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Die Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger mit einer Signalstrecke,
in der die nachfolgenden Elemente vorgesehen sind: eine Abstimmanordnung, eine
Demodulatorschaltung zum Liefern eines Stereo-Multiplexsignals, mit einem Basisband-
Stereo-Summensignal (L+R), einem 19 kHz-Stereo-Piloten und einem einem
ausgetasteten 38 kHz Hilfsträger doppelseitenband-amplitidenaufmodulierten
Stereo-Differenzsignal (L-R), eine Abtastanordnung zur Umwandlung eines analogen Signals in ein
zeitdiskretes Signal und einen Stereo-Decoder zur Zeitmultiplex-Decodierung eines
zeitdiskreten Stereo-Multiplexsignals in zeitdiskrete Links- und Rechts-Stereo-Signale.
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Ein derartiger Empfänger ist an sich bekannt, beispielsweise aus dem
Artikel: "Digital Signal Processing type Stereo FM Receiver" von M. Hagiwara u.a.,
veröffentlicht in "IEEE Transaction on Consumer Electronics", Heft CE-32, Nr. 1,
Februar 1986, Seiten 37 - 43.
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In dem bekannten Empfänger wird ein gewünschtes
HF-FM-Empfangssignal mit Hilfe der Abstimmanordnung in ein FM-ZF-Signal umgewandelt. Eine
Demodulation dieses FM-ZF-Signals erfolgt in der Demodulatorschaltung. Das auf diese
Weise erhaltene gewünschte Basisband-Modulationssignal enthält bei Abstimmung auf
einen FM-Stereo-Sender ein Stereo-Multiplexsignal. Eine derartiges Basisband-Stereo-
Multiplexsignal enthält ein Stereo-Summensignal (L+R) zwischen 0 und 15 kHz, einen
Stereo-Piloten auf 19 kHz und ein Stereo-Differenzsignal (L-R), das einem ausgetasteten
38 kHz Hilfsträger doppelseitig amplitudenaufmoduliert ist. Dieses
Basisband-Modulationssignal und damit das Stereo-Multiplexsignal wird in dem bekannten Empfänger in
digitalisierter Form (d.h. zeit- und amplitudendiskret) dem Stereo-Decoder zugeführt,
die das digitale Stereo-Multiplexsignal in Links- und Rechts-Stereo-Signale L bzw. R
decodiert. Zum Digitalisieren wird die Abtastanordnung verwendet, der beispielsweise
der Demodulatorschaltung vor, bzw. derselben nachgeschaltet sein kann, oder die in der
Demodulatorschaltung vorgesehen sein kann.
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Das Baisband-Modulationssignal kann jedoch außerhalb des
Frequenzbereichs
des Stereo-Multiplexsignals zugleich zusätzliche Information enthalten, wie
beispielsweise "Radio Data Signals" (RDS) und/oder Verkehrssenderkennsignale (ARI),
die einem 57 kHz RDS-Träger aufmoduliert sind.Es stellt sich heraus, daß es in der
Praxis notwendig ist, das digitale Stereo-Multiplexsignal zu filtern, bevor es decodiert
wird, damit Rückfaltung dieser zusätzlichen Signale vermieden wird. Wegen des relativ
geringen Frequenzraumes zwischen der höchsten Frequenz in dem
Stereo-Multiplexsignal und dem für die genannte zusätzliche Information erforderlichen Frequenzgebiet
um den genannten 57 kHz RDS-Träger herum, werden an die Filter zur Selektion des
Stereo-Multiplexsignals hohe Selektivitätsanforderungen gestellt. Derartige Filter sind
aufwendig und lassen sich nur schwer integrieren.
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Die Erfindung hat nun u.a. zur Aufgabe, einen Empfänger der eingangs
beschriebenen Art zu schaffen mit einer zeitdiskreten Signalverarbeitung in wenigstens
dem Stereo-Decoder, in dem mit äußerst einfach integrierbaren Schaltungsanordnungen
eine wirksame Selektion und Decodierung eines zeitdiskreten
Basisband-Stereo-Multiplexsignals erfolgt.
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Ein Empfänger mit einer Signalstrecke, in der die nachfolgenden Elemente
vorgesehen sind: eine Abstimmanordnung, eine Demodulatorschaltung zum Liefern
eines Stereo-Multiplexsignals, mit einem Basisband-Stereo-Summensignal (L+R), einem
19 kHz-Stereo-Piloten und einem einem ausgetasteten 38 kHz Hilfsträger
doppelseitenband-amplitidenaufmodulierten Stereo-Differenzsignal (L-R), eine Abtastanordnung zur
Umwandlung eines analogen Signals in ein zeitdiskretes Signal und ein Stereo-Decoder
zur Zeitmultiplex-Decodierung eines zeitdiskreten Stereo-Multiplexsignals in zeitdiskrete
Links- und Rechts-Stereo-Signale, weist nach der Erfindung das Kennzeichen auf, daß
der Stereo-Decoder mit einer zeitdiskreten Halbband-Tiefpaßfilterschaltung mit
endlicher Impulsstoßantwort und einer im wesentlichen konstanten Gruppenlaufzeit, mit einer
Tiefdurchlaßflanke in der Amplituden-Übertragungskennlinie in einem Übergangsband
liegend, versehen ist, das wenigstens einen Teil mit dem Frequenzbereich des genannten
modulierten Stereo-Differenzsignals gemeinsam hat und mit einer Halbwertübertragung,
die auf der Frequenz des genannten 38 kHz Stereo-Hilfsträgers liegt, dem gegenüber die
Tiefpaßflanke im wesentlichen punktsymmetrisch ist, wobei dieser Empfänger zugleich
mit einer Interpolationsschaltung versehen ist, die mit einem Ausgang der
Filterschaltung
gekoppelt ist zum Umwandeln zeitsequentieller geradzahliger und ungeradzahliger
Abtastwerte des Ausgangssignals der Filterschaltung in zeitsequentielle Paare
gleichzeitig auftretender Abtastwerte, sowie mit einer an die Interpolationsschaltung gekoppelten
Dematrizierungsschaltung zur linearen Kombination der genannten Paare von
Abtastwerten und zum Ausgleichen des durch die Filterschaltung verursachten
Übersprechens zwischen den Links- und Rechts-Stereo-Signalen.
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Ein selektiver digitaler Stereo-Decoder zum Gebrauch in einem derartigen
Empfänger mit einer Filterschaltung für eine Selektion des Stereo-Multiplexsignals
sowie eine Reduktion bzw. Dezimierung der Abtastfrequenz des Stereo-Multiplexsignals
ist an sich bekannt, und zwar aus beispielsweise der Europäischen Patentanmeldung Nr.
308 520.
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Die Tiefpaßfilterflanke der Filterschaltung dieses bekannten Stereo-
Decoders ist jedoch relativ steil, wodurch diese Filterschaltung äußerst kompliziert ist
und eine Ausgangsabtastfrequenz von 6 x 38 kHz erfordert.
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Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß eine schnelle Selektion
des Stereo-Multiplexsignals ohne spürbaren Verlust von Signalinformation einerseits und
eine ausreichende Austastung von Signalen in dem Frequenzbereich über dem des
Stereo-Multiplexsignals andererseits, mit einem relativ schwachen selektiven
Tiefpaßfilter dadurch möglich ist, daß man einer solchen Filterschaltung eine im wesentlichen
lineare Phasenübertragung erteilt und dadurch, daß eine Austastung des Stereo-Signals
in dem Stereo-Multiplexsignal erlaubt wird, die derart mit der Frequenz zunimmt, daß:
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- eine Halbwertübertragung bei dem 38 kHz Hilfsträger erhalten wird, d.h. daß
die Filterschaltung den Amplitudenwert eines der Filterschaltung zugeführten 38
kHz Eingangssignalanteils halbiert, bzw. um 6 dB verringert, und daß
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- eine Tiefpaßflanke in der Amplitudenkennlinie der Filterschaltung erhalten wird,
die gegenüber dem Punkt auf dieser Flanke, wo die genannte
Halbwertübertragung auftritt, im wesentlich symmetrisch ist. Eine Eigenschaft davon ist, daß
die Tiefpaßfilterschaltung in dem Übergangsband einen frequenzabhängigen
Amplitudenverlauf hat, wobei die Summe der Frequenzanteile, die auf im
wesentlichen symmetrisch um den 38 kHz Hilfsträger liegenden Frequenzwerten
liegen, im wesentlichen konstant ist und den Frequenzanteilen in dem an dem
Übergangsband liegenden Durchlaßband entspricht.
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Bei Anwendung der erfindungsgemäßen Maßnahme wird mit dem
genannten zeitdiskreten Tiefpaßfilter nicht nur die obengenannte bezweckte Selektion
des zu decodierenden Stereo-Multiplexsignals und Austastung von Signalen über dem
Frequenzbereich des Stereo-Multiplexsignals erhalten, sondern auch gegenüber dem
bekannten Stereo-Decoder zugleich eine Verbesserung des Rauschabstandes erzielt.
Außerdem kann ohne Signalinformationsverlust eine viel niedrigere
Ausgangsabtastfrequenz als in dem genannten bekannten Fall ausreichen.
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Die durch die Tiefpaßfilterschaltung verursachte frequenzabhängige
Austastung des Stereo-Differenzsignals führt zu einem durch diese Austastung
definierten Übersprechen, das auf einfache Weise durch eine richtig gewählte lineare
Signalkombination rückgängig gemacht werden kann, so daß eine Dematrizierung des linken
und rechten Stereo-Tonsignals erhalten wird.
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Eine bevorzugte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Empfängers
weist daher das Kennzeichen auf, daß die Dematrizierungsschaltung eine erste und eine
zweite Dematrizierungsstufe aufweist, wobei in den beiden Dematrizierungsstufen eine
linear Summen- und Differenzkombination von Abtastwerten stattfindet.
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Eine weitere bevorzugte Ausführungsform, bei der mit einer relativ
einfachen Schaltungsanordnung eine richtige Dematrizierung möglich ist, weist das
Kennzeichen auf, daß die Dematrizierungsschaltung eine erste und eine zweite
Signalkombinationsstufe aufweist, wobei in der ersten Signalkombinationsstufe eine
Summen- sowie eine Differenzbildung der Ausgangssignalabtastwerte der Interpolationsschaltung
stattfindet, was zu einem Summen- bzw. Differenzsignal führt, wobei in der zweiten
Signalkombinationsstufe eine Summen- und Differenzbildung des genannten
Summen- und Differenzsignals stattfindet.
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Eine andere bevorzugte Ausführungsform, bei der auf effektive Weise
eine Zeitalinierung geradzahliger und ungeradzahliger Abtastwerte des Ausgangssignals
der Filterschaltung erhalten wird, die notwendig ist für eine einwandfreie
Dematrizierung, weist das Kennzeichen auf, daß die Interpolationsschaltung eine
Allpaßfilterschaltung aufweist für eine amplitudenunabhängige Phasenverschiebung von wenigstens
einem der genannten geradzahligen und ungeradzahligen Abtastwerte des
Ausgangssignals
der Filterschaltung, die den Phasenunterschied zwischen den geradzahligen und
den ungeradzahligen Abtastwerten ausgleicht.
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Eine weitere bevorzugte Ausführungsform weist das Kennzeichen auf, daß
die Filterschaltung einen Verzögerungsausgleichzweig und einen Signalzweig aufweist
zur getrennten Verarbeitung geradzahliger und ungeradzahliger
Eingangssignalabtastwerte,wobei der Verzögerungsausgleichzweig n kaskadengeschaltete
Verzögerungsschaltungen aufweist und der Signalzweig eine Kaskadenschaltung der ersten bis zum (2n+1).
Verzögerungsschaltung, sowie parallelgeschaltete erste bis (n+
1).Koeffizientenmultiplizierer, wobei zu den in der Zeit symmetrisch um die (n+1). Verzögerungsschaltung
liegenden Signalabtastwerten bzw. den Ausgangssignalwerten des ersten bis zum (n+1).
Koeffizientenmultiplizierer hinzuaddiert worden sind, wobei diese Filterschaltung eine
Addierstufe aufweist zum gegenseitigen Addieren der Ausgangsabtastwerte des
Verzögerungsausgleichzweiges, der (2n+1). Verzögerungsschaltung und des ersten
Koeffizientenmultiplizierers. Bei Anwendung dieser Maßnahme wird eine einfache
Verwirklichung der Filterschaltung und eine weitere Dezimierung der Abtastfrequenz
möglich.
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Die Signalverarbeitung in einer derartigen Filterschaltung ermöglicht es
außerdem auf einfache Weise fast alle Elemente der genannten Tiefpaßfilterschaltung
zugleich zur Verwirklichung einer Hochpaßselektion zu benutzen. Damit lassen sich auf
effektive Weise die genannten zusätzlichen Signale über dem Frequenzbereich des
Stereo-Multiplexsignals selektieren und es wird eine ausreichende Austastung des
Stereo-Multiplexsignals erhalten. Dazu ist der erfindungsgemaße Empfänger
vorzugsweise gekennzeichnet durch eine Halbband-Hochpaßfilterschaltung, die gegenüber der
Tiefpaßfilterschaltung dieselbe Halbwertfrequenz, dieselbe Ordnung und dieselbe
Gruppenlaufzeit hat mit einer Hochpaßflanke in der Amplitudenkennlinie in einem
Übergangsband, die der der Tiefpaßfilterschaltung entspricht, den
verzögerungsausgleichzweig und den Signalzweig der Tiefpaßfilterschaltung gemeinsam hat und mit
einer Differenzstufe versehen ist zum Bilden der Differenz zwischen den
Ausgangabtastwerten einerseits des Verzögerungsausgleichzweiges und andererseits der Summe
der Ausgangsabtastwerte der (2n+1). Verzögerungsschaltung und des ersten
Koeffizientenmultiplizierers, wobei ein Ausgang der Differenzstufe zugleich einen Ausgang der
Halbband-Hochpaßfilterschaltung bildet.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und
werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
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Fig. 1 einen erfindungsgemäßen Empfänger,
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Fig. 2 einen Zeitmultiplex-Stereo-Decoder zum Gebrauch in einem
Empfänger nach Fig. 1,
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Fig. 3 das Frequenzspektrum eines Stereo-Multiplexsignals und die
Übertragungskennlinie einer zeitdiskreten Halbband-Tiefpaßfilterschaltung zum
Gebrauch für einen Stereo-Decoder nach Fig. 2,
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Fig. 4 das Frequenzspektrum eines Stereo-Multiplexsignals an dem
Ausgang einer zeitdiskreten Halbband-Tiefpaßfilterschaltung.
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Fig. 1 zeigt einen erfindungsgemäßen Empfänger, der für den Empfang
von HF-FM-Empfangssignalen geeignet ist, die ein dem HF-Träger FM-aufmoduliertes
Basisbandmodulationssignal aufweist.
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Das Basisbandmodulationssignal kann einige Elemente aufweisen.
Beispielsweise wird von einem Basisbandmodulationssignal ausgegangen, dessen
Frequenzspektrum in Fig. 3 dargestellt ist. Darin ist durch die kurve C1 ein in einem
Frequenzgebiet von 0 bis 15 kHz liegendes Stereo-Summensignal (L+R), durch fp ein
19 kHz Stereo-Pilot, durch C2 ein einem ausgetasteten 38 kHz Stereo-Hilfsträger
doppelseitenband-amplitudenaufmoduliertes, in einem Frequenzbereich von 23 bis 53
kHz liegendes Stereo-Differenzsignal (L-R) und durch C3 ein Radiodatensignal (RDS),
ggf. in Kombination mit einem Verkehrsfunksenderkennsignal (ARI) in einem 4,8 kHz
Band um 57 kHz herum bezeichnet ist.
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Das Stereo-Multiplexsignal in dem Basisbandmodulationssignal läßt sich
als ein 38 kHz Träger betrachten, der während der geradzahligen Halbperioden (0-π)
mit einem der beiden Stereo-Signale, beispielsweise L amplitudenmoduliert ist und
während der ungeradzahligen Halbperioden (π-2π) mit dem anderen Stereo-Signal,
beispielsweise R, amplitudenmoduliert ist. An sich ist es aus dem genannten Artikel
bekannt, empfangsseitig durch eine Zeitmultiplexdecodierung aus dem
Stereo-Multiplexsignal unmittelbar das linke Stereo- und das rechte Stereo-Tonsignal zu decodieren.
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Der dargestellte Empfänger weist nacheinander mit einem
Antenneneingang
gekoppelt eine Abstimmeinheit T, eine Demodulatorschaltung FD, eine
Abtastanordnung bzw. einen Analog-Digital-Wandler A/D, einen Zeitmultiplex-Stereo-
Decoder SD, einen Mono-Stereo-Selektor, ein Pilotfilter, eine
Audio-Signalverarbeitungseinheit ASP, die einem linken Stereo-Lautsprecher bzw. einem rechten Stereo-
Lautsprecher ein linkes bzw. rechtes Stereo-Tonsignal liefert. Der Stereo-Decoder SD
ist mit einer mit einem Eingang I von SD verbundenen zeitdiskreten
Halbbandfilterschaltung QMF versehen, die von dem Eingang I zu einem
Stereo-Multiplexsignalausgang SMO als zeitdiskrete Halbband-Tiefpaßfilterschaltung (QMF I-SMO) und von
dem Eingang I zu einem Radiodatensignalausgang RDO als zeitdiskrete
Hochpaßfilterschaltung (QMF I-RDO) wirksam ist. Der Stereo-Decoder SD ist zugleich mit einer mit
dem Signalausgang SMO verbundenen Interpolationsschaltung IC versehen, der eine
Dematrizierschaltung DEM nachgeschaltet ist. Der Radiodatensignalausgang RDO ist
mit einer Radiodatensignalverarbeitungseinheit RDS verbunden zur Verarbeitung eines
Radiodatensignals. Je nach der Art und der Information in dem empfangenen
Radiodatensignal kann die Radiodatensignalverarbeitungseinheit RDS der Abstimmeinheit T
Abstimmregelsignale liefern und/oder eine visuelle Wiedergabe einer RDS-Nachricht
herbeiführen.
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In der Abstimmeinheit T wird ein gewünschtes HF-FM-Empfangssignal in
dem Frequenzbereich von 88 bis 108 MHz in einem FM-ZF-Signal umgewandelt, das
nach einer ZF-Selektion und Verstärkung in der Demodulationsschaltung FD in ein
analoges Basisbandsignal demoduliert wird. Das oben beschriebene
Basisbandmodulationssignal wird in analoger Form an dem Ausgang der Demodulationsschaltung FD
verfügbar. Eine Digitalisierung dieses analogen Basisbandmodulationssignals erfolgt in
dem Analog-Digital-Wandler A/D, wobei eine Abtastfrequenz, nachstehend als erste
Abtastfrequenz bezeichnet, benutzt wird, die ein Vielfaches der 19 kHz Pilotfrequenz ist
und in einer praktischen Ausführungsform 152 kHz beträgt. Wegen der digitalen
Signalverarbeitung in dem Zeitmultiplex-Stereo-Decoder SD ist eine einzelne
Signalverarbeitung der jeweiligen Signalanteile in dem Basisbandmodulationssignal von größter
Bedeutung. Es soll ja vermieden werden, daß durch Falteffekte und durch
Streusignaleffekte Signalanteile dieses Datenkanals in den Frequenzbereich des Basisband-Stereo-
Multiplexsignals gelangen und umgekehrt. Eine derartige Signaltrennung wird erreicht
mit dem zeitdiskreten Halbbandfilter QMF, das zwischen dem Eingang I und dem
Stereo-Multiplexsignalausgang SMO als zeitdiskrete Tiefpaßfilterschaltung QMF(I-SMO)
wirksam ist. Darauf wird untenstehend noch näher eingegangen.
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Nach der Tiefpaßselektion in dem zeitdiskreten Halbband-Tiefpaßfilter
(QMF(I-SMO)) folgt eine Interpolationsbearbeitung in der Interpolationsschaltung IC
und eine Dematrizierung in dem linken und rechten Stereo-Tonsignal in der
Dematrizierungsschaltung DEM. Dieses linke und rechte Stereo-Tonsignal L und R werden an
einem ersten und zweiten Ausgang der Dematrizierungsschaltung DEM verfügbar,
wobei diese Schaltungsanordnung DEM zugleich mit einem dritten Ausgang versehen
ist, an dem das Stereo-Summensignal L+R verfügbar ist. In dem nachgeschalteten
Mono-Stereo-Selektor MSS erfolgt eine Mono-Stereo-Selektion. In dem Pilotfilter PF
erfolgt eine Austastung von 19 kHz Störanteilen, während in der
Tonsignalverarbeitungseinheit ASP eine Digital-Analog-Umwandlung stattfindet sowie eine etwaige
Tonsignalverstärkung und -tonregelung mit nachfolgender Tonwiedergabe über LS und
RS.
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Die zur digitalen Signalverarbeitung erforderlichen Taktfrequenzen, unter
denen die für die bereits genannte erste Abtastfrequenz, sind über eine mit dem Stereo-
Multiplexsignalausgang SMO verbundene phasengekoppelte Schleife mit dem 19 kHz
Stereo-Piloten gekoppelt. Diese phasengekoppelte Schleife ist mit einer als
Phasendetektor wirksamen ersten Multiplizierstufe M1, einem Tiefpaßfilter LP1, einem regelbaren
Oszillator VCO und einer Frequenzteilerschaltung DIV versehen, die über einen
Quadraturausgang mit der ersten Multiplizierstufe M1 gekoppelt ist. An diesem
Quadraturausgang liefert die Frequenzteilerschaltung DIV ein 19 kHz Orts-Stereo-Pilotsignal,
das zu dem 19 kHz Stereo-Pilotsignal in dem von dem Stereo-Multiplexsignalausgang
SMO gelieferten Stereo-Multiplexsignal in Phasenquadratur steht. Die Frequenz des
regelbaren Oszillators VCO ist derart gewählt worden, daß sich daraus durch nicht
dargestellte weitere Frequenzteilerschaltungen alle zur digitalen Signalverarbeitung in
dem Empfänger erforderlichen Abtastfrequenzen herleiten lassen.
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Der Stereo-Multiplexsignalausgang SMO ist zugleich mit einer zweiten
Multiplizierstufe M2 gekoppelt, der aus einem phasengleichen Ausgang der
Frequenzteilerschaltung DIV ein 19 kHz phasengleiches Orts-Stereo-Pilotsignal zugeführt ist. Die
zweite Multiplizierstufe M2 ist als Synchron-Amplitidendetektor für das 19 kHz Stereo-
Pilotsignal in dem empfangenen Stereo-Multiplexsignal wirksam. Die zweite
Multiplizierstufe M2 liefert über ein zweites Tiefpaßfilter LP2 dem Mono-Stereo-Selektor MSS
ein Regelsignal, für eine automatische, von dem empfangenen 19 kHz Stereo-Pilotsignal
gesteuerten Mono-Stereo-Umschaltung.
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Wie obenstehend bereits erwähnt, ist für eine einwandfreie Stereo-
Signalverarbeitung eine effektive Austastung von Signalanteilen über dem
Frequenzbereich des Stereo-Multiplexsignal von wesentlicher Bedeutung. Insbesondere bei
Modulationssignalen, die, wie in Fig. 3 dargestellt, RDS- und ARI-Signalanteile aufweisen,
können durch eine nicht einwandfreie Austastung dieser Anteile Falteffekte und andere
Störungen in dem Stereo-Tonsignal auftreten. Zwecks einer effektiven Selektion des
Stereo-Multiplexsignals zeigt das zeitdiskrete Halbband-Tiefpaßfilter QMF(I-SMO) eine
Amplitudenübertragungskennlinie, die in Fig. 3 durch die Kurve C4 idealisiert
dargestellt ist. Im Gegensatz zu den bisher bekannten Filterschaltungen, die eine
Tiefpaßflanke in der Amplitudenübertragungskennlinie aufweisen, in dem Übergangsband
zwischen der höchsten Frequenz in dem Stereo-Multiplexsignal und der niedrigsten
Frequenz des RDS/ARI-Signals liegend, liegt das Übergangsband des zeitdiskreten
Halbband-Tiefpaßfilters QMF(I-SMO) in dem Frequenzbereich des
Stereo-Differenzsignals (L-R) (Kurve C2) von 23 kHz bis 53 kHz. Dadurch kann die Neigung der
Tiefpaßflanke der Tiefpaßfilterschaltung (QMF I-SMO) wesentlich weniger steil sein als
die der bekannten Filterschaltungen um dennoch eine effektive Austastung der
Signalanteile in dem Frequenzgebiet über dem des gewünschten Stereo-Multiplexsignals zu
erhalten. Dadurch kann die Tiefpaßfilterschaltung (QMF I-SMO) einer relativ niedrigen
Ordnung sein (beispielsweise der fünften Ordnung) und mit einer relativ niedrigen
Taktfrequenz arbeiten, wodurch die Tiefpaßfilterschaltung (QMF I-SMO) von einfacher
Schaltungskonfiguration sein kann. Eine weitere Folge ist, daß zwischen den in einer 76
kHz Abtastfrequenz auftretenden geradzahligen und ungeradzahligen Abtastwerten des
durch die Tiefpaßfilterschaltung (QMF I-SMO) selektierten Stereo-Multiplexsignals ein
Stereo-Übersprechen auftritt. Dadurch ist es nun nicht mehr möglich, aus dem
wenigstens selektierten Stereo-Multiplexsignal durch die obengenannte an sich bekannte
Zeitmultiplexdecodierung unmittelbar das linke und rechte Stereo-Tonsignal zu
decodieren,
sondern ist noch eine Dematrizierungsbearbeitung notwendig um dieses
Übersprechen auszuschalten. Darauf wird noch näher eingegangen.
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Zur Ermöglichung einer linearen Dematrizierung des von der
Tiefpaßfilterschaltung (QMF I-SMO) selektierten Stereo-Multiplexsignals soll die
Phasenübertragung der Tiefpaßfilterschaltung (QMF I-SMO)in dessen Arbeitsgebiet im
wesentlichen linear sein, oder, mit anderen Worten, soll die Gruppenlaufzeit der
Tiefpaßfilterschaltung (QMF I-SMO) im wesentlichen konstant sein. Außerdem soll die
Amplitudenübertragung in dem Durchlaßband im wesentlichen flach sein und in dem
Frequenzbereich der Tiefpaßflanke, d.h. in dem Übergangsband, derart mit der Frequenz
abnehmen, daß eine Halbwertübertragung bei dem 38 kHz Hilfsträger erhalten wird, und
daß die Amplitudenübertragungskennlinie gegenüber dem Punkt, wo die genannte
Halbwertübertragung auftritt, im wesentlichen symmetrisch ist. Die
Tiefpaßfilterschaltung (QMF I-SMO) zeigt dadurch die Eigenschaften, daß die Filterschaltung den
Amplitudenwert eines 38 kHz Eingangssignalanteils um die Hälfte, d.h. um 6 dB,
verringert, daß eine Eingangs- bzw. erste Abtastfrequenz von 152 kHz und eine
Ausgangsabtastfrequenz von 76 kHz ausreicht und daß die Tiefpaßfilterschaltung in dem
Übergangsband einen frequenzabhängigen Amplitudenverlauf hat, wobei die Summe der
Frequenzanteile auf im wesentlichen symmetrisch um den 38 kHz Hilfsträgen liegenden
Frequenzwerten, im wesentlichen konstant ist und den Frequenzanteilen in dem an dem
Übergangsband liegenden Durchlaßband entspricht.
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Durch die Selektion in dem Tiefpaßfilter QMF (I-SMO) wird eine
kohärente Signaladdierung der Unter- und Oberseitenbänder des Stereo-Differenzsignals
(l-r) erhalten, die im wesentlichen die Hälfte der Amplitude des ursprünglichen Stereo-
Differenzsignals (L-R) beträgt. Dies führt zu einem fest definierten Übersprechen der
Stereo-Information, die von den ursprünglichen geradzahligen und ungeradzahligen
Signalabtastwerten getragen werden. An dem Ausgang SMO werden in einer 76 kHz
Abtastfrequenz zu den geradzahligen und ungeradzahligen Abtastzeitpunkten die
nachfolgenden Stereo-Signalkombinationen erhalten:
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Das Übersprechen zwischen den linken und rechten Stereo-Signalen, die
durch die Austastung durch die Tiefpaßflanke des Tiefpaßfilters QMF(I-SMO) in ein
Stereo-Multiplexsignal eingeführt wird, kann danach durch eine einfache lineare
Signalverarbeitung ausgeglichen werden.
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Vorzugsweise soll die Tiefpaßflanke nach der höchsten Frequenz des
Stereo-Summensignals (L+R) und vor der niedrigsten Frequenz des
Stereo-Differenzsignals (L-R) einsetzen und im wesentlichen einen linearen Abfall zeigen. Zeitdiskrete
Halbband Tiefpaßfilter, wie das Filter QMF vom Eingang I zum Ausgang SMO sind an
sich bekannt und können derart bemessen sein, daß sie eine Phasen- und eine
Amplitudenkennlinie aufweisen, wie im wesentlichen linear sind und der idealisierten Kurve
C4 in Fig, 3 für eine richtige Selektion des Stereo-Multiplexsignals dicht genug nähern.
Derartige Filterschaltungen eignen sich insbesondere für die obengenannte Selektion des
Stereo-Multiplexsignals.
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Fig. 4 zeigt das Frequenzspektrum eines Stereo-Multiplexsignals nach
Filterung durch das Tiefpaßfilter QMF(I-SMO). Daraus geht hervor, daß das sog. FM-
Dreieckrauschen, das mit einer Frequenz quadratisch zunimmt und insbesondere in dem
oberen Seitenband des Stereo-Differenzsignals groß ist, zusätzlichen unterdrückt wird.
Dadurch wird gegenüber dem bekannten, obengenannten Empfängen eine Verbesserung
in dem Rauschabstand erzielt.
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Die von dem Filter QMF an dem Signalausgang SMO gelieferten
wechselweise aufeinander folgenden geradzahligen und ungeradzahligen Abtastwerte des
selektierten Stereo-Multiplexsignals treten in einer Abtastfrequenz von 76 kHz auf, wie
oben bereits erwähnt wurde. Diese geradzahligen und ungeradzahligen Abtastwerte
werden in der Interpolationsschaltung IC derart in ihrer Phase gegeneinander
verschoben, daß sie beide gleichzeitig an Ausgängen der Interpolationsschaltung IC in einer
Abtastfrequenz von 38 kHz verfügbar werden. Eine derartige Signalverarbeitung kann
mit Hilfe eines an sich bekannten bireziproken Halbbandfilters erzielt werden.
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Eine Dematrizierung des linken und rechten Stereo-Tonsignals wird
danach, wie oben bereits erwähnt, in der Dematrizierungsschaltung DEM durch
geeignet gewählte lineare Signalkombinationen erhalten.
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Fig. 2 zeigt eine praktische Ausführungsform eines Stereo-Decoders für
eine Zeitmultiplexdecodierung der Stereo-Information in einem Empfänger nach Fig. 1.
Die zeitdiskrete Halbband-Tiefpaßfilterschaltung QMF(I-SMO) wird durch ein sog. 11-
Abgriff FIR-Filter fünfter Ordnung gebildet, das an sich aus beispielsweise dem Artikel:
"A trick for the design of FIR half band filters" von P.P. Vaidyanathan und T.Q.
Nguyen, veröffentlicht in "IEEE Trans. on Circuits and Systems", Heft CAS 34, Nr. 3,
März 1987, Seiten 297-300 bekannt ist. Die Filterschaltung QMF ist mit einer
Verzögerungsschaltung 30 versehen, über die der Eingang 1 mit einem
Verzögerungsausgleichzweig 31 bis 34 gekoppelt ist, sowie mit einem Signalzweig 1 bis 5, 10 bis 20 und
35 bis 40. Die verzögerungsschaltung 30 arbeitet mit einer Taktfrequenz, die der ersten
Abtastfrequenz (152 kHz) entspricht, während die übrigen Elemente des Filters QMF
mit einer Taktfrequenz arbeiten, die dem halben Wert der ersten Abtastfrequenz (76
kHz) entspricht. Dadurch ist es möglich, einen der geradzahligen und ungeradzahligen,
beispielsweise die geradzahligen, Eingangssignalabtastwerte zu verzögern und in diesem
Beispiel die ungeradzahligen in dem Signalzweig zu bearbeiten oder umgekehrt. In dem
Verzögerungsausgleichzweig sind vier kaskadengeschaltete verzögerte
Schaltungsanordnungen 31 b/e 34 vorgesehen und der Signalzweig weist eine Kaskadenschaltung erster
bis neunter Signalverzögerungsschaltungen 35 b/e 43 auf. Die Verzögerungsschaltungen
35 b/e 43 liegen je zwischen zwei aufeinanderfolgenden Addierschaltungen 10 b/e 19.
Auf diese Weise liegt die erste Verzögerungsschaltung 35 zwischen den
Addierschaltungen 10 und 11, die zweite Verzögerungsschaltung liegt zwischen den Addierschaltungen
11 und 12 usw. Eingänge der Addierschaltungen 10, 19; 11, 18; 12, 17; 13, 16; 14, 15
sind mit Ausgängen von ersten b/e fünften Koeffizientenmultiplizierern 1 b/e 5 sind
gemeinsam mit dem Eingang I des Stereo-Decoders SD verbunden. Durch diese
Struktur werden die in der Zeit symmetrisch um die fünfte Verzögerungsschaltung 39
liegenden Signalabtastwerte zu dem Ausgangssignalwert des ersten b/e fünften
Koeffizientenmultiplizierers addiert. Ein Eingang der Addierschaltung 10 liegt an einem
Bezugsnullwert, während ein Ausgang der Addierschaltung 19 an der Addierschaltung
sowie an einem invertierenden Eingang einer als Differenzstufe wirksamen
Addierschaltung
29 liegt. Ein Ausgang des Verzögerungsausgleichzweiges liegt an Eingängen
der Addierschaltungen 20 und 29. Ausgänge dieser Addierschaltungen bilden den bereits
oben genannten Stereo-Multiplexsignalausgang SMO und den Radiodatensignalausgang
RDO. Mit einer richtigen Wahl der Koeffizienten bzw. der Gewichtungsfaktoren der
Koeffizientenmultiplizierer 1 bis 5 wird eine Amplitudenübertragungskennlinie erhalten,
wie diese in Fig. 3 durch die Kurve C4' dargestellt ist, die der gewünschten
Amplitudenübertragungskennlinie C4 dicht genug nähert für eine einwandfreie Wirkung des
erfindungsgemäßen Stereo-Decoders.
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Zum Verständnis der Erfindung ist eine nähere Erläuterung über die
Wirkung des Filters QMF nicht notwendig und wird auf den obengenannten Artikel
verwiesen.
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In der dem Filter QMF nachgeschalteten Interpolationsschaltung IC wird
eine Aliniierung der geradzahligen und der ungeradzahligen Signalabtastwerte
verwirklicht, die von dem Filter QMF an dem Signalausgang SMD geliefert werden. Die
Interpolationsschaltung IC soll dabei eine amplitudenunabhängige Phasenverschiebung
wenigstens eines der genannten geradzahligen und ungeradzahligen Abtastwerte des
Ausgangssignals der Filterschaltung QMF herbeiführen, so daß diese geradzahligen und
ungeradzahligen Abtastwerte gleichzeitig verfügbar sind. Dazu kann ein FIR- oder ein
IIR-Filter verwendet werden. Derartige Filter sind an sich bekannt, beispielsweise aus
dem Artikel: "The digital allpass filter: a first versatile signal processing building
block" von P.A. Regalia u.a. veröffentlicht in "Proceedings of the I-III", Heft 76 Nr. 1,
Januar 1988, Seiten 19 b/e 32.
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Die in Fig. 2 dargestellte Interpolationsschaltung IC an dem Signalausgang
SMO des Filters QMF weist einen Verzögerungszweig 44 und einen Signalzweig 6, 7
24 bis 26, 45 auf. Der Verzögerungsausgleichzweig ist mit einer Verzögerungsschaltung
44 versehen, die mit einer Taktfrequenz von 76 kHz arbeitet. Der Signalzweig der
Interpolationsschaltung IC enthält einen an den Signalausgang SMO gekoppelten
Koeffizientenmultiplizierer 6, von dem ein Ausgang an einem invertierenden Eingang
einer als Differenzstufe wirksamen ersten Addierstufe 24 liegt, von der ein Ausgang an
einem invertierenden Eingang einer ebenfalls als Differenzstufe wirksamen Addierstufe
25 liegt, sowie über einen zweiten Koeffizientenmultiplizierer 7 an einem nicht-
invertierenden Eingang einer als Differenzstufe wirksamen dritten Addierstufe 26 liegt.
Ein Ausgang dieser dritten Addierstufe 26 liegt an einem nicht invertierenden Eingang
der Addierstufe 25, sowie über eine Verzögerungsschaltung an dem nicht invertierenden
Eingang der Addierstufe 24, ebenso wie an einem invertierenden Eingang der
Addierstufe 26. Die Schaltungsanordnungen in dem Signalzweig 6, 7, 24 bis 26, 45 arbeiten
mit einer Taktfrequenz, die den halben Wert der Taktfrequenz der
Verzögerungsschaltung 44 hat, d.h. 38 kHz. Der Ausgang der Verzögerungsschaltung 44 und der
Ausgang der Addierstufe 25 bilden Ausgänge der Interpolationsschaltung IC, an der die
geradzahligen und die ungeradzahligen Signalabtastwerte mit einer Abtastfrequenz von
38 kHz gleichzeitig auftreten. Die Interpolationsschaltung IC schafft eine Umwandlung
sequentiell auftretender geradzahliger und ungeradzahliger Signalabtastwerte in
paarweise gleichzeitig auftretenden geradzahligen und ungeradzahligen Signalabtastwerten durch
eine amplitidenunabhängige Phasenverschiebung der geradzahligen
Eingangssignalabtastwerte gegenüber den ungeradzahligen oder umgekehrt. Der Gewichtungsfaktor des
Koeffizientenmultiplizierers 6 hat keine Funktion in der eigentlichen Signalverarbeitung
in der Interpolationsschaltung IC, dient aber hauptsächlich für eine optimale Benutzung
der verfügbaren Registerlänge der digitalen Teilerschaltungen von IC. Mit dem
Gewichtungsfaktor des Koeffizientenmultiplizierers 7 läßt sich die genannte
Phasenverschiebung auf einen gewünschten Wert einstellen. Zum Verständnis der Erfindung ist
eine nähere Erläuterung über die Wirkungsweise des Interpolationsfilters nicht
erforderlich und es wird auf den letztgenannten Artikel verwiesen.
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Die Dematrizierungsschaltung ist mit einer ersten und einer zweiten
Signalkombinierstufe für eine Dematrizierung des linken und des rechten Stereo-
Tonsignals versehen. Die erste und die zweite Signalkombinierschaltung enthält eine als
Differenzstufe wirksame Addierstufe 27, 28 und eine Addierstufe 23, 22, die mit einem
Ausgang der Addierstufe 27, 28 gekoppelt sind. Wenn der Ausgang der
Verzögerungsschaltung 44 der Interpolationsschaltung IC1 und der Ausgang der Addierstufe 25 der
Interpolationsschaltung IC IC2 genannt wird, liegt ICI über einen
Koeffizientenmultiplizierer 8 an einem invertierenden Eingang der Addierstufe 27 sowie an Eingängen der
Addierstufe 22 und einer Addierstufe 21. IC1 ist zugleich mit einem
nicht-invertierenden Eingang der Addierstufe 28 verbunden. IC2 ist über einen
Koeffizientenmultiplizierer
9 mit einem nicht-invertierenden Eingang der Addierstufe 27 gekoppelt. IC2 ist
zugleich mit einem invertierenden Eingang der Addierstufe 28, sowie an Eingängen der
Addierstufen 23 und 21. Ausgänge der Addierstufen 21 bis 23 liefern das Basisband-
Mono-Tonsignal, das rechte Stereo-Tonsignal bzw. das linke Stereo-Tonsignal. Die
Koeffizientenmultiplizierer 8 und 9 schaffen eine Multiplikation der diesen
Koeffizientenmultiplizierern zugeführten Abtastwerte mit einem Gewichtungsfaktor gleich 1/2
bzw. 2. Diese Gewichtungsfaktoren sind derart gewählt worden, daß sie die durch die
übrigen Koeffizientenmultiplizierer von SD eingeführten Gewichtungsfaktoren in den
Abtastwerten an IC1 und IC2 ausgleichen und gleichzeitig eine effektive Dezimierung
des linken und rechten Stereo-Tonsignals in DEM ermöglichen.
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Wie aus dem Obenstehenden hervorgeht, läßt sich der Erfindungsgedanke
aus mit andersartigen Filterschaltungen als mit den dargestellten durchführen und ist es
durchaus möglich, in der Klasse von zeitdiskreten Halbband-Tiefpaßfilterschaltungen
digitale oder nicht digitale Ausführungen, in denen beispielsweise geschaltete
Kapazitäten verwendet werden, zu finden, die in ausgeführter Form von der dargestellten Form
abweichen, deren Wirkung aber demjenigen entspricht, das in den Patentansprüchen in
bezug auf die Filtereigenschaften erwähnt ist.
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Das in Fig. 2 dargestellte zeitdiskrete Halbbandfilter QMF vom
symmetrischen FIR-Filtertyp läßt sich auf einfache Art und Weise zu einem Hochpaßfilter
erweitern, und zwar mittels der Addierschaltung 29. Die Filterschaltung QMF weist von
dem Eingang I zu dem Ausgang RDO eine Übertragung mit einer Hochpaßkennlinie
auf, die der in Fig. 3 durch die Kurve C4 dargestellten Tiefpaßkennlinie entgegengesetzt
ist. Dadurch wird es möglich, das Filter QMF zugleich zur Selektion des
Radiodatensignals RDS und/oder des ARI-Signals zu verwenden.
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In der genannten Ausführungsform des zeitdiskreten Halbbandfilters QMF
wird auf einfache Weise durch die Addierschaltung 29 eine Hochpaßkennlinie erhalten.
Wie aus dem Artikel in bezug auf dieses Filter bekannt ist, weist die als Hochpaßfilter
von dem Eingang I zu dem Radiodatensignalausgang RDO wirksame zeitdiskrete
Halbbandfilterschaltung QMF dieselbe Halbwertfrequenz, Ordnung und Gruppenlaufzeit
auf wie die Tiefpaßfilterschaltung, eine Hochpaßflanke in der Amplitudenkennlinie in
einem Übergangsband liegend, das dem der Tiefpaßfilterschaltung entspricht, und hat
den Verzögerungszweig und den Signalzweig der Tiefpaßfilterschaltung gemeinsam. Die
Hochpaßfilterschaltung ist mit einer Differenzstufe versehen zum Bilden der Differenz
zwischen den Ausgangsabtastwerten einerseits des Verzögerungsausgleichzweiges und
andererseits der Summe der Ausgangsabtastwerte der (2n+1). Verzögerungsschaltung
und des ersten Koeffizientenmultiplizierers. Dabei bildet der Ausgang der Differenzstufe
zugleich einen Ausgang der Halbband-Hochpaßfilterschaltung.