JP4272071B2 - 信号経路を備える受信機 - Google Patents

Description

本発明は、以下の要素を有する信号経路を備える受信機に関し、該要素は、チューニング装置、ベースバンドステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）と１９ｋＨｚステレオパイロットとブランクされた３８ｋＨｚ副搬送波に両側帯波振幅変調されたステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）とを含むステレオ多重信号を供給する復調器回路、アナログ信号を時間離散的信号に変換するサンプリング装置、及びフィルタと発振器を有するフェイズロックループとを備えるステレオデコーダである。

このような受信機は、欧州特許第ＥＰ ０５１２６０６ Ｂ１号から知られている。８８−１０８ＭＨｚのＵＨＦ帯域において、ＲＦ信号は周波数変調された信号として送信される。ほとんどの局がステレオ信号を送信している。周波数変調されたＲＦ信号を復調すると、１５ｋＨｚ帯域におけるベースバンドステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）と、ブランクされた３８ｋＨｚ副搬送波に両側帯波振幅変調されたステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）とを含むステレオ多重信号が得られる。前記和信号（Ｌ＋Ｒ）は、モノラル信号とも呼ばれる。ステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）を復調するには、多数の回路要素を有する受信機が必要である。受信機は、前記ステレオパイロットによって制御されるフェイズロックループを含む。送信機の周波数が変化するとき、ステレオパイロットもまた変化する。受信機内の復調器は再調整される。これらの不所望な周波数変化のために、サンプリングレートコンバータ（略称ＳＲＣ）が、ステレオデコーダに前置される。第２サンプリングレートコンバータが、ステレオデコーダに後置される。これらのコンバータは、精巧なものである。

従って、本発明の目的は、簡単なステレオデコーダを提供することにある。

この目的は、請求項１に記載される特徴的なフィーチャによって解決される。

本発明によれば、フィルタ処理を複素領域において実行することができる。周波数応答の端部は、０Ｈｚ付近の複素領域内にある。実入力信号の、期間内に実行されるコサイン波との乗算は、周波数帯域内の両側に向かってずれを生じさせる、即ち搬送波周波数付近における変調＋／−φがされる。

搬送波周波数φを有するコサイン波による変調によって発生される出力信号は、興味のある部分に、＋／−２φ付近の入力スペクトルの不所望な部分が補足されたものである。このことは、＋／−２φ付近のスペクトルにおける不所望な部分を抑圧するプレフィルタによって防ぐことができる。同様のことが、サイン波による変調にも当てはまる。

実又は複素信号の複素指数関数ｅ^iθｎ、即ち虚数指数関数を用いた乗算は、周波数帯域における一方へのずれにしかつながらないので、プレフィルタは何も使用されない。

ステレオデコーダにおいては、複素変調が、発振器によって供給される信号ｃｏｓ（ｎφ）及びｓｉｎ（ｎφ）によって、実現される。非再帰型の半帯域フィルタ、即ち有限インパルス応答フィルタ（略称ＦＩＲ）は、π／２位相シフトの特性を持つ。このπ／２位相シフトは、位相直交（ｐｈａｓｅ ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）又は直交ミラー（ｑｕａｄｒａｔｉｃ ｍｉｒｒｏｒｉｎｇ）とも呼ばれる。直交ミラーという用語は、このタイプのフィルタの伝達関数Ｈ（ｆ）が、以下の式によって、サンプリング周波数の４分の１（Ｆ_ｓ／４）だけミラーリングされることができることを示している。

半帯域という用語は、ＦＩＲフィルタの第２特性、即ちこれらのフィルタが低減及び／又は補間の働きをするという事実を指している。ＦＩＲフィルタは、係数の半分がゼロであるという面白い特性を有する。低減に使用された場合、これは、デジタル技法において、テーブル内の２つおきの値が除去されることを意味する。補間に使用された場合、これは、第２の値即ち先行する値がテーブル内の各値の後に挿入されることを意味する。二重低減は、２によるダウンサンプリングとも呼ばれる。

ＦＩＲフィルタの第３の興味深い特性は、その長さが奇数であるように選択されると、遅延が、サンプリングの整数倍となることである。これらＦＩＲフィルタが、複素変調に関連して使用される場合、ステレオデコーダ内の複素変調が異なる時間において同相となるように、簡単な遅延素子が挿入されるだけで良い。ステレオデコーダ内で複素信号に使用されるＦＩＲフィルタの伝達関数は、周波数帯域がサンプリング周波数の４分の１だけシフトさせられるので、遷移帯域（以下、スロープとも呼ぶ）は、０Ｈｚの周波数付近、即ちｆ_０＝０付近を中心とするようになり、これらのフィルタが使用された場合、同様にｆ_０＝０付近を中心とし得るＬ＋Ｒ及びＬ−Ｒのスペクトルと重なる。ｆ_０＝０の値は、印加電圧について周波数が０である直流から類推して、ＤＣとも呼ばれる。ミラーリング特性よって、Ｌ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号は、これら信号の実部を結合することで取り出すことができる。

ＦＩＲフィルタの伝達関数の周波数帯域が、サンプリング周波数の４分の１だけシフトすることは、実ＦＩＲフィルタの係数が以下の方法で変更されることを意味する。

この係数の変更は、ＦＩＲフィルタの実現についてこれ以上の結果はもたらさない。

複素変調と組み合わせてのＦＩＲフィルタのこれら３つの特性は、ステレオデコーダに対する明解な解決策への鍵である。

本発明のこれら及び他の見地は、本明細書に記載される実施例を参照することによって明らかになり、説明されるであろう。

図１は、ステレオデコーダ１を示しており、該ステレオデコーダ１は、有限インパルス応答即ちＦＩＲフィルタ２、複素変調器３、第２ＦＩＲフィルタ４、第２複素変調器５、１／２ダウンサンプリングフィルタ（ｄｏｗｎ−ｓａｍｐｌｉｎｇ−ｂｙ−２ ｆｉｌｔｅｒ）６、２つのＦＩＲフィルタ８及び９を有する回路７と、第３及び第４変調器１０及び１１、更に２つの１／２ダウンサンプリングフィルタ１２及び１３、２つのコンバータ１４及び１５、楕円ローパスフィルタ１６、制御経路１７、二重補間フィルタ１８、発振器１９、遅延素子２０、第５の１／２ダウンサンプリング２１、第２遅延素子２２、第６の１／２ダウンサンプリングフィルタ２３、並びに第３遅延素子２４を有する。入力信号は、ステレオデコーダ１内の導電性接続部２５を介して、ＦＩＲフィルタ２に供給される。２つの更なる導電性の接続部２６は、ＦＩＲフィルタ２から変調器３までを接続しており、ＦＩＲフィルタ２からの信号を変調器３へ供給する。変調器３からの信号は、２つの導電性信号接続部２７を介して、第２ＦＩＲフィルタ４に供給される。信号は、更なる信号接続部２７から３６までを介すと共に、ＦＩＲフィルタ４、変調器５、ＦＩＲフィルタ８及び９、変調器１０及び１１、１／２ダウンサンプリングフィルタ１２及び１３、並びにコンバータ１４及び１５を経て、出力３７及び３８に供給される。接続部２６から３６は、それぞれが信号を伝達する２つの平行な接続部である。

発振器１９は、離散的に制御された発振器であって、略してＤＣＯと呼ばれている。ＤＣＯ１９には３つの出力端子があり、該出力端子はそれぞれ２つの導電性信号接続部３９から４１を有し、該接続部は複素変調器３へとつながるもの、遅延素子２０と更なる接続部４２とを介して変調器５へとつながると共に、１／２ダウンサンプリングフィルタ２１と第２遅延素子２２と更なる接続部４３及び４４とを介して変調器１０へとつながるもの、並びにＦＩＲフィルタ４と、１／２ダウンサンプリングフィルタ２３と第３遅延要素２４と更なる接続部４５、４６及び４７とを介して変調器１１へとつながるものがある。ＤＣＯ１９は、出力の一方の信号接続部上にコサイン信号、他方の信号接続部上にサイン信号を発生する。前記信号は、接続部３９上では３８ｋＨｚ周波数、接続部４０、４５、４６及び４７上では＋１９ｋＨｚの周波数、接続部４１、４２、４３、及び４４上では−１９ｋＨｚの周波数を持つ。

アンテナ５０を有するチューニング装置４９、周波数変調器５１及びＡ／Ｄコンバータ５２は、ステレオデコーダ１の入力４８に配されている。前記コンバータは、４×４４．１ｋＨｚのサンプリングレートＦｓで、時間分割多重信号をサンプリングする。チューニング装置４９は、接続部５３を介して制御される。ステレオデコーダ１の出力３７及び３８に配されているのは、コンバータ５４であり、これは、モノラル信号Ｌ＋Ｒ及び差信号Ｌ−Ｒから、左右のステレオ信号を生成し、これらのステレオ信号は、ラウドスピーカ５５及び５６によって、音響信号として再生される。ステレオデコーダ１、チューニング装置４９、周波数変調器５１、Ａ／Ｄコンバータ５２及びコンバータ５４は、受信機を構成している。

複素変調器と共に、ＦＩＲフィルタ２、４、７、８及び９が、ステレオデコーダ１に対する明解な解決策への鍵であって、この機能が、以下、図２から１５までを参照して説明されるであろう。

図２は、ステレオデコーダ１に供給された多重信号のスペクトルを示しており、該信号は接続部２５上に存在し、４×４４．１ｋＨｚのサンプリングレートＦｓでサンプリングされる。このスペクトルは、ＲＤＳ、ＡＲＩ及びＳＣＡ信号は除いて示されている。ゼロから開始して、ベースバンドを有するベースバンドステレオ和信号Ｌ＋Ｒ５７と、１９ｋＨｚにおけるパイロット５８と、その次に、３８ｋＨｚ副搬送波で両側帯波振幅変調された２つの側帯波５９及び６０を有するステレオ差信号Ｌ−Ｒとが、スペクトルの右半分に広がっている。周波数領域内の対称性により、前記帯域及びパイロット５７−６０は、ゼロに対してミラーリングされ、前記スペクトルの左半分に、帯域及びパイロット６１、６２、６３及び６４として、反転態様で生じる。

図３は、対称ＦＩＲローパスフィルタ２の周波数応答６５を示しており、該周波数応答６５は、０交点から見て、Ｆｓ／４、即ち４４．１ｋＨｚだけ右側にシフトしている。従って、Ｌ＋Ｒ信号は、遷移帯域（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｂａｎｄ）６６（以下スロープとも呼ぶ）内にある。フィルタ２は複素型であり、複素態様で動作し、複素出力信号を供給する。

図４は、フィルタ２によるフィルタリングの後の複素出力信号のスペクトルを示している。Ｌ＋Ｒ信号は、スロープ６６内のスロープ値によってフィルタリングされるので、Ｌ＋Ｒ信号に関して、関連するスロープ値に依存して低減された値が得られる。Ｌ＋Ｒ信号の側帯波６７及び６８は、低減される。フィルタ２の複素出力信号は、接続部２６上に存在する。

図５は、変調器３による変調の後のスペクトルを示している。前記信号は、変調器３において−３８ｋＨｚで複素変調される、即ち前記スペクトルは、左側に−３８ｋＨｚだけずらされる。従って、このスペクトルのＬ−Ｒ信号は、ゼロ、即ちＤＣを中心としている。ここで、ゼロはＬ−Ｒ信号の２つの側帯波５９及び６０の間にある。変調器３の出力信号は、接続部２７上に供給される。

図６は、中心に合わされたＬ−Ｒ信号を示しており、該信号は、ここで、対称ＦＩＲフィルタ４へと供給される。前記フィルタは、Ｆｓ／４、即ち４４．１ｋＨｚだけ左側にずれている。Ｆｓ／４だけ右側にずれている対称ＦＩＲハイパスフィルタも可能である。従って、Ｌ−Ｒ信号、即ちＬ−Ｒ信号の２つの側帯波は、第２周波数応答７０の第２遷移帯域６９（以下、スロープとも呼ぶ）内に位置されている。

図７は、フィルタ４によるフィルタリングの後のスペクトルを示している。ステレオ差信号Ｌ−Ｒは、スロープ６９内のスロープ値によってフィルタリングされるので、Ｌ−Ｒ信号に関して、関連するスロープ値に依存して低減された値が得られる。低減された側帯波７１及び７２を有する関連する信号は、接続部２８上に供給され、変調器５に供給される。

図８は、変調器５において１９ｋＨｚで複素変調され、右側に１９ｋＨｚだけずらされたスペクトルを示している。複素変調の周波数が、元のパイロット周波数の正確な倍数である場合、該パイロットは、今や、ゼロ交点に位置される。前記信号は、１／２ダウンサンプリングフィルタ６において、２によってダウンサンプリングされる。接続部３０から、前記複素信号は、２つの異なる分岐を経て通過される。一方の分岐においては、信号は、音声処理のためにフィルタ回路７に供給され、他方の分岐においては、信号は、楕円フィルタ１６、即ちパイロット５８及び６２を抽出するための小さい帯域幅を有するバンドパスフィルタに供給される。パイロット５８は、今やＤＣの近くであって、複素変調を制御するＤＣＯ１９を制御するために使用される。

図９は、フィルタ回路７における信号を示している。周波数応答７３を有するＦＩＲフィルタ８が、左側部分に示されており、周波数応答７４を有するＦＩＲフィルタ９が右側部分に示されている。前記フィルタ回路は、（Ｆｓ／２）／４＝２２．０５ｋＨｚだけ左側にずれている対称ＦＩＲハイパス及びローパスフィルタであるので、これによりＬ＋Ｒ及びＬ−Ｒ信号が分離される。

図１０は、ＦＩＲローパスフィルタ８によって接続部３２上に供給される出力信号のスペクトルを示している。この信号は、スロープ６６によって複素フィルタリングされたＬ＋Ｒモノラル信号であって、２つの低減された側帯波６７及び６８を有する。

図１１は、ＦＩＲフィルタ９によって接続部３１上に供給される出力信号のスペクトルを示している。この信号は、スロープ６９によって複素フィルタリングされたＬ−Ｒステレオ差信号であって、２つの低減された側帯波７１及び７２を有する。

図１２は、ローパスフィルタ１６の後のスペクトルを示している。パイロット５８がＤＣにある。

図１３は、変調器１０の後のＬ＋Ｒモノラル信号のスペクトルを示している。変調器１０において、前記信号は１９ｋＨｚで変調され、即ち１９Ｈｚだけ右側にずれるので、スペクトルの低減された２つの側帯波６７及び６８は、ＤＣを中心とする。

図１４は、変調器１１の後の、Ｌ−Ｒ差信号のスペクトルを示している。変調器１１において、Ｌ−Ｒ信号は−１９ｋＨｚで変調され、即ち−１９ｋＨｚだけ左側にずれるので、スペクトルの低減された２つの側帯波７１及び７２は、ＤＣを中心とする。

図１５は、コンバータ１４の後の、元の側帯波７５及び７６を有するＬ＋Ｒ信号のスペクトルを示している。コンバータ１４は、複素Ｌ＋Ｒ信号から実部をフィルタリングするので、元のＬ＋Ｒ信号が得られる。

図１６は、コンバータ１５の後の、元の側帯波７７及び７８を有するＬ−Ｒ信号のスペクトルを示している。コンバータ１５は、複素Ｌ−Ｒ信号からの実部をフィルタリングするので、元のＬ−Ｒ信号が得られる。

図１７は、フェイズロックループ、即ちＰＬＬ８０を示しており、これは、変調器３、ＦＩＲフィルタ４、第２変調器５、１／２ダウンサンプリングフィルタ６、楕円ローパスフィルタ１６、制御経路１７、補間フィルタ１８、ＤＣＯ１９、及び遅延素子２０を有する。制御経路１７は、係数ａの増幅器８１、フォワード制御８４における遅延素子８２及び係数ｂの第２増幅器８３、フィードバック制御８６における遅延素子８５、並びに２つの加算器８７及び８８を有する。ＰＬＬ８０は、以下のように動作する。

ＤＣＯ１９がパイロットと同じ周波数及び位相同期状態でクロックされる場合のみ、元のＬ−Ｒ信号は正確に再生され、Ｌ＋Ｒ信号と同相となることができる。これは複素信号が、楕円ローパスフィルタ１６の後はＤＣ部のみを有する、即ち該信号の虚部がゼロであることを意味する。ゼロからのずれは、ＤＣＯ１９をパイロットと位相同期するように制御するために、ＰＬＬ８０によって使用される。

初期位相及び周波数のずれから開始してオフセットがゼロに設定されるべき場合、比例及び積分制御経路１６が、位相及び周波数の両方において階段状である入力信号がオフセットをゼロにして同期するために必要である。

複素変調後の虚部のみ、即ち実際には位相認識のみが、ＰＬＬのフィードバックループに利用され、ＤＣＯ１９を制御するために使用される。

応答時間及び減衰のような、過渡応答の特性は、制御経路１７における増幅器８１及び８３の乗算係数ａ及びｂを調整することによって、調整することが可能である。

発振器１９の入力信号は、パイロットと、ＤＣＯ１９からの出力信号との間の位相の不整合を補正する。

図１８は、ＤＣＯ１９を示しており、これは、４つの演算増幅器９０、９１、９２及び９３、２つの遅延素子９４及び９５、並びに２つの加算器９６及び９７を備えている。複素発振器１９は、第１出力９８にコサイン信号を、第２出力９９にサイン信号を発生する。演算増幅器９０及び９２の係数ｃ、並びに演算増幅器９１及び９３の係数ｓ及び−ｓは、以下のようにして算出される。

遅延回路９４及び９５における元の値は、０及び１に設定されるべきである。不整合を補正する制御経路の出力信号は、係数ｃ及びｓを、εｎを制御経路１７の出力信号とする線形Ｔａｙｌｏｒ級数によって適応させるために使用され、これはＤＣＯ１９を制御する。

発振周波数Θを有する複素発振器１９は、限界安定発振フィルタ（ｌｉｍｉｔ−ｓｔａｂｌｅ ｏｓｃｉｌｌａｔｉｎｇ ｆｉｌｔｅｒ）として、ソフトウェアの様態で形成される。

図１は、ステレオデコーダを含む受信機のブロック図である。 図２は、ステレオデコータの入力における第１周波数スペクトルを示している。 図３は、第１スペクトルと、第１半帯域、又はＦＩＲフィルタの周波数応答を示している。 図４は、第１ＦＩＲフィルタの出力における第２スペクトルを示している。 図５は、第１変調器の出力における第３スペクトルを示している。 図６は、前記第３スペクトルと、第２ＦＩＲフィルタの周波数応答とを示している。 図７は、第２ＦＩＲフィルタの出力における第４スペクトルを示している。 図８は、第２変調器の出力における第５スペクトルを示している。 図９は、第５スペクトルと、対称ＦＩＲハイパス及びローパスフィルタの２つの別個の周波数応答とを示している。 図１０は、対称ＦＩＲハイパス及びローパスフィルタの第１出力における第６スペクトルを示している。 図１１は、対称ＦＩＲハイパス及びローパスフィルタの第２出力における第７スペクトルを示している。 図１２は、楕円フィルタの出力におけるパイロットを示している。 図１３は、第３変調器の出力における複素Ｌ＋Ｒ信号に関する第８スペクトルを示している。 図１４は、第４変調器の出力における複素Ｌ−Ｒ信号についての第９スペクトルを示している。 図１５は、第１コンバータの出力における実Ｌ＋Ｒ信号の第１０スペクトルを示している。 図１６は、第２コンバータの出力における実Ｌ−Ｒ信号の第１１スペクトルを示している。 図１７は、フェイズロックループのブロック図である。 図１８は、発振器のブロック図である。

符号の説明

１ ステレオデコーダ
２ ＦＩＲフィルタ
３ 複素変調器
４ 第２ＦＩＲフィルタ
５ 複素変調器
６ １／２ダウンサンプリングフィルタ
７ フィルタ回路
８，９ ＦＩＲフィルタ
１０，１１ 複素変調器
１２，１３ １／２ダウンサンプリングフィルタ
１４，１５ コンバータ
１６ ロ―パスフィルタ
１７ 制御経路
１８ 補間フィルタ
１９ 発振器
２０ 遅延素子
２１ １／２ダウンサンプリングフィルタ
２２ 第２遅延素子
２３ １／２ダウンサンプリングフィルタ
２４ 第３遅延素子
２５，２６，２７，
２８，２９，３０，
３１，３２，３３，
３４，３５，３６ 信号接続部
３７，３８ 出力
３９，４０，４１ 信号接続部
４２，４３，４４，
４５，４６，４７ 接続部
４８ 入力
４９ チューニング装置
５０ アンテナ
５１ 周波数変調器
５２ Ａ／Ｄコンバータ
５３ 接続部
５４ コンバータ
５５，５６ ラウドスピーカ
５７ Ｌ＋Ｒ信号
５８ パイロット
５９ Ｌ−Ｒ信号第１側帯波
６０ Ｌ−Ｒ信号第２側帯波
６１ 反転したＬ＋Ｒ信号
６２ 反転したパイロット
６３ 反転したＬ−Ｒ信号第１側帯波
６４ 反転したＬ−Ｒ信号第２側帯波
６５ 周波数応答
６６ スロープ
６７ 低減されたＬ＋Ｒ側帯波
６８ 低減された第２Ｌ＋Ｒ側帯波
６９ 第２スロープ
７０ 第２周波数応答
７１ 低減されたＬ−Ｒ側帯波
７２ 低減された第２Ｌ−Ｒ側帯波
７３，７４ 周波数応答
７５，７６ 実Ｌ＋Ｒ側帯波
７７，７８ 実Ｌ−Ｒ側帯波
７９
８０ フェイズロックループ
８１ 増幅器
８２ 遅延素子
８３ 増幅器
８４ フォワード制御
８５ 遅延素子
８６ フィードバック
８７，８８ 加算器
８９
９０，９１，
９２，９３ 演算増幅器
９４，９５ 遅延素子
９６，９７ 加算器
９８，９９ 出力

Claims (17)

1. ベースバンドステレオ和信号と、１９ｋＨｚのステレオパイロット信号と、ブランクされた３８ｋＨｚ副搬送波に両側帯波振幅変調されたステレオ差信号とを含む時間離散的ステレオ多重信号を、デコードするためのステレオデコーダであって、
   複素変調信号を供給する発振器を有するフェイズロックループと、
   前記ステレオ多重信号をフィルタリングする第１のフィルタであって、前記ベースバンドステレオ和信号またはステレオ差信号のいずれか一方がスロープによって複素フィルタリングされて、第１のフィルタされた信号を得る第１のフィルタと、
   前記第１のフィルタされた信号を複素変調して第１の変調された信号を得る第１の変調器と、
   前記第 1 の変調された信号をフィルタリングする第２のフィルタであって、前記ベースバンドステレオ和信号および前記ステレオ差信号のうちの複素フィルタリングされていない方のステレオ信号がスロープによって複素フィルタリングされて、第２のフィルタされた信号を得る第２のフィルタと、
   前記第２のフィルタされた信号を複素変調して第２の変調された信号を得る第２の変調器と、
   前記第２の変調された信号から、前記発振器を制御するための前記パイロット信号を抽出する抽出器と、
   前記第２の変調された信号から、前記ベースバンドステレオ和信号と前記ステレオ差信号とを分離するフィルタ回路と、
   前記ベースバンドステレオ和信号と前記ステレオ差信号とを複素変調して複素ステレオ信号を得る第３の変調器と、
   前記複素ステレオ信号を複素信号から実信号へ変換する変換器と
   を備えることを特徴とするステレオデコーダ。
2. 請求項１に記載のステレオデコーダにおいて、前記各フィルタおよび前記フィルタ回路が有限インパルス応答フィルタであることを特徴とするステレオデコーダ。
3. 請求項２に記載のステレオデコーダにおいて、前記フィルタ回路は、前記ベースバンドステレオ和信号と前記ステレオ差信号とを分離するように左に２２．０５ｋＨｚずれている、対称ＦＩＲハイパス及びローパスフィルタとして適用されることを特徴とするステレオデコーダ。
4. 請求項１に記載のステレオデコーダにおいて、前記発振器が離散的に制御されることを特徴とするステレオデコーダ。
5. 請求項１〜４のいずれか一項に記載のステレオデコーダにおいて、前記発振器がコサイン信号及びサイン信号を供給することを特徴とするステレオデコーダ。
6. 請求項１〜５のいずれか一項に記載のステレオデコーダにおいて、前記発振器が、限界安定発振フィルタを有することを特徴とするステレオデコーダ。
7. 請求項１〜６のいずれか一項に記載のステレオデコーダにおいて、前記発振器が、前記変調器を制御することを特徴とするステレオデコーダ。
8. 請求項７に記載のステレオデコーダにおいて、前記変調器が乗算素子を有することを特徴とするステレオレコーダ。
9. 請求項１に記載のステレオデコーダにおいて、前記抽出器が０Ｈｚ付近の周波数応答を有する楕円フィルタとして適用されることを特徴とするステレオデコーダ。
10. 請求項１に記載のステレオデコーダにおいて、前記フェイズロックループが増幅器を備える制御経路を有することを特徴とするステレオデコーダ。
11. 信号経路を有する受信機であって、前記信号経路は、
    チューニング装置と、
    ベースバンドステレオ和信号、１９ｋＨｚのステレオパイロット信号およびブランクされた３８ｋＨｚ副搬送波に両側帯波振幅変調されたステレオ差信号を含むステレオ多重信号を供給する復調回路と、
    アナログ信号を時間離散的信号に変換するサンプリング装置と、
    請求項１〜１０のいずれか一項に係るステレオデコーダと
    を備え
    前記チューニング装置、前記復調回路、及び、前記サンプリング装置が順次接続され、前記ステレオデコーダの入力に配されていることを特徴とする受信機。
12. 請求項１１に記載の受信機において、前記サンプリング装置が固定クロックで動作することを特徴とする受信機。
13. 請求項１１に記載の受信機において、前記固定クロックが、４×２０ｋＨｚ及び４×８０ｋＨｚの間にあり、有利には４×３２ｋＨｚ及び４×６４ｋＨｚの間にあり、特には４×４４．１ｋＨｚにあることを特徴とする受信機。
14. ベースバンドステレオ和信号と、１９ｋＨｚのステレオパイロット信号と、ブランクされた３８ｋＨｚ副搬送波に両側帯波振幅変調されたステレオ差信号とを含む時間離散的ステレオ多重信号を、受信機のデコーダ内でデコードする方法であって、
    前記ステレオ多重信号を第１のフィルタによってフィルタリングするステップであって、前記ベースバンドステレオ和信号および前記ステレオ差信号のいずれか一方がスロープによって複素フィルタリングされて第１のフィルタされた信号を得るステップと、
    前記第１のフィルタされた信号を第１の変調器により複素変調して、第１の変調された信号を得るステップと、
    前記第１の変調された信号を第２のフィルタによってフィルタリングするステップであって、前記ベースバンドステレオ和信号および前記ステレオ差信号のうち複素フィルタリングされていない方のステレオ信号がスロープによって複素フィルタリングされて第２のフィルタされた信号を得るステップと、
    前記第２のフィルタされた信号を第２の変調器により複素変調して、第２の変調された信号を得るステップと、
    抽出器により、前記第２の変調された信号から、前記パイロット信号を抽出するステップと、
    フィルタ回路により、前記第２の変調された信号から、前記ベースバンドステレオ和信号と、前記ステレオ差信号とを分離するステップと、
    第３の変調器により、前記ベースバンドステレオ和信号と、前記ステレオ差信号とを変調して複素ステレオ信号を得るステップと、
    変換器により、前記複素ステレオ信号を複素信号から実信号へと変換するステップと
    を有することを特徴とする方法。
15. 請求項１４に記載の方法において、前記第２の変調された信号が、２によってダウンサンプリングされることを特徴とする方法。
16. 請求項１４に記載の方法において、前記分離された前記ベースバンドステレオ和信号と、前記ステレオ差信号とが、２によってダウンサンプリングされることを特徴とする方法。
17. 請求項１４に記載の方法において、前記実信号が、左右のステレオ信号に分離されることを特徴とする方法。

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