DE60303450T2

DE60303450T2 - Empfänger mit signalweg

Info

Publication number: DE60303450T2
Application number: DE60303450T
Authority: DE
Inventors: J. Wouter TIRRY; A. Ludovic VAN PAEPEGEM
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2002-03-12
Filing date: 2003-02-17
Publication date: 2006-09-21
Anticipated expiration: 2023-02-18
Also published as: JP4272071B2; US7433417B2; JP2005520388A; ATE317182T1; US20050105645A1; CN100414844C; AU2003252815A1; EP1486006B1; CN1639989A; EP1486006A1; WO2003077435A1; DE60303450D1

Description

Die Erfindung betrifft einen Empfänger mit einer Signalstrecke, in der die nachfolgenden Elemente vorgesehen sind: eine Abstimmanordnung, eine Demodulatorschaltung zum Liefern eines Stereo-Multiplexsignals mit einem Basisband-Stereo-Summensignal (L+R), einem 19 kHz-Stereo-Piloten und einem ausgetasteten 38 kHz Hilfsträger doppelseitenband-amplitudenaufmodulierten Stereo-Differenzsignal (L-R), eine Abtastanordnung zur Umwandlung eines analogen Signals in ein zeitdiskretes Signal und ein Stereo-Decoder mit einem Filter und mit einem Phasenregelkreis, der einen Oszillator aufweist.
Ein solcher Empfänger ist aus der EP 0512606 B1 bekannt. Im Ultra Kurzwellen Bereich, im folgenden auch UKW Bereich genannt, von 88–108 MHz werden Rundfunksignale als frequenzmodulierte Signale übertragen. Die meisten Stationen senden ein Stereosignal. Nach der Demodulation des hochfrequenten frequenzmodulierten Signals erhält man ein Stereo-Multiplexsignal mit einem Basisband-Stereo-Summensignal (L+R) in einem 15 kHz Bereich und ein Stereo-Differenzsignal (L-R), das einem ausgetasteten Hilfsträger von 38 kHz doppelseitig amplitudenaufmoduliert ist. Das Summensignal (L+R) wird auch als Monosignal bezeichnet. Eine Demodulation des Stereo-Differenzsignals (L-R) erfordert einen Empfänger mit einer aufwendigen Schaltung. Der Empfänger weist eine Phasenregelschleife auf, die von dem Stereo-Piloten gesteuert ist. Ändert sich die Frequenz des Senders, so ändert sich auch der Stereo-Pilot. Der Demodulator in dem Empfänger wird nachgeregelt. Aufgrund dieser unerwünschten Änderungen in der Frequenz ist ein Abtastratenwandler, englisch: "sampling rate converter" oder kurz SRC genannt, dem Stereodecoder vorgeschaltet. Ein zweiter Abtastratenwandler ist dem Stereodecoder nachgeschaltet. Diese Wandler sind aufwendig.
In Bezug auf einen derartigen Stereo-Decoder ist es aus dem Dokument EP 1259002 bekannt, dass der Decoder ein Stereo-Multiplexsignal empfängt, das wenigstens ein Differenzsignal und ein Pilotträgersignal aufweist und gekennzeichnet ist durch eine erste komplexe Mischstufe zum Heruntermischen des modulierten Differenzsignals zu einem nicht synchronisierten komplexen Basisbandsignal auf Basis einer festen Frequenz, durch eine komplexe Abtastratendezimierungseinheit, die das nicht synchronisierte kom plexe Basisbandsignal und die Abtastrate empfängt, die das genannte Signal um einen Faktor N dezimiert und eine zweite komplexe Mischstufe, die das Abtastrate-nicht-synchronisierte komplexe Basisbandsignal auf Basis eines ersten komplexen Trägersignals, das auf Basis des Pilotträgersignals und des festen Frequenzpilots hergeleitet ist, synchronisiert und kohärent demoduliert.
In Bezug auf eine Decodiertechnik beschreibt das Dokument US 5.568.206 eine Anordnung zum Verarbeiten eines modulierten analogen Fernsehsignals mit einer Zwischenfrequenz, die eine Abtasteinheit für geschlossene Abtastung eines Fernsehsignals mit der Zwischenfrequenz hat mit einem Überabtastungsfaktor von wenigstens 2, in Bezug auf eine nützliche Bandbreite des Fernsehsignals mit der Zwischenfrequenz, ein digitales Filter zur Umwandlung des überabgetasteten Signals in ein komplexes digitales Signal, eine Mischstufe zur Frequenzverschiebung des komplexen digitalen Signals derart, dass eine Mittelfrequenz des komplexen digitalen Signals bei einer Frequenz 0 erscheint, ein digitales Filter zur Bandbegrenzung des komplexen, in der Frequenz verschobenen digitalen Signals zum Bilden eines komplexen Ausgangssignals, wobei das genannte digitale Filter echte Koeffizienten hat für die einzelne Verarbeitung eines echten Teils und eines imaginären Teils des komplexen, in der Frequenz verschobenen digitalen Signals, und digitale Demodulatoren zum verarbeiten der Video- und Audioelemente des komplexen Ausgangssignals nach der vorhergehenden Mischung. Signalverarbeitung für die nachfolgenden Video- und Audio-Demodulationsanordnungen erfolgt durch einen Video-Demodulator für die Videoelemente mit einer stromaufwärts liegenden Mischstufe, und einen ersten und zweiten Audio-Demodulator zur einzelnen Verarbeitung der Audioelemente, mit entsprechenden stromaufwärts liegenden Mischstufen.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen einfachen Stereodecoder anzugeben.
Diese Aufgabe wird gemäß der Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Erfindungsgemäß sind Filteroperationen in einem komplexen Bereich durchführbar. Flanken von Frequenzgängen liegen in einem komplexen Bereich um 0 Hz. Eine im Zeitbereich durchgeführte Multiplikation eines reellen Eingangssignals mit einer Kosinuswelle liefert innerhalb des Frequenzbereiches eine Verschiebung nach zwei Seiten, also eine Modulation um die Trägerfrequenz +/– φ; Y(eiθ) = (X(ei(θ – φ)) + X(ei(θ + φ))/2
Eine Modulation mittels einer Kosinuswelle, die eine Trägerfrequenz φ aufweist, liefert ein Ausgangssignal, wobei der interessierende Teil von einem unerwünschten Teil des Eingangsspektrums, das um +/– 2φ gelegen ist, ergänzt ist. Dies kann mittels eines Vorfilters verhindert werden, das den unerwünschten um +/– 2φ liegenden Teil im Spektrum unterdrückt. Dasselbe gilt für eine Modulation mit einer Sinuswelle.
Eine Multiplikation eines reellen oder komplexen Signals mittels eines komplexen Exponenten e^iφn, also mit einem imaginären Exponenten, führt zu einer Verschiebung im Frequenzbereich lediglich nach einer Seite, so dass kein Vorfilter gebraucht wird. Y(eiθ) = (X(ei(θ – φ))
In dem Stereodecoder sind komplexe Modulationen mittels der von dem Oszillator gelieferten Signale cos(nφ) und sin(nφ) realisiert.
Die nicht rekursiven Halbband Filter, englisch "finite impulse reponse filter" oder kurz "FIR Filter" genannt, weisen die Eigenschaft einer Phasenverschiebung π/2 auf. Diese Phasenverschiebung um π/2 wird auch als Phasenquadratur oder als quadratische Spiegelung bezeichnet. Der Begriff quadratische Spiegelung zeigt an, dass die Übertragungsfunktion H(f) dieses Typs von Filter um ein Viertel der Abtastfrequenz (Fs/4) gemäß der folgenden Gleichung gespiegelt werden kann. |H(Fs/4 – f)| + |H(Fs/4 + f| = 1
Der Begriff Halbband steht für eine zweite Eigenschaft der nicht rekursiven Halbband Filter. Der Begriff Halbband betrifft nämlich die Tatsache, dass diese Filter einer Untersetzung und/oder einer Interpolation dienen. Die nicht rekursiven Halbband Filter weisen bei der Durchführung die interessante Eigenschaft auf, dass die Hälfte der Koeffizienten Null ist. Bei der Untersetzung bedeutet dies in der Digitaltechnik, dass jeder zweite Wert einer Tabelle entfernt wird. Für die Interpolation bedeutet dies, dass hinter jedem Wert in der Tabelle ein zweiter Wert, nämlich der vorhergehende, eingefügt wird. Eine zweifach Untersetzung wird auf Englisch auch als "down sampling by 2" bezeichnet.
Die dritte interessante Eigenschaft der nicht rekursiven Halbband Filter ist, dass, wenn die Länge ungerade gewählt ist, die Verzögerung ein ganzzahliges Vielfaches der Abtastung ist. Werden diese nicht rekursiven Halbband Filter im Zusammenhang mit komplexen Modulationen benutzt, sind lediglich einfache Verzögerungsglieder einzufügen, so dass zu verschiedenen Zeiten die komplexen Modulationen im Stereodecoder in Phase verbleiben. Die Übertragungsfunktionen der nicht rekursiven Halbband Filter, die in der Stereodecoder Ausführungsform für komplexe Signale gebraucht sind, sind in dem Frequenzbereich über ein Viertel der Abtastfrequenz verschoben, so dass die Übergangsbän- der, nachfolgend auch als Flanken bezeichnet, um die Frequenz mit 0 Hz, also um f₀ = 0 herum zentriert sind und mit den L+R und L-R Spektren überlappen, die auch um f₀ = 0 zentrierbar sind, wenn diese Filter angewendet werden. Der Wert f₀ = 0 wird auch als DC bezeichnet in Anlehnung an Gleichstrom, englisch "direct current" oder kurz DC genannt, der bei angelegter Spannung die Frequenz Null aufweist. Aufgrund der Spiegeleigenschaft können das L+R und L-R Signal durch die Verbindung der reellen Anteile der Signale wiedererlangt werden.
Die Verschiebung der Übertragungsfunktion eines nicht rekursiven Halbband Filter im Frequenzbereich über ein Viertel der Abtastfrequenz bedeutet, dass die Koeffizienten der reellen nicht rekursiven Halbband Filter folgendermaßen modifiziert sind: h[n] -> h[n]einπ/2
Diese Modifizierung der Koeffizienten hat keine weiteren Folgen bei der Realisierung der nicht rekursiven Halbband Filter.
Diese drei Eigenschaften der nicht rekursiven Halbband Filter in Kombination mit komplexen Modulationen sind der Schlüssel zu einer eleganten Lösung für den Stereo-Decoder.
Zum besseren Verständnis der Erfindung wird nachstehend ein Ausführungsbeispiel anhand der Zeichnung näher erläutert.
Es zeigen
1 ein Blockschaltbild eines Empfängers mit einem Stereo-Decoder,
2 ein erstes Frequenzspektrum am Eingang des Stereo Decoders,
3 das erste Spektrum und einen Frequenzgang eines ersten Halbbandfilters,
4 ein zweites Spektrum am Ausgang des ersten Halbbandfilters,
5 ein drittes Spektrum am Ausgang eines ersten Modulators,
6 das dritte Spektrum und einen Frequenzgang eines zweiten Halbbandfilters,
7 ein viertes Spektrum am Ausgang des zweiten Halbbandfilters,
8 ein fünftes Spektrum am Ausgang eines zweiten Modulators,
9 das fünfte Spektrum und zwei weitere Frequenzgänge eines symmetrischen Halbband Hoch- und Tiefpassfilters,
10 ein sechstes Spektrum an einem ersten Ausgang des symmetrischen Halbband Hoch- und Tiefpassfilter,
11 ein siebtes Spektrum an einem zweiten Ausgang des symmetrischen Halbband Hoch- und Tiefpassfilter,
12 einen Pilotton an einem Ausgang eines elliptischen Filters,
13 ein achtes Spektrum mit einem komplexen L+R Signal am Ausgang eines dritten Modulators,
14 ein neuntes Spektrum mit einem komplexen L-R Signals am Ausgang eines vierten Modulators,
15 ein zehntes Spektrum eines reellen L+R Signals am Ausgang eines ersten Wandlers,
16 ein elftes Spektrum eines reellen L-R Signals am Ausgang eines zweiten Wandlers,
17 ein Blockschaltbild eines Phasenregelkreises und
18 ein Blockschaltbild eines Oszillators.
1 zeigt einen Stereo Decoder 1 mit einem nicht rekursiven Halbband-Filter 2, einem komplexen Modulator 3, einem zweiten nicht rekursiven Halbband-Filter 4, einem zweiten komplexen Modulator 5, einem zweifach Untersetzungsfilter 6, einer Schaltung 7 mit zwei nicht rekursiven Halbband-Filtern 8 und 9, einem dritten und einem vierten Modulator 10 und 11, zwei weiteren zweifach Untersetzungsfiltern 12 und 13, zwei Wandler 14 und 15, einem elliptischen Tiefpassfilter 16, einer Regelstrecke 17, einer zweifach Interpolationsfilter 18, einem Oszillator 19, einem Verzögerungsglied 20, einem fünften zweifach Untersetzungsfilter 21, einem zweiten Verzögerungsglied 22, einem sechsten zweifach Untersetzungsfilter 23 und einem dritten Verzögerungsglied 24. Eingangssignale werden über eine elektrisch leitfähige Verbindungsleitung 25 in den Stereodecoder 1 zu dem Halbbandfilter 2 gegeben. Zwei weitere elektrisch leitfähige Verbindungsleitungen 26 führen von dem Halbbandfilter 2 zu dem Modulator 3 und geben Signale von dem Halbbandfilter 2 auf den Modulator 3. Signale aus dem Modulator 3 werden über zwei elektrisch leitfähige Signalleitungen 27 auf das zweite Halbbandfilter 4 gegeben. Signale werden des weiteren über weitere Signalleitungen 27 bis 36 und über das Halbbandfilter 4, den Modulator 5, die Halbbandfilter 8 und 9, die Modulatoren 10 und 11, die Untersetzungsfilter 12 und 13, die Wandler 14 und 15 auf Ausgänge 37 und 38 gegeben. Die Verbindungsleitungen 26 bis 36 sind zwei parallele Leitungen, die jeweils ein Signal übertragen.
Der Oszillator 19 ist ein diskret gesteuerter Oszillator 19 und wird englisch auch als discrete controlled oszillator oder kurz als DCO bezeichnet. Der DCO 19 weist drei Ausgänge mit jeweils zwei elektrisch leitfähigen Signalleitungen 39 bis 41 auf, die zu dem komplexen Modulator 3, über das Verzögerungsglied 20 und einer weiteren Verbindungsleitung 42 zu dem Modulator 5 und über den zweifach Untersetzungsfilter 21 und das zweite Verzögerungsglied 22 und weitere Verbindungsleitungen 43 und 44 zu dem Modulator 10, über das Halbbandfilter 4, den zweifach Untersetzungsfilter 23 und das dritte Verzögerungsglied 24 und weitere Verbindungsleitungen 45, 46 und 47 zu dem Modulator 11 führen. Der DCO 19 erzeugt auf der einen Signalleitung eines Ausganges ein Kosinus Signal und auf der anderen Signalleitung ein Sinus Signal. Die Signale auf der Leitung 39 weisen eine Frequenz von 38 kHz, auf den Leitungen 40, 45, 46, und 47 eine Frequenz von +19 kHz und auf den Leitungen 41, 42, 43 und 44 eine Frequenz von –19 kHz auf.
An einem Eingang 48 des Stereo Decoders 1 sind eine Abstimmanordnung 49 mit einer Antenne 50, ein Frequenzmodulator 51 und ein Analog/Digital Wandler 52 angeordnet. Der Wandler tastet das Zeitmultiplex Signal mit einer Taktrate Fs von 4 × 44,1 KHz ab. Die Abstimmanordnung 49 wird über eine Verbindungsleitung 53 angesteuert. An den Ausgängen 37 und 38 des Stereo Decoders 1 ist ein Wandler 54 angeordnet, der aus dem Monosignal L+R und dem Differenzsignal L-R ein linkes und ein rechtes Stereo Signal erzeugt, die von Lautsprechern 55 und 56 als akustische Signale wiedergegeben werden. Der Stereo Decoder 1, die Abstimmanordnung 49, der Frequenzmodulator 51, der Analog/Digital Wandler 52 und der Wandler 54 bilden einen Empfänger aus.
Die nicht rekursiven Halbband Filter 2, 4, 7, 8 und 9 in Kombination mit komplexen Modulationen sind der Schlüssel zu einer eleganten Lösung für den Stereo-Decoder 1, dessen Funktion nunmehr anhand der 2 bis 15 näher erläutert werden soll.
2 zeigt ein Spektrum eines in den Stereo Decoder 1 eingehenden Multiplex-Signales, das auf der Verbindungsleitung 25 ansteht und das mit einer Abtastrate Fs von 4 × 44,1 kHz abgetastet ist. Das Spektrum ist ohne RDS, ARI und SCA-Signal dargestellt.
Ausgehend vom Nullpunkt erstreckt sich in der rechten Hälfte zunächst das Basisband-Stereo-Summensignal L+R mit dem Basisband 57, der Pilotton 58 mit 19 kHz und danach das einem 38 kHz Hilfsträger doppelseitenband-amplitudenaufmodulierte Stereo-Differenzsignal L-R mit den beiden Seitenbändern 59 und 60. Aufgrund der Symmetrieeigenschaft innerhalb des Frequenzbereiches sind die Bänder und der Pilot 57–60 um den Nullpunkt gespiegelt und treten in der linken Hälfte als Bänder und Pilot 61, 62, 63 und 64 seitenverkehrt auf.
3 zeigt einen Frequenzgang 65 des symmetrischen nicht rekursiven Halbband-Tiefpassfilters 2, das vom Nulldurchgang aus gesehen nach rechts über Fs/4, also über 44,1 kHz, verschoben ist. Damit liegt das L+R Signal im Übergangsband 66, nachfolgend auch als Flanke bezeichnet. Das Filter 2 ist komplex, arbeitet komplex und gibt auch ein komplexes Ausgangssignal aus.
4 zeigt ein Spektrum des komplexen Ausgangssignals nach Filterung des Filter 2. Da das L+R Signal innerhalb der Flanke 66 mit Flankenwerten gefiltert ist, ergeben sich abhängig von dem jeweiligen Flankenwert reduzierte Werte für das L+R Signal. Seitenbänder 67 und 68 des L+R Signals sind reduziert. Das komplexe Ausgangssignal des Filters 2 steht auf der Leitung 26 an.
5 zeigt ein Spektrum nach der Modulation des Modulators 3. Das Signal ist im Modulator 3 komplex mit –38 kHz moduliert, das heißt, das Spektrum ist um –38 kHz nach links verschoben. Das L-R Signal des Spektrums ist somit um den Nullpunkt, also um DC, herum zentriert. Der Nullpunkt liegt nunmehr zwischen den beiden Seitenbändern 59 und 60 des L-R Signals. Das Ausgangssignal des Modulators 3 wird auf die Verbindungsleitung 27 ausgegeben.
6 zeigt das zentrierte L-R Signal, das nunmehr dem symmetrischen, nicht rekursiven Halbbandfilter 4 zugeführt wird. Das Filter ist um Fs/4, also um 44,1 KHz nach links verschoben. Möglich ist auch eine Filterung mit den korrespondierenden symmetrischen Halbband Hochpassfilter, das um Fs/4 nach rechts verschoben ist. Damit liegt das L-R Signal, also die beiden Seitenbänder des L-R Signals, in einem zweiten Übergangsband 69, nachfolgend auch Flanke genannt, eines zweiten Frequenzganges 70.
7 zeigt ein Spektrum nach der Filterung mittels des Filters 4. Da das Stereo-Differenz Signal L-R innerhalb der Flanke 69 mit Flankenwerten gefiltert ist, ergeben sich abhängig von dem jeweiligen Flankenwert reduzierte Werte für das L-R Signal. Das zugehörige Signal mit reduzierten Seitenbändern 71 und 72 wird auf die Leitung 28 ausgegeben und dem Modulator 5 zugeführt.
8 zeigt das im Modulator 5 komplex mit 19 kHz modulierte und um 19 kHz nach rechts verschobene Spektrum. Wenn die Frequenzen der komplexen Modulation exakte Vielfache der original Pilottonfrequenz sind, liegt der Pilotton nun im Nulldurchgang. Das Signal wird im Untersetzungsfilter 6 zweifach untersetzt. Von der Leitung 30 aus geht das komplexe Signal in zwei verschiedene Zweige. Einerseits wird das Signal zur Audioverarbeitung der Filterschaltung 7 und andererseits zur Extraktion des Pilottones 58 und 62 einem elliptischen Filter 16, also einem Bandpass mit geringer Bandbreite, zugeführt. Der Pilotton 58, der nun nahe bei DC liegt, dient zur Ansteuerung des DCO 19, der die komplexen Modulationen steuert.
9 zeigt das Signal in der Filterschaltung 7. Auf den linken Teil ist das Halbband Filter 8 mit einem Frequenzgang 73, auf den rechten Teil das Halbband Filter 9 mit einem Frequenzgang 74 angewendet. Die Filterschaltung 7 ist ein symmetrisches Halbband Hoch- und Tiefpassfilter, das nach links über (Fs/2)/4 = 22.05 KHz verschoben ist, so dass das L+R und das L-R Signal getrennt werden.
10 zeigt ein Spektrum eines Ausgangssignals, sowie dieses von dem Halbband-Tiefpassfilters 8 auf die Leitung 32 ausgegeben wird. Das Signal ist das komplex mit der Flanke 66 gefilterte L+R Monosignal mit den beiden reduzieren Seitenbändern 67 und 68.
11 zeigt ein Spektrum eines Ausgangssignals, sowie dieses von dem Halbband-Tiefpassfilters 9 auf die Leitung 31 ausgegeben wird. Das Signal ist das komplex mit der Flanke 69 gefilterte L-R Stereo-Differenzsignal mit den beiden reduzierten Seitenbändern 71 und 72.
12 zeigt ein Spektrum nach dem Tiefpass Filter 16. Der Pilotton 58 liegt bei DC.
13 zeigt das Spektrum des L+R Monosignals nach dem Modulator 10. Im Modulator 10 wird das Signal mit 19 KHz moduliert, also um 19 KHz nach rechts verschoben, so dass die beiden reduzierten Seitenbänder 67 und 68 des Spektrums um DC zentriert sind.
14 zeigt das Spektrum des L-R Differenzsignals nach dem Modulator 11. Im Modulator 11 wird das L-R Signal mit –19 KHz moduliert, also um –19 kHz nach links verschoben, so dass die beiden reduzierten Seitenbänder 71 und 72 des Spektrums um DC zentriert sind.
15 zeigt ein Spektrum des L+R Signals mit Original Seitenbändern 66 und 76 nach dem Wandler 14. Der Wandler 14 filtert die reellen Anteile aus dem komplexen L+R Signal heraus, und somit wird das Original L+R Signal erzielt.
16 zeigt ein Spektrum des L-R Signals mit Original Seitenbändern 77 und 78 nach dem Wandler 15. Der Wandler 15 filtert die reellen Anteile aus dem komplexen L-R Signal heraus, und somit wird das Original L-R Signal erzielt.
17 zeigt einen Phasenregelkreis 80 mit dem Modulator 3, dem Halbband-Filter 4, dem zweiten Modulator 5, dem Untersetzungsfilter 6, dem elliptischen Tiefpassfilter 16, der Regelstrecke 17, dem Interpolationsfilter 18, den diskret gesteuerten Oszillator 19 und dem Verzögerungsglied 20. Die Regelstrecke 17 weist einen Verstärker 81 mit einem Koeffizienten a, ein Verzögerungsglied 82 und einen zweiten Verstärker 83 mit einem Koeffizienten b in einer Vorwärtsregelung 84 und ein Verzögerungsglied 85 in einer Rückkopplung 86 sowie zwei Addierer 87 und 88 auf. Der diskret gesteuerte Oszillator wird englisch auch als discrete controlled oszillator oder kurz als DCO bezeichnet. Die Funktion der Phasenregelschleife 24 ist wie folgt:
Das Original L-R Signal kann nur exakt und in Phase mit dem L+R Signal zurückgewonnen werden, wenn der DCO 19 frequenz- und phasensynchron mit dem Pilot gerastet ist. Das bedeutet, dass das komplexe Signal nach dem elliptischen Tiefpass-Filter 16 nur einen Gleichstrom-Anteil, englisch als direct current oder kurz DC bezeichnet, aufweist oder der imaginäre Anteil des Signals Null beträgt. Abweichungen von Null dienen dazu, den DCO 19 mittels eines Phasenregelkreises, auch als Phasenregelschleife 24 oder englisch als "phase locked loop" oder kurz als PLL bezeichnet, phasensynchron mit dem Pilot zu regeln.
Wenn die bleibende Regelabweichung ausgehend sowohl von der anfänglichen Phasen- als auch der -frequenzabweichung auf Null gesetzt werden soll, ist eine proportionale und integrierende Regelstrecke 16 notwendig, so dass das sowohl in der Phase als auch in der Frequenz sprungförmige Eingangssignal mit Null in der bleibenden Regelabweichung gleichläuft.
Nur der imaginäre Anteil nach der komplexen Modulation, also tatsächlich nur die Phasenerkennung wird in der Rückkopplung der Phasenregelschleife benutzt und dient zur Ansteuerung des DCO 19.
Die Eigenschaften des Einschwingverhaltens wie Einschwingzeit und Dämpfung sind durch Abgleich der Multiplizierkoeffizienten a und b der Verstärker 81 und 83 in der Regelstrecke 17 einstellbar.
Das Eingangssignal des Oszillators 19 ist eine Korrektur der Fehlanpassung zwischen der Phase des Pilottons und des Ausgangssignals des DCO 19.
18 zeigt den diskret gesteuerten Oszillator 19 mit vier Operationsverstärkern 90, 91, 92 und 93, zwei Verzögerungsgliedern 94 und 95 und zwei Addierern 96 und 97. Der komplexe Oszillator 19 erzeugt an einem ersten Ausgang 98 ein Kosinus Signal und an einem zweiten Ausgang 99 ein Sinus Signal. Koeffizienten c der Operationsverstärker 90 und 92 sowie Koeffizienten s und –s der Operationsverstärker 91 und 93 berechnen sich wie folgt: c = cos(2πθ/Fs) s = sin(2πθ/Fs)
Die Ursprungswerte in den Verzögerungsschaltungen 94 und 95 sollten auf 0 und 1 gesetzt sein. Das Ausgangssignal der Regelungsstrecke, das eine Korrektur der Fehlanpassung beinhaltet, dient dazu, die Koeffizienten c und s durch lineare Taylor Reihen anzupassen, wobei εn das Ausgangssignal der Regelstrecke 17 ist, das den DCO 19 steuert: c = cos(2πθ/Fs) – sin(2πθ/Fs) · Σεn s = sin(2πθ/Fs) + cos(2πθ/Fs) · Σεn
Der komplexe Oszillator 19 mit der Oszillationsfrequenz θ kann softwaremäßig als ein grenzstabiles oszillierendes Filter ausgeführt sein.

1: Stereo Decoder
2: nicht rekursives Halbband-Filter
3: komplexer Modulator
4: zweites nicht rekursives Halbband-
: Filter
5: komplexer Modulator
6: Untersetzungsfilter
7: Filterschaltung
8: nicht rekursives Halbband-Filter
9: nicht rekursives Halbband-Filter
10: komplexer Modulator
11: komplexer Modulator
12: Untersetzungsfilter
13: Untersetzungsfilter
14: Wandler
15: Wandler
16: Tiefpassfilter
17: Regelstrecke
18: Interpolationsfilter
19: Oszillator
20: Verzögerungsglied
21: Untersetzungsfilter
22: zweites Verzögerungsglied
23: Untersetzungsfilter Filter
24: drittes Verzögerungsglied
25: Signalleitung
26: Signalleitungen
27: Signalleitungen
28: Signalleitungen
29: Signalleitungen
35: Signalleitungen
36: Signalleitungen
37: Ausgang
38: Ausgang
39: Signalleitungen
40: Signalleitungen
41: Signalleitungen
42: Verbindungsleitungen
43: Verbindungsleitungen
44: Verbindungsleitungen
45: Verbindungsleitungen
46: Verbindungsleitungen
47: Verbindungsleitungen
48: Eingang
49: Abstimmanordnung
50: Antenne
51: Frequenzdemodulator
52: Analog Digital Wandler
53: Verbindungsleitung
54: Wandler
55: Lautsprecher
56: Lautsprecher
57: L+R Signal
58: Pilot
59: L-R Signal erstes Seitenband
60: L-R Signal zweites Seitenband
61: L+R Signal, seitenverkehrt
62: Pilot, seitenverkehrt
63: L-R Signal erstes Band, seitenver
: kehrt
30: Signalleitungen
31: Signalleitungen
32: Signalleitungen
33: Signalleitungen
34: Signalleitungen
69: zweite Flanke
70: zweiter Frequenzgang
71: L-R Seitenband reduziert
72: zweites L-R Seitenband reduziert
73: Frequenzgang
74: Frequenzgang
75: reelles L+R Seitenband
76: reelles L+R Seitenband
77: reelles L-R Seitenband
78: reelles L-R Seitenband
79
80: Phasenregelkreis
81: Verstärker
82: Verzögerungsglied
83: Verstärker
84: Vorwärtsregelung
85: Verzögerungsglied
86: Rückkopplung
87: Addierer
88: Addierer
89
90: Operationsverstärker
91: Operationsverstärker
92: Operationsverstärker
93: Operationsverstärker
94: Verzögerungsglied
95: Verzögerungsglied
64: L-R Signal 2. Band, seitenverkehrt
65: Frequenzgang
66: Flanke
67: L+R Seitenband reduziert
68: zweites L+R Seitenband reduziert
96: Addierer
97: Addierer
98: Ausgang
99: Ausgang

Claims

Stereo Decoder zum Decodieren eines zeitdiskreten Stereo-Multiplexsignals mit einem Basisband-Stereo-Summensignal (L+R), einem 19 kHz-Stereo-Piloten und einem 38 kHz Hilfsträger doppelseitenband-amplitudenaufmodulierten Stereo-Differenzsignal (L-R), wobei der Decoder die nachfolgenden Elemente umfasst: – eine phasenverriegelte Schleife (80) mit einem Oszillator (19) zum Liefern komplexer Modulationssignale und – ein erstes Filter (2) zum Filtern des Stereo Multiplexsignals, wobei eines der zwei Stereosignale (L+R, L-R) mit Hilfe einer Neigung komplex gefiltert wird, wobei ein erstes gefiltertes Signal erhalten wird, und einen ersten Modulator (3) zur komplexen Modulation des ersten gefilterten Signals, wobei ein erstes moduliertes Signal erhalten wird, und – ein zweites Filter (4) zum Filtern des ersten modulierten Signals, wobei das andere Signal der zwei Stereosignale (L+R, L-R) mit Hilfe einer Neigung komplex gefiltert wird, wobei ein zweites gefiltertes Signal erhalten wird, und – einen zweiten Modulator (5) zur komplexen Modulation des zweiten gefilterten Signals, wobei ein zweites moduliertes Signal erhalten wird, wobei das zweite modulierte Signal einerseits zum Extrahieren des Stereo Summensignals (L+R) und des Stereo Differenzsignals (L-R) und andererseits zum Extrahieren des Pilotsignals zur Steuerung des Oszillators (19) verwendet wird.
Decoder nach Anspruch 1, der die nachfolgenden Elemente umfasst: – eine Extraktionseinheit (16) zum Extrahieren des Pilotsignals zur Steuerung des Oszillators (19) aus dem zweiten modulierten Signal, und – eine Filterschaltung (7, 8, 9) zum Trennen des Basisband Stereo Summensignals (L+R) und des Stereo Differenzsignals (L-R) von dem zweiten modulierten Signal, und – Modulatoreinheiten (10, 11) zur komplexen Modulation des genannten Basisband Stereo Summensignals (L+R) und des Stereo Differenzsignals (L-R), wodurch komplexe Stereosignale erhalten werden, und – eine Wandlereinheit (14, 15) zum Umwandeln der genannten komplexen Stereosignale von komplexen Signalen in echte Signale.
Decoder nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Filter (2, 4, 7, 8, 9) als FIR-Filter (2, 4, 7, 8, 9) ausgebildet sind.
Decoder nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Filterschaltung (7) als symmetrisches FIR Hochpass- und Tiefpassfilter ausgebildet ist, das um (Funkstation/2)/4 = 22,05 kHz nach links geschoben wird, so dass das L+R-Signal und das L-R-Signal voneinander getrennt sind.
Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (19) diskret gesteuert wird.
Decoder nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (19) ein Kosinussignal und ein Sinussignal liefert.
Decoder nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (19) ein begrenzt stabiles Schwingungsfilter aufweist.
Decoder nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Oszillator (19) einen Modulator (3, 5, 10, 11) steuert.
Decoder nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator (3, 5, 10, 11) ein Multiplikationselement aufweist.
Decoder nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Extraktionseinheit als ein elliptisches Filter (16) mit einem Frequenzgang um 0 Hz herum.
Decoder nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die phasenverriegelte Schleife (80) eine Steuerstrecke (17) mit einem Verstärker (81, 83) aufweist.
Empfänger (1, 49, 51, 52, 54) mit einer Signalstrecke, welche die nachfol genden Elemente aufweist: eine Abstimmanordnung (49), eine Demodulationsschaltung (51) zum Liefern eines Stereo Multiplexsignals mit einem Basisband Stereo Summensignal (L+R), einem 19 kHz Stereo Piltosignal und einem Stereo Differenzsignal (L-R), doppelseitenband aufmoduliert auf einem ausgetasteten 38 kHz Hilfsträger, eine Abtastanordnung (52) zum Umwandeln eines analogen Signals in ein zeitdiskretes Signal, und einen Stereo Decoder (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 11.
Decoder nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Abtastanordnung (52) mit einem festen Takt arbeitet.
Decoder nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der feste Takt zwischen 4 × 20 kHz und 4 × 80 kHz liegt, vorzugsweise zwischen 4 × 32 kHz und 4 × 64 kHz, insbesondere bei 4 × 44,1 kHz.
Verfahren zum Decodieren eines zeitdiskreten Stereo Multiplexsignals mit einem Basisband Stereo Summensignal (L+R), einem 19 kHz Stereo Pilotsignal und einem Stereo Differenzsignal (L-R), doppelseitenband-amplitudenmoduliert auf einem ausgetasteten 38 kHz Hilfsträger in einem Decoder eines Empfängers, gekennzeichnet durch die nachfolgenden Verfahrensschritte: – das Filter des Stereo Multiplexsignals mit Hilfe eines Filters, wobei eines der zwei Stereosignale (L+R, L-R) mit Hilfe einer Neigung komplex gefiltert wird, wodurch ein erstes gefiltertes Signal erhalten wird, – das komplexe Modulieren des ersten gefilterten Signals mit Hilfe eines Modulators, wodurch ein erstes moduliertes Signal erhalten wird, – das Filtern des ersten modulierten Signals mit Hilfe eines Filters, wobei das andere Signal der zwei Stereosignale (L+R, L-R) mit Hilfe einer Neigung komplex gefiltert wird, wodurch ein zweites gefiltertes Signal erhalten wird, – das komplexe Modulieren des zweiten gefilterten Signals, wodurch ein zweites moduliertes Signal erhalten wird, wobei das zweite modulierte Signale zum Extrahieren einerseits des Stereo Summensignals (L+R) und des Stereo Differenzsignals (L-R) und andererseits zum Extrahieren des Pilotsignals verwendet wird.
Verfahren nach Anspruch 15, gekennzeichnet durch die nachfolgenden Verfahrensschritte: – das Trennen des Basisband Stereo Summensignals (L+R) und des Stereo Differenzsignals (L-R), – das Modulieren des L-R- und des L+R-Signals, wodurch komplexe Stereosignale erhalten werden, und – das Umwandeln der komplexen Stereosignale in echte Signale.
Verfahren nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass das modulierte Signal nach der zweiten Modulation zweifach herunter gemischt wird.
Verfahren nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Signal nach der dritten Modulation zweifach heruntergemischt wird.
Verfahren nach Anspruch 15 oder 16, dadurch gekennzeichnet, dass die echten Signale in ein linkes und ein rechtes Stereosignal getrennt werden.