EP0691049B1 - Verfahren zur ableitung eines von der qualität eines empfangenen multiplexsignals abhängigen qualitätssignals - Google Patents

Abstract

Bei einer Schaltungsanordnung zur Ableitung eines von der Qualität eines empfangenen Multiplexsignals abhängigen Qualitätssignals in einem Stereo-Rundfunkempfänger, wobei das Multiplexsignal ein Summensignal (L+R) im Basisband, einen mit einem Differenzsignal (L-R) modulierten Hilfsträger und ein Pilotsignal mit der halben Frequenz des Hilfsträgers enthält, wird das Multiplexsignal in digitaler Form mit einem aus einem im Rundfunkempfänger erzeugten Abtasttakt gewonnenen Referenzträger in zwei um 90° gegeneinander verschobenen Phasenlagen multipliziert. Die durch die Multiplikation entstehenden Mischsignale werden mit je einem Korrektursignal unter Bildung von korrigierten Mischsignalen multipliziert, die addiert und zusammen mit dem Summensignal einer Matrixschaltung zur Bildung von Stereo-Audiosignalen (L, R) zugeführt werden. Die Mischsignale werden ferner mit dem jeweils anderen Korrektursignal multipliziert. Die Produkte dieser Multiplikationen werden voneinander subtrahiert und tiefpaßgefiltert.

Description

• Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ableitung eines von der Qualität eines empfangenen Multiplexsignals abhängigen Qualitätssignals in einem Stereo-Rundfunkempfänger, wobei das Multiplexsignal ein Summensignal (L+R) im Basisband, einen mit einem Differenzsignal (L-R) modulierten Hilfsträger und ein Pilotsignal mit der halben Frequenz des Hilfsträgers enthält.
• Insbesondere bei Autoradios kann die Empfangsqualität stark schwanken - beispielsweise durch Einbrüche der empfangenen Feldstärke, durch Mehrwegeempfang oder durch Empfang von Störsignalen. Um die dadurch bedingten Störungen möglichst gering zu halten, sind verschiedene Maßnahmen zur Maskierung dieser Störungen im NF-Signal bekannt. So ist es beispielsweise bei einem schlechten Empfang möglich, das NF-Signal vorübergehend zu dämpfen oder die Stereokanaltrennung zu verringern. Diese bekannten Maßnahmen setzen allerdings voraus, daß die Signalqualität einwandfrei bestimmt werden kann.
• Aus der EP 0 472 865 A2 ist ein UKW-Autoradio bekannt, bei dem eine Erkennung von insbesondere durch Mehrwegeempfang verursachten Störungen aus dem wiederzugebenden NF-Signal vorgesehen ist. Dazu werden das Differenzsignal und das Summensignal aus dem NF-Signal für den rechten und linken Kanal (U_L-R,U_L+R) mit dem 38-kHz-Hilfsträger bzw. mit dem gegenüber dem unterdrückten 38-kHz-Hilfsträger um 90° phasenverschobenen 38-kHz-Hilfsträger multipliziert und die so gebildeten Produktsignale nach Tiefpaßfilterung, Gleichrichtung und erneuter Tiefpaßfilterung einem Quotientenbildner zugeführt. Das Ausgangssignal des Quotientenbildners stellt ein Störungen in dem empfangenen NF-Signal anzeigendes Qualitätssignal dar, das nach der Wertung durch eine Schwellwertschaltung eine Neuabstimmung des Empfangsteils des Autoradios bewirkt.
• Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zur Ableitung mindestens eines von der Qualität eines empfangenen Signals abhängigen Qualitätssignals anzugeben.
• Diese Aufgabe wird mit einem Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 1 gelöst.
• Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht die Erkennung von hörbaren Störungen und beruht auf der Auswertung der Symmetrie des hilfsträgerfrequenten Stereo-Differenzsignals. Wesentlich ist bei diesem Vorgehen, daß ein ungestörtes Signal aufgrund der Zwei-Seitenband-Amplitudenmodulation symmetrisch zum Träger sein muß. Bei dem erfindungsgemäßen Verfahren ist diese Symmetrie im Falle eines ungestörten Signals durch eine phasenrichtige Zuführung der zu vergleichenden Seitenbänder gewährleistet. Eine Asymmetrie läßt daher den Schluß zu, daß eine im NF-Signal hörbare Störung vorliegt.
• Eine Weiterbildung der Erfindung trägt zu einer Symmetrie im ungestörten Fall dadurch bei, daß die mit den gegeneinander phasenverschobenen Referenz-Pilotsignalen multiplizierten Signale tiefpaßgefiltert werden, und daß die so entstandenen weiteren Mischsignale zur Bildung des ersten Korrektursignals quadriert und voneinander subtrahiert werden und zur Bildung des zweiten Korrektursignals miteinander und mit dem Wert 2 multipliziert werden.
• Bildung des ersten Korrektursignals quadriert und voneinander subtrahiert werden und zur Bildung des zweiten Korrektursignals miteinander und mit zwei multipliziert werden.
• Die Auswirkung einer für die Zwecke des erfindungsgemäßen Verfahrens nicht relevanten Schwankung der Amplitude des Pilotsignals kann dadurch unterdrückt werden, daß die tiefpaßgefilterten weiteren Mischsignale zur Bildung eines die Amplitude des Pilotsignals darstellenden Signals quadriert und addiert werden und daß die Korrektursignale mit Hilfe des die Amplitude des Pilotsignals darstellenden Signals im Sinne einer Normierung ihrer Amplitude gesteuert werden.
• Im allgemeinen ist die Richtung der Asymmetrie der Seitenbänder nicht von Bedeutung, so daß nach dem Tiefpaß eine Betragsbildung vorgesehen ist. Diese erfolgt vorzugsweise durch eine Quadrierung.
• Das mit dem Verfahren abgeleitete Qualitätssignal kann durchaus ein Analogsignal sein, das zwischen zwei Grenzwerten Zwischenwerte einnehmen kann. Für viele Zwecke ist jedoch ein Binärsignal anwendbar. Eine Ausgestaltung der Erfindung sieht daher vor, daß der gebildete Betrag mit einem Schwellwert verglichen und das Vergleichsergebnis als Qualitätssignal ausgegeben wird.
• Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung anhand mehrerer Figuren dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigt:

Fig. 1

ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens,

Fig. 2

ein Blockschaltbild eines in Fig. 1 lediglich schematisch dargestellten Teils einer Schaltungsanordnung zur Ableitung der Korrektursignale und

Fig. 3

ein Blockschaltbild eines bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 verwendeten Filters.

• Gleiche Teile sind in den Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen. Das Ausführungsbeispiel sowie Teile davon sind zwar als Blockschaltbilder dargestellt. Dieses bedeutet jedoch nicht, daß die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung auf eine Realisierung mit Hilfe von einzelnen den Blöcken entsprechenden Schaltungen beschränkt ist. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung ist vielmehr in besonders vorteilhafter Weise mit Hilfe von hochintegrierten Schaltungen realisierbar. Dabei können digitale Signalprozessoren eingesetzt werden, welche bei geeigneter Programmierung die in den Blockschaltbildern dargestellten Verarbeitungsschritte durchführen. Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann zusammen mit weiteren Schaltungsanordnungen innerhalb einer integrierten Schaltung wesentliche Teile eines Rundfunkempfängers bilden.
• Dem Stereo-Decoder nach Fig. 1 wird über einen Eingang 1 ein digitales Multiplexsignal MPX zugeführt, das in an sich bekannter Weise ein Summensignal L+R, einen mit einem Differenzsignal L-R modulierten Hilfsträger und ein Pilotsignal enthält. Bei dem eingeführten UKW-Stereo-Rundfunk beträgt die Frequenz des Hilfsträgers 38kHz, während das Pilotsignal eine Frequenz von 19kHz aufweist. Die Kreisfrequenz des Pilotsignals wird im folgenden als w_p bezeichnet.
• Zur Demodulation des trägerfrequenten Signals sind bei dem Stereo-Decoder nach Fig. 1 Multiplizierer 2, 3, 4, 5 und ein Addierer 6 vorgesehen, von dessen Ausgang über einen weiteren Multiplizierer 7 das demodulierte Differenzsignal L-R zusammen mit dem Multiplexsignal einer aus zwei weiteren Addierern 8, 9 bestehenden Matrixschaltung zugeführt wird. Über zwei Tiefpässe 10, 11 gelangen die decodierten digitalen Stereo-Audiosignale L und R zu Ausgängen 12, 13.
• Mit Hilfe der Multiplizierer 2, 3 wird das Multiplexsignal zunächst mit einem Referenzträger multipliziert, wobei die Multiplikation bei 3 mit einem um 90° gegenüber der Multiplikation bei 2 phasenverschobenen Referenzträger erfolgt. Die Abtastwerte der Referenzträger werden aus einer Tabelle 14 ausgelesen, wobei die Frequenz der Referenzträger einen ganzzahligen Bruchteil der Abtastfrequenz, welcher das Multiplexsignal zugrundeliegt, beträgt. Die Abtastfrequenz wird in an sich bekannter Weise im Rundfunkempfänger erzeugt.
• Bei einer vorteilhaften Abtastfrequenz von 228kHz ergeben sich sechs Abtastwerte pro Periode der Referenzträger. Die Abtastwerte des Multiplexsignals MPX ergeben sich zu MPX_n := MPX(n·T), wobei n wie auch bei den im folgenden aufgeführten Größen eine ganze Zahl ist, welche die einzelnen Abtastwerte bezeichnet.
• Das Multiplexsignal hat folgende Form: $${\text{MPX}}_{\text{n}}{\text{= (L}}_{\text{n}}{\text{+R}}_{\text{n}}{\text{) + (L}}_{\text{n}}{\text{-R}}_{\text{n}}{\text{)·sin(2w}}_{\text{p}}\text{n·T+2α) +}\sqrt{\text{A}}{\text{·sin(w}}_{\text{p}}\text{n·T+α).}$$

  

  Durch die Multiplikation mit den aus der Tabelle 14 ausgelesenen Werten des Referenzträgers sin(2w_pt) bzw. cos(2w_pt) ergeben sich folgende Mischsignale: $${\text{Imr1 = MPX}}_{\text{n}}{\text{·sin(2w}}_{\text{p}}{\text{nT) = ½(L}}_{\text{n}}{\text{-R}}_{\text{n}}\text{)·cos 2α + ... bzw.}$$

  

  $${\text{Imr2 = MPX}}_{\text{n}}{\text{·cos(2w}}_{\text{p}}{\text{nT) = ½(L}}_{\text{n}}{\text{-R}}_{\text{n}}\text{)·sin 2α + ...}$$

  
• Dabei ist α die Phasendifferenz zwischen dem empfangenen Pilotsignal und einem aus dem Abtasttakt innerhalb des Empfängers erzeugten Referenz-Pilotsignal. Glieder mit höherer Frequenz sind in den Gleichungen (1) und (2) nicht dargestellt, da sie später durch die Tiefpässe 10, 11 herausgefiltert werden.
• Die Signale Imr1 und Imr2 werden weiteren Multiplizierern 4, 5 zugeführt, deren Ausgangssignale - im folgenden weitere Mischsignale genannt - sich wie folgt beschreiben lassen: $${\text{Ims1 = Imr1·G38c = ½(L}}_{\text{n}}{\text{-R}}_{\text{n}}{\text{)·cos2α·G38c}}_{\text{n}}$$

  

  $${\text{Ims2 = Imr2·G38s = ½(L}}_{\text{n}}{\text{-R}}_{\text{n}}{\text{)·sin2α·G38s}}_{\text{n}}\text{.}$$

  
• Wie später noch zu beschreiben ist, sind die Signale G38s = sin2α und G38c = cos2α. Damit ergeben sich für die weiteren Mischsignale: $${\text{Ims1 = ½(L}}_{\text{n}}{\text{-R}}_{\text{n}}\text{)·cos2α·cos2α.}$$

  

  $${\text{Ims2 = ½(L}}_{\text{n}}{\text{-R}}_{\text{n}}\text{)·sin2α·sin2α}$$

  
• Damit wird das Ausgangssignal des Addierers 6 ½(L_n-R_n). Durch eine geeignete Normierung mit einem zugeführten Wert D = 2 mit Hilfe des Multiplizierers 7 entsteht dann (L_n-R_n). D kann ferner dazu benutzt werden, die Kanaltrennung gleitend von Mono- auf Stereo-Empfang umzublenden. Bei Monobetrieb ist D = 0.
• Die nachfolgende Matrixschaltung aus den Addierern 8, 9 und die Tiefpässe 10, 11 erzeugen dann die digitalen Ausgangssignale L bzw. R. In vorteilhafter Weise können die Tiefpässe auch derart ausgelegt sein, daß außer der Unterdrückung der Frequenzen oberhalb des Nutzsignals die Deemphase durchgeführt wird.
• Im folgenden wird zunächst anhand von Fig. 1 die Erzeugung der den Multiplizierern 4 und 5 zugeführten Korrektursignale G38c und G38s erläutert. Dazu wird das Multiplexsignal MPX zunächst mit zwei um 90° gegeneinander phasenverschobenen Referenz-Pilotsignalen sin(w_pt) und cos(w_pt) multipliziert, die aus einer Tabelle 16 ausgelesen werden. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 14, 15 werden über Tiefpässe 17, 18 geleitet, die Signale ${\text{SPC1}}_{\text{n}}\text{=}\sqrt{\text{A}}\text{·cos α}$

  

  und ${\text{SPC2}}_{\text{n}}\text{=}\sqrt{\text{A}}\text{·sin α}$

  

  abgeben. Wegen der im Vergleich zum Pilotsignal sehr viel niedrigeren Frequenz dieser Signale erfolgt eine Abtastratenreduzierung bei 19, 20. Damit kann im Netzwerk 21 erheblicher Aufwand erspart werden. Die Ausgangssignale dieser Schaltungen werden dem Netzwerk 21 zugeführt, mit dessen Hilfe die Korrektursignale G38s und G38c abgeleitet werden. Vor einer Beschreibung der weiteren Teile der Fig. 1 wird das Netzwerk 21 anhand der Figuren 2 und 3 genauer beschrieben.
• Die über die Eingänge 23, 24 zugeführten Signale SPC1 und SPC2 werden jeweils bei 25, 26 quadriert und bei 27 miteinander multipliziert. Die quadrierten Signale SPC1 und SPC2 werden bei 28 voneinander subtrahiert und bei 29 addiert. Das Produkt aus beiden Signalen wird bei 30 mit "2" multipliziert, so daß insgesamt folgende Signale entstehen: $${\text{A = (SPC1)}}^{\text{2}}{\text{+ (SPC2)}}^{\text{2}}$$

  

  $${\text{F38c = (SPC1)}}^{\text{2}}{\text{- (SPC2)}}^{\text{2}}\text{= A·cos 2α}$$

  

  $$\text{F38s = 2·(SPC1 · SPC2) = A·sin 2α}$$

  
• Die Größe A kennzeichnet die Amplitude des empfangenen Pilotsignals und wird mit Hilfe eines Subtrahierers 31 und einer Schwellwertschaltung 32 in ein Schaltsignal STI umgewandelt, das einem Ausgang 33 entnommen und zur Anzeige des Stereo-Empfangs verwendet werden kann.
• Die Signale F38c und F38s werden mit Hilfe von Filtern 34, 35, denen auch das Signal A zugeführt wird, vom Anteil A befreit, damit der Einfluß von Schwankungen der Amplitude des Pilotsignals auf die Stereo-Decodierung entfällt. Die vom Anteil A befreiten Signale G38c und G38s können den Ausgängen 36, 37 entnommen und den Multiplizierern 4, 5 (Fig. 1) zugeführt werden.
• Ein Ausführungsbeispiel für die Filter 34, 35 ist in Fig. 3 dargestellt. Es besteht aus zwei Addierern 41, 42, zwei Multiplizierern 43, 44 und einem Verzögerungsglied 45. Eingängen 46, 47, 48 werden die Signale F38c und A sowie eine reelle Zahl µ zugeführt, mit der die Schrittweite gesteuert werden kann. Das Signal am Ausgang 49 des Filters nach Fig. 3 ergibt sich dann zu $${\text{G38c}}_{\text{n}}{\text{= G38c}}_{\text{n-1}}{\text{+ µ(F38c}}_{\text{n}}{\text{- A·G38c}}_{\text{n-1}}\text{)}$$

  

  bzw. $${\text{G38s}}_{\text{n}}{\text{= G38s}}_{\text{n-1}}{\text{+ µ(F38s}}_{\text{n}}{\text{- A·G38s}}_{\text{n-1}}\text{).}$$

  
• Nach einer Einschwingzeit wird G38c_n = cos 2α bzw. im Falle des Filters 35 (Fig. 2) G38s_n = sin 2α. Die Zahl µ kann fest vorgegeben sein. Es ist jedoch auch möglich, die Zahl µ und damit die Einschwingzeit zu variieren, beispielsweise eine kurze Einschwingzeit entsprechend einer hohen Bandbreite des Filters unmittelbar nach einer Neueinstellung eines Senders zu führen, die dann auf eine geringere Bandbreite zum Zwecke der Besserung des Rauschabstandes herabgesetzt wird.
• Die Teile 50 bis 59 der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 stellen einen Symmetrie-Detektor dar, dessen Funktion darauf beruht, daß bei einer Multiplikation des Stereo-Multiplex-Signals mit einem Referenzträger, der in Quadratur zum Träger des Stereo-Differenzsignals liegt, im Falle von Seitenbändern mit gleich hoher Amplitude kein Ausgangssignal entsteht. Ein solches Signal entsteht ohnehin bei Stereo-Decodern mit einer Quadraturdemodulation des trägerfrequenten Stereo-Differenzsignals, bei welcher eine Multiplikation mit zwei gegeneinander um 90° phasenverschobenen Referenzträgern erfolgt und die Phasenlage zum Träger durch eine PLL-Schaltung festgelegt ist.
• Bei der Verwendung derartiger Stereo-Decoder kann das aus der Demodulation der Quadraturkomponente gewonnene Signal unmittelbar einem Tiefpaß 53 zugeführt werden, an den sich eine Abtastratenwandlung 54 um den Teiler 24 anschließt. Danach erfolgt bei 55 eine Betragsbildung, worauf das entstandene Signal SD1 mit einem Schwellwert SDS bei 56 und 57 verglichen wird. Bei 58 wird das Vergleichsergebnis derart ausgewertet, daß das Signal ASD am Ausgang 59 den Wert 1 aufweist, wenn das Signal SD1 größer als der Schwellwert SDS ist.
• Für einen Stereo-Decoder, bei welchem das hilfsträgerfrequente Stereo-Differenzsignal mit zwei gegeneinander um 90° phasenverschobenen Referenzträgern multipliziert wird, deren Phasenlage zum Träger nicht festgelegt ist, ist vor der Tiefpaßfilterung bei 53 die im folgendenen beschriebene Signalverarbeitung erforderlich. Mit dem Korrektursignal G38s wird das Signal Imr1 multipliziert. Das Signal Imr2 wird bei 51 mit dem Korrektursignal G38c multipliziert. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 50, 51 werden bei 52 voneinander subtrahiert und dem Tiefpaßfilter 53 zugeleitet.
• Das die Empfangsqualität darstellende Signal ASD kann zum Umschalten von Stereo- auf Mono-Empfang verwendet werden und beispielsweise dem Multiplizierer 7 anstelle des Signals D zugeführt werden. Zur Bildung des Signals D können jedoch außer der Symmetrie der Seitenbänder des hilfsträgerfrequenten Differenzsignals andere Größen herangezogen werden, wie beispielsweise die Empfangsfeldstärke über die Amplitude des ZF-Signals oder Spektralanteile im Multiplexsignal oberhalb von 60 kHz. Diese Kriterien können in geeigneter Weise auch kombiniert werden, was in Fig. 1 in Form einer Schaltung 22 angedeutet ist.

Claims (7)

1. Verfahren zur Ableitung eines von der Qualität eines empfangenen Multiplexsignals abhängigen Qualitätssignals in einem Stereo-Rundfunkempfänger, wobei das Multiplexsignal ein Summensignal (L+R) im Basisband, einen mit einem Differenzsignal (L-R) modulierten Hilfsträger und ein Pilotsignal mit der halben Frequenz des Hilfsträgers enthält, wobei das Multiplexsignal (MPX) in digitaler Form mit einem aus einem im Rundfunkempfänger erzeugten Abtasttakt gewonnenen Referenzträger (14) in zwei um 90° gegeneinander verschobenen Phasenlagen multipliziert (2,3) wird, dadurch gekennzeichnet, daß die durch die Multiplikation entstehenden Mischsignale (Imr1, Imr2) mit je einem Korrektursignal (G38c, G38s) unter Bildung von korrigierten Mischsignalen (Ims1, Ims2) multipliziert werden, wobei die Korrektursignale (G38c, G38s) von dem Multiplexsignal (MPX) durch Multiplikation mit zwei um 90° gegeneinander phasenverschobenen Referenz-Pilotsignalen abgeleitet werden, daß die korrigierten Mischsignale (Ims1, Ims2) addiert (6) werden, daß die Mischsignale (Imr1, Imr2) mit dem jeweils anderen Korrektursignal (G38s, G38c) multipliziert (51,50) werden, daß die sich daraus ergebenden Produkte voneinander subtrahiert (52) und tiefpaßgefiltert (53) werden und, daß aus den tiefpaßgefilterten Produkten ein Qualitätssignal abgeleitet wird.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die mit den gegeneinander phasenverschobenen Referenz-Pilotsignalen multiplizierten Signale tiefpaßgefiltert (17,18) werden, und daß die so entstandenen weiteren Mischsignale (SPC1, SPC2) zur Bildung des ersten Korrektursignals (G38c) quadriert (25,26) und voneinander subtrahiert (28) werden und zur Bildung des zweiten Korrektursignals (G38s) miteinander (27) und mit dem Wert 2 multipliziert (30) werden.
3. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die tiefpaßgefilterten weiteren Mischsignale (SPC1, SPC2) zur Bildung eines die Amplitude des Pilotsignals darstellenden Signals quadriert (25,26) und addiert (28,29) werden.
4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die nach Anspruch 2 erzeugten Signale (F38s, F38c) mit Hilfe des die Amplitude (A) des Pilotsignals darstellenden Signals im Sinne einer Normierung ihrer Amplitude abgewandelt werden (34,35).
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß nach dem Tiefpaß (53) eine Betragsbildung (55) durchgeführt wird.
6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Betragsbildung als Quadrierung durchgeführt wird.
7. Verfahren nach einem der Ansprüche 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der gebildete Betrag (55) mit einem Schwellwert verglichen (57) und das Vergleichsergebnis (58) als Qualitätssignal (ASD) ausgegeben wird.

Images