブルの値２ｃｏｓ（２π×３８０００ｔ）の局所的に生成された信号とＭＰＸ信号を混合するよう機能する。

コサインテーブルのサイズ（即ち、必要なコサイン値の数）はサンプリングレートに依存している。デジタルドメインでは、値２ｃｏｓ（２π×３８０００ｔ）は２ｃｏｓ（２π×３８０００ｋＴ）と表され、ここでｋはサンプリング点の数であり、Ｔはサンプリング周期の期間である。図示のシステムでは、サンプリング周期は（１／２４０，０００）秒である。これらの周波数により、局所的に生成されたコサイン信号はｃｏｓ［（１９π／６０）×ｋ］となる。従って、乗算器３０８の第２の入力で３８ｋＨｚの局所的な信号
を生成するためにコサインテーブルで必要とされるのは、６０点のみである。乗算器３０８の出力はベースバンドにシフトされたＬ−Ｒ信号である。

乗算器３０８の出力は次のように表される。
ＭＰＸ×２×Ｃｏｓ（２π×３８０００ｔ）＝（Ｌ−Ｒ）Ｃｏｓ（η）＋付加的な高周波数成分
その後、１５ｋＨｚを上回る高周波数成分全てを除去するためにフィルタ３１０が使用される。やはり、主にコストの理由で、デシメータ３１２がサンプリングレートを毎秒４８Ｋサンプルまで低下させる。デシメーションされた信号は、以下に述べる位相補正信号のＣｏｓθを乗算される。

同様に、乗算器３２０は、図示しないサインテーブルの値２ｓｉｎ（２π×３８０００ｔ）の局所的に生成された信号とＭＰＸ信号を混合するよう機能する。サインテーブルのサイズ（即ち、必要なサイン値の数）はサンプリングレートに依存している。デジタルドメインでは、値２ｓｉｎ（２π×３８０００ｔ）は２ｓｉｎ（２π×３８０００ｋＴ）と表され、ここでｋはサンプリング点の数であり、Ｔはサンプリング周期の期間である。図示のシステムでは、サンプリング周期は（１／２４０，０００）秒である。これらの周波数により、局所的に生成されたコサイン信号はＳｉｎ［（１９π／６０）×ｋ］となる。従って、乗算器３２０の第２の入力で３８ｋＨｚの局所的な信号を生成するためにサインテーブルで必要とされるのは、６０点のみである。乗算器３２０の出力はベースバンドにシフトされたＬ−Ｒ信号である。

乗算器３２０の出力は次のようになる。
ＭＰＸ×２×Ｓｉｎ（２π×３８０００ｔ）＝−（Ｌ−Ｒ）Ｓｉｎ（η）＋付加的な高周波数成分
その後、１５ｋＨｚを上回る高周波数成分全てを除去するためにフィルタ３２２が使用される。やはり、主にコストの理由で、デシメータ３２４がサンプリングレートを毎秒４８Ｋサンプルまで低下させる。デシメーションされた信号は、以下に述べる位相補正信号のＳｉｎθを乗算される。従って、乗算器３０８及び３２０は自走の３８ｋＨｚの直角混合器として機能し、そのため、ステレオ信号（Ｌ−Ｒ）は、位相情報は元のままでベースバンドにシフトされる。

ＦＭ復調信号は乗算器３７０にも接続され、２ｃｏｓ（２π×２００００ｔ）を乗算される。乗算器３７０は、図示しないコサインテーブルの値２ｃｏｓ（２π×２００００ｔ）の局所的に生成された信号とＭＰＸ信号を混合するよう機能する。入力サンプリングレートは毎秒２４０，０００サンプルである。結果として、デジタルドメインでは、乗算器３７０の第２の入力の値は２ｃｏｓ［（２π×２００００ｔ）×（ｋ／２４００００）］となる。この値はｃｏｓ（πｋ／６）に単純化されてよい。従って、乗算器３７０の第２の入力の値を完全に表すには１２点のコサインテーブルが使用されればよい。乗算器３７０の出力は、１ｋＨｚのパイロット信号に余計な望ましくない成分が加わった中間信号である。即ち、中間信号のパイロット信号成分は入力信号のパイロット信号成分より低い周波数である。余計な望ましくない成分があるので、１ｋＨｚを上回る高周波数成分全てを除去するためにフィルタ３７２が使用される。やはり、主にコストの理由で、デシメータ３７４がサンプリングレートを毎秒１２ｋサンプルまで低下させる。デシメータ３７４の出力は位相値を持つ中間信号である。デシメータ３７４の出力に対し電力の推定がなされる。推定電力が所定の閾値を上回る場合には、ステレオ信号が存在するという表示がなされる。デシメーションされた信号は、（Ｌ−Ｒ）信号に関する位相角を推定するため位相同期ループ３７６に送り込まれる。位相同期ループ３７６は、入力信号のパイロット信号成分の概算の位相を決定し、中間信号のパイロット信号成分の概算の位相を用いて少なくとも１つの三角関数を生成する。Ｃｏｓθ及びＳｉｎθの出力はデシメータ３１２及び３
２４の出力を補正する位相補正である。位相同期ループ３７６が正確に同期している場合、θの値はηである。

乗算器３３０はデシメータ３１２の出力及びＣｏｓθ位相補正信号を受信し、デシメータ３２４の出力とＳｉｎθの出力とのマイナスの積に加算される積を生成する。加算器３５０によりもたらされ生成された和は、第１のデータ成分であり、また、（Ｌ−Ｒ）信号の位相が第２のデータ成分である（Ｌ＋Ｒ）信号と整列するよう位相の補正された（Ｌ−Ｒ）信号である。加算器３５０の出力は次のように表される。

（Ｌ−Ｒ）ｃｏｓη×ｃｏｓθ＋（Ｌ−Ｒ）ｓｉｎη×ｓｉｎθ＝（Ｌ−Ｒ）ｃｏｓ（η−θ）
従って、θが正確にηに等しく、位相同期ループ３７６の同期状態が示されている場合は、乗算器３６５０の出力は正確に（Ｌ−Ｒ）である。

ステレオブレンド器３６０は一般に、（Ｌ＋Ｒ）信号及び（Ｌ−Ｒ）信号の両方を受信するよう機能する。受信する信号が強力でノイズが小さい場合、左チャネル信号と右チャネル信号とが生成される。受信する信号が弱くノイズが大きい場合、ステレオブレンド器３６０は、ノイズの影響を低減させるために（Ｌ−Ｒ）信号をフィルタにかける。更に、ノイズを更に低減させるため（Ｌ−Ｒ）信号の減衰が起こる。このように、ノイズの除去を支援するため（Ｌ−Ｒ）信号のバンド幅はかなり狭められる。更に、ノイズレベルがかなり大きい場合は、（Ｌ＋Ｒ）信号のバンド幅も同様に狭められる。このように狭めることは「ハイカット（ｈｉｇｈ ｃｕｔ）」として既知である。更に、信号に欠陥があると、信号は一般にある程度まで弱められる。ステレオブレンド器３６０に関するステレオブレンド器の１つの実施形態がこれから更に説明される。

図４に図示されているのは、図３のステレオブレンド器３６０の１つの形式である。低域通過フィルタ４１０にはＬ＋Ｒ信号を受信する第１の入力がある。ＦＭ混合制御回路４２０には図１の制御回路１１２からの多数の入力を受信する第１の入力がある。ＦＭ混合制御回路４２０の第１の出力は低域通過フィルタ４１０の第２の入力に接続されている。低域通過フィルタ４１０は（Ｌ＋Ｒ）信号をフィルタにかけて出力する。低域通過フィルタ４３０にはＬ−Ｒ信号を受信する第１の入力がある。ＦＭ混合制御回路４２０の第２の出力は低域通過フィルタ４３０の第２の入力に接続されている。低域通過フィルタ４３０は（Ｌ−Ｒ）信号をフィルタにかけて出力する。乗算器４１５には、低域通過フィルタ４１０の出力に接続されている第１の入力と、ゲイン信号即ちゲイン１を受信する第２の入力と、出力とがある。加算器４４０には、乗算器４１５の出力に接続されている第１のプラス入力と、低域通過フィルタ４３０の出力に接続されている第２のプラス入力とがある。加算器４４０の出力は、左のステレオ出力信号、即ちＬ−Ｏｕｔを供給する。乗算器４３５には、低域通過フィルタ４３０の出力に接続されている第１の入力と、ゲイン係数即ちゲイン２を受信する第２の入力と、出力とがある。加算器４５０には、乗算器４３５の出力に接続されているマイナス入力と、乗算器４１５の出力に接続されている第２のプラス入力とがある。加算器４５０の出力は右のステレオ出力信号、即ちＲ−Ｏｕｔを供給する。

操作中、ステレオブレンド器３６０は、（Ｌ＋Ｒ）信号と（Ｌ−Ｒ）信号とを受信し、位相の整列している（Ｌ−Ｒ）信号を用いて第１の出力信号即ちＬ−Ｏｕｔを生成する。低域通過フィルタ４１０及び４３０の各々には、受信した信号の状態に依存して変化する動的バンド幅がある。受信した信号は強力でも、歪みを引き起こすマルチパスエコーがある場合、バンド幅は狭くなる。更に、隣接する信号の干渉や歪みが発生する際にも、バンド幅は狭くなる。１つの形式では、低域通過フィルタ４１０のバンド幅は約３ｋＨｚから１５ｋＨｚぐらいまで変化する。

低域通過フィルタのバンド幅調整が必要になると、低域通過フィルタ４３０が最初にそのバンド幅を狭くする。フィルタ４３０はバンド幅を変える最初のフィルタであるが、これは（Ｌ−Ｒ）信号は高周波数からシフトされており（Ｌ＋Ｒ）信号よりも容易に破損してしまうからである。注意すべきは、低域通過フィルタ４１０及び４３０を実現するために様々な既知のフィルタが利用されてよいことである。１つの形式では、低域通過フィルタ４１０及び４３０の各々を実現するために従来の有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタが利用されてよい。別の形式では、ＦＩＲフィルタは、ユーザの提供するカスタマイズされたソフトウェアで修正可能なフィルタ係数を用いてソフトウェアで実現されてよい。ＦＩＲフィルタを利用することは、幾つかの他のフィルタとは対照的に、（Ｌ＋Ｒ）信号と（Ｌ−Ｒ）信号との間の適切な位相関係を維持するのに有利である。フィルタ４３０のバンド幅が最小のバンド幅に狭められたあとで、ゲイン係数即ちゲイン２は１未満に低減され乗算器４３５により減衰された信号となる。ゲイン２の係数が最小の係数に調整されると、低域通過フィルタ４１０のバンド幅が狭く調整される。同様に、バンド幅を狭めることに加えて、（Ｌ＋Ｒ）信号を減衰させ更にノイズを除去するために乗算器４１５が使用される。バンド幅及び減衰率の修正はＦＭ混合制御回路４２０と制御回路１１２からの信号とにより達成される。加算器４４０は（Ｌ＋Ｒ）信号と（Ｌ−Ｒ）信号とを加算して（２Ｌ）出力信号をＬ−Ｏｕｔとして生成する。加算器４５０は（Ｌ＋Ｒ）信号と（Ｌ−Ｒ）のマイナスとを加算して（２Ｒ）出力信号を生成する。

異なるバンド幅を実現するため低域通過フィルタ４１０及び４３０には所定の係数が使用される。低域通過フィルタ４１０及び４３０がソフトウェアにより実現されてもハードウェア回路で実現されても、係数はテーブルに保存されるか同時に計算される。

図５に図示されているのは、図３の位相同期ループ３７６に使用され得る多くのタイプの位相同期ループの１つの形式である。乗算器５０２には、デシメータ３７４の出力に接続されている第１の入力と、値２ＳｉｎΨ（ｎ）の信号を受信する第２の入力とがある。値２ＳｉｎΨ（ｎ）を供給するために乗算器５０２の第２の入力にサインテーブル５０４が接続されており、位相同期ループ３７６のフィードバックとして機能する。乗算器５０２の出力が遅延回路５０６の入力に接続されている。遅延回路５０６の出力が乗算器５０８の第１の入力に接続されている。乗算器５０８の第２の入力が所定のフィルタ係数を受信する。乗算器５０８の出力が加算器５１０の第１の入力に接続されている。乗算器５０２の出力は乗算器５０９の第１の入力にも接続されている。乗算器５０９の第２の入力も所定のフィルタ係数を受信する。乗算器５０９の出力が加算器５１０の第２の入力に接続されている。加算器５１０の出力が遅延回路５２０の入力に接続されている。遅延回路５２０の出力が乗算器５３０の第１の入力と乗算器５４０の第１の入力とに接続されている。乗算器５３０の第２の入力がＦ１と表記されている周波数に接続されている。乗算器５３０の出力が加算器５１０の第３の入力に接続されている。乗算器５４０の第２の入力が「調整可能なＢ」と表記されている信号に接続され、この信号は調整可能なゲイン信号を表している。乗算器５４０の出力が加算器５６０の第１の入力に接続されている。加算器５６０の出力が遅延回路５６１の入力に接続されている。遅延回路５６１の出力が加算器５６０の第２の入力に接続されている。加算器５６０の出力が加算器５６２の第１の入力に接続されている。加算器５６２の第２の入力が、位相補正定数ないし所定の位相補正である信号を受信する。加算器５６２の出力が、合成された位相値を供給し、加算器５６４の第１の入力に接続されている。乗算器５６４の第２の入力が所定の正整数を「２」である一定の値の形で受信する。乗算器５６４の出力が、乗算されて合成された位相値ないしは位相角θを供給する。乗算器５６４の出力がサイン／コサインテーブル５７０の入力に接続されている。サイン／コサインテーブル５７０は、コサイン出力でコサイン値のＣｏｓθも、サイン出力でサイン値のＳｉｎθも共に供給する。サイン／コサインテーブル５７０が乗算されて合成された位相値の少なくとも１つの三角関数を決定する。加算器５７
２には、加算器５６０の出力に接続されている第１の入力がある。加算器５７２の第２の入力が遅延回路５７４の入力と加算器５８０の出力とに接続されている。加算器５８０の第１の入力が（π／６）である値を受信し、加算器５８０の第２の入力が遅延回路５７４の出力に接続されている。加算器５７２の出力がサインテーブル５０４の入力に接続されている。

操作中、デシメーションされた場合の低域通過フィルタ３７２の出力は局地的に生成された１ｋＨｚの搬送波信号と乗算器５０２で乗算される。乗算器５０２は位相検出機能を果たしている。乗算器５０８、５０９、５３０、５４０と、遅延回路５０６、５２０と、加算器５０８とは、位相同期ループのループフィルタを集合的に形成する。乗算器５４０の出力は低域通過フィルタにかけられている。遅延回路５６１及び加算器５６０が、フィルタリング済みの信号に関する位相誤差を乗算器５４０の出力に累算するアキュムレータの機能を果たす。加算器５６０の出力は位相同期ループで受信した信号の推定位相信号である。加算器５８０及び遅延回路５７４は自走位相アキュムレータ信号を供給するよう機能し、この信号は、サインテーブル５０４から供給された局所的な信号の１ｋＨｚの周波数に依存して相変化を生成するよう機能する。加算器５７２は自走位相アキュムレータ信号と推定位相信号とを合成するよう機能し、合計の位相信号をサインテーブル５０４に供給する。位相角は合計の位相角のサイン値を定めるために使用される。

更に、加算器５６０の出力は累算された位相信号であり、位相同期ループにより受信される前に信号が低域通過フィルタ及びデシメータを介して結合されるので、この信号には累算に関する幾らかの位相遅れがある。累算された位相信号は位相補正定数に加算される。位相補正定数は所定の定数値であり、この定数値は、低域通過フィルタ３７２の１ｋＨｚでの位相周波数応答の計算から得られる。即ち、定数は時間遅延による位相誤差を補償するための値であり、この値は乗算器３７０の入力から位相同期ループ３７４の入力へとパイロット信号を結合する際に生じる。乗算器５６４は補正された位相に係数２を乗算する。係数２がこの特定の実施形態で使用されるのは、（Ｌ−Ｒ）信号の搬送波が３８ｋＨｚでパイロット信号周波数が１９ｋＨｚであるからである。乗算器５６４の出力は、（Ｌ−Ｒ）信号に関する位相誤差を補正する必要のある位相角である。そのためこの位相角は、サイン／コサインテーブル５７０の位相角のサイン値及びコサイン値を定めるために使用される。

ここまでで、ＦＭステレオ受信機で使用される全てのデジタル復号器及びその操作の方法が提供されたことが認識されるはずである。デジタル化された中間周波数の（ＤＩＦ）ＦＭ受信機におけるＦＭ多重化信号のステレオ信号を復号し混合するための、コスト効率の高い方法が提供された。本発明は特に、受信された弱いＦＭ信号のステレオ生成に有利である。ステレオブレンド器で非常に細かいフィルタリングを用い、ステレオブレンド器でまず（Ｌ−Ｒ）信号をフィルタにかけることにより、ノイズの影響は、主な信号チャネルの（Ｌ＋Ｒ）に影響を及ぼさずに大幅に低減される。従って、ノイズの影響は大幅に除去されるが、信号の忠実度は、マイナスに減衰されたりフィルタリングされたりせずに維持される。（Ｌ−Ｒ）信号は高周波数からバンド幅へとシフトされた周波数であるが、（Ｌ＋Ｒ）信号はそうではない。従って、主な（Ｌ＋Ｒ）信号チャネルでのノイズの影響は重大ではない。

位相同期ループは位相の推定及び補正を非常にコスト効率の高い方法で可能にする。最初に１９ｋＨｚのパイロット信号と特定の所定周波数とを１ｋＨｚの信号を得るべく混合することにより、非常に低いサンプリングレートへの信号の更なるデシメーションが達成される。混合は、必要なルックアップテーブルが比較的小さくなるように実現される。特に、テーブルのサイズは、入力サンプリングレート、及びパイロット信号と混合される信号の周波数により決定される。毎秒２４０Ｋサンプルなので２０ｋＨｚの信号が選択され
、コサインテーブルを実現する信号波形に必要なのは１２点のみである。パイロット信号のサンプリングレートが低減された結果、位相同期ループ３７６は非常に低いサンプリングレートで操作可能になる。

本発明はソフトウェアで規定されている無線機の実施を可能にし、この実施は容易にプログラムも修正もできる。理解されるべきは、本明細書に記載した全ての機能が、全ての機能を実施するよう開発されたソフトウェア及びコードで実施できることである。ソフトウェアが容易に変更できることにより、音質及び選択度の機能を動的に変更するための柔軟性を高められる。周波数応答特性は修正でき、増幅は目的の用途の要望に基づいて変更可能である。

回路が本発明を実現するために使用される際には、アナログ要素を用いるより全てデジタルＦＭ復号器を用いる方が好ましい。アナログ回路の老朽化により更に故障が起きやすくなる。あらゆるアナログ要素の動作特性に温度変化がマイナスに影響する。

本発明を実現する装置は、殆どの部分が、当業者に既知の電子部品及び電子回路で構成されているので、回路の詳細は、以上に図示したように必要と思われるより多くは説明しないが、これは本発明の基礎を成す概念の理解と認識のため、また本発明の教示を不明瞭にしたり本発明の教示から逸脱したりしないようにするためである。

前述の明細書では、本発明は特定の実施形態を参照して説明された。しかし、以下の請求項に説明する本発明の範囲から逸脱することなく様々な修正及び変更をなしうることを当業者は認識する。例えば、本発明は乗算器以外の様々な混合回路を用いて実現されてもよい。更に、乗算は、シフト機能によりシフト操作を用いて行うことができる。和や結合や加算の機能の達成には、様々なソフトウェア技術及びハードウェア回路が使用されてよい。フィルタ係数はソフトウェアで修正可能であってよい。従って、本明細書及び図面は限定の意味ではなく説明の意味のものであると見なすべきであり、全てのこのような修正は本発明の範囲内に含まれることを意図されている。

利益、他の利点、問題の解決策は、以上では特定の実施形態に関して説明された。しかし、利益、利点、問題の解決策、現れる又はより顕著になるあらゆる利益、利点、解決策をもたらすあらゆる構成要素（単数又は複数）は、任意の又は全ての請求項にとって、決定的だったり、必要だったり、不可欠だったりする特徴又は構成要素として解釈されるべきではない。本明細書で使用されているように、用語「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ）」、「含まれている（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」、又はこれらの他の任意の変形物は、非排他的な包含に及ぶことを意図されており、そのため、プロセス、方法、項目、構成要素のリストからなる装置は、これらの構成要素のみを包含するのではなく、特にリストアップされていなかったりこれらのプロセス、方法、項目、装置に固有ではなかったりする他の構成要素も包含する場合がある。

本発明のステレオ復号器を利用している無線受信機のブロック図。 図１のベースバンドユニットの一部のブロック図。 図２の信号処理ユニットの一部のステレオ復号器のブロック図。 図３のステレオブレンド器のブロック図。 図４の位相同期ループのブロック図。

Claims (9)

1. 入力信号及び第１の出力信号を有する復号器であって；
   所定の値と前記入力信号とを乗算して中間信号を生成する乗算器であって、前記入力信号はパイロット信号成分を有しており、前記中間信号中のパイロット信号成分は、前記入力信号中のパイロット信号成分よりも低い周波数であることと；
   前記中間信号を受信し、前記パイロット信号成分を出力として供給するフィルタと；
   前記フィルタの出力から前記パイロット信号成分を受信する位相同期ループであって、該位相同期ループが前記入力信号のパイロット信号成分の概算の位相を決定し、前記中間信号のパイロット信号成分の概算の位相を用いて少なくとも１つの三角関数を生成することと；
   同少なくとも１つの三角関数を用いて前記入力信号の第１のデータ成分と前記入力信号の第２のデータ成分とを位相同期させて、位相同期している第１のデータ成分を供給する手段と；
   前記位相同期している第１のデータ成分を用いて第１の出力信号を生成する手段と；を備える復号器。
2. 前記復号器が第２の出力を有し、前記第１の出力信号が右ステレオチャネルであり、前記第２の出力信号が左ステレオチャネルであり、前記第１のデータ成分が左チャネルと右チャネルとの差であり、前記第２のデータ成分が左チャネルと右チャネルとの和である請求項１の復号器。
3. 前記位相同期している第１のデータ成分を用いて前記第１の出力信号を生成する前記手段がステレオブレンド器からなる請求項１の復号器。
4. 前記ステレオブレンド器が、
   第１のフィルタ出力を供給する第１のフィルタと；
   第２のフィルタ出力を供給する第２のフィルタと；
   前記第１のフィルタ及び前記第２のフィルタに結合されている結合回路であって、同結合回路が前記第１のフィルタ出力と前記第２のフィルタ出力とを結合して前記第１と第２の出力信号を生成する；
   請求項３の復号器。
5. 前記第１のフィルタのフィルタ係数が選択可能であり、前記第２のフィルタのフィルタ係数も選択可能である請求項４の復号器。
6. 左チャネルＬ及び右チャネルＲの情報を含んでいる入力信号を復号化する方法であって、前記方法は、
   フィルタリング済みのＬ＋Ｒ信号を生成するためにＬ＋Ｒ信号をフィルタリングする工程であって、Ｌは左チャネルでＲは右チャネルであることと；
   フィルタリング済みのＬ−Ｒ信号を生成するためにＬ−Ｒ信号をフィルタリングする工程と；
   前記Ｌ＋Ｒ信号及び前記Ｌ−Ｒ信号をフィルタリングした後で、前記フィルタリング済みのＬ＋Ｒ信号と前記フィルタリング済みのＬ−Ｒ信号とを結合して、左チャネル出力信号及び右チャネル出力信号を生成する工程と；
   を含む方法。
7. 前記Ｌ＋Ｒ信号をフィルタリングする工程及び前記Ｌ−Ｒ信号をフィルタリングする工程が少なくとも１つのＦＩＲフィルタを用いて行われる請求項６に記載の方法。
8. 前記Ｌ＋Ｒ信号をフィルタリングする工程及び前記Ｌ−Ｒ信号をフィルタリングする工程がソフトウェアで行われる請求項６に記載の方法。
9. ソフトウェアで修正可能なフィルタ係数を供給する工程を更に含む請求項８に記載の方法。

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