JPH02123857A - Fm多重放送受信回路 - Google Patents
Fm多重放送受信回路Info
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- JPH02123857A JPH02123857A JP63277895A JP27789588A JPH02123857A JP H02123857 A JPH02123857 A JP H02123857A JP 63277895 A JP63277895 A JP 63277895A JP 27789588 A JP27789588 A JP 27789588A JP H02123857 A JPH02123857 A JP H02123857A
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- JP
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- signal
- qpsk
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- demodulated
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- 230000005684 electric field Effects 0.000 abstract description 3
- 241001125929 Trisopterus luscus Species 0.000 abstract description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 abstract 1
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 1
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
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- Television Receiver Circuits (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
【産業上の利用分野]
本発明はFM多重放送受信回路、特にそのQPSK復調
回路の改良に関する。
回路の改良に関する。
[発明の概要]
コスタスループ方式のQ P S K tl iiu路
において、その入力側の2つの掛算器を2組のスイッチ
回路及びFM復調器におきかえ、受信信号からIF倍信
号、これと逆相変調でかつ中心周波数がIF倍信号中心
周波数と同一な2つの信号を作り。
において、その入力側の2つの掛算器を2組のスイッチ
回路及びFM復調器におきかえ、受信信号からIF倍信
号、これと逆相変調でかつ中心周波数がIF倍信号中心
周波数と同一な2つの信号を作り。
この2つの信号を夫々上記スイッチ回路に入力させるよ
うにしたものである。
うにしたものである。
[従来の技[I
FM多重放送信号は、L+Hのメイン信号、L−Hのサ
ブ信号、パイロット信号から成るステレオ信号と、76
kHzサブキヤリアーをQPSK(Quad Phas
e 5hift Keying)変調した多重信号とが
変調されているものである。この多重信号の内容は、A
DPCM変調された音声や、データーである。
ブ信号、パイロット信号から成るステレオ信号と、76
kHzサブキヤリアーをQPSK(Quad Phas
e 5hift Keying)変調した多重信号とが
変調されているものである。この多重信号の内容は、A
DPCM変調された音声や、データーである。
第4図に従来のFM多重放送受信機の一例を示す、同図
において、lは受信アンテナ、2はチューナ部、3はF
M復調部、4はバンドパスフィルタ(B P F)、Q
はコスタスループ方式のQPSK復調回路、17.18
はシュミット回路である。
において、lは受信アンテナ、2はチューナ部、3はF
M復調部、4はバンドパスフィルタ(B P F)、Q
はコスタスループ方式のQPSK復調回路、17.18
はシュミット回路である。
QPSK復調回復調回路力器5,6,14,15及び1
6.ローパスフィルタ9,10及び11、電圧制御発振
器(VCO)8.移相器7、加算器12、減算器13か
ら成る。
6.ローパスフィルタ9,10及び11、電圧制御発振
器(VCO)8.移相器7、加算器12、減算器13か
ら成る。
アンテナ1で得た信号をチューナ部2で選択受信し、F
M復調部3で復調、更にステレオ信号と。
M復調部3で復調、更にステレオ信号と。
多重信号が接近しているため多重信号のみを取り出すB
PF4で多重信号(Q P S K)を取り出しQPS
K復調回復調回路力される。
PF4で多重信号(Q P S K)を取り出しQPS
K復調回復調回路力される。
QPSK信号は2ビツトのPCM符号を76kHzサブ
キヤリアーの位相変化を0@、90”180°、270
°に対応させて送信されたものであり、送信側の絶対位
相を知ることなく復調できるQ D P S K (Q
uad Differential phase sh
iftkeying)がFM多重放送受信機には用いら
れている。
キヤリアーの位相変化を0@、90”180°、270
°に対応させて送信されたものであり、送信側の絶対位
相を知ることなく復調できるQ D P S K (Q
uad Differential phase sh
iftkeying)がFM多重放送受信機には用いら
れている。
このQ P S Kfjl@方式としてコスタスループ
方式が多く用いられるようになってきている。
方式が多く用いられるようになってきている。
BPF4の出力のQPSK信号Siを
5i=Ecos(ωt+θ) ・(1)v
cosの出力をパルス信号Pとして vcosの出力信号Pをπ/2位相をずらす移相器7の
出力Psは 乗算器6において入力信号SiとVCO8の出力Pが乗
算される。この状態を第8図(a)、(b)に示す、V
CO8の出力信号が“H”レベルの時入力信号SLを取
り出し、′L”レベルの時はSiの信号を反転させ取り
出す、これを入力信号Stの位相θの切換に伴って変化
する平均値をLPFllで求める。
cosの出力をパルス信号Pとして vcosの出力信号Pをπ/2位相をずらす移相器7の
出力Psは 乗算器6において入力信号SiとVCO8の出力Pが乗
算される。この状態を第8図(a)、(b)に示す、V
CO8の出力信号が“H”レベルの時入力信号SLを取
り出し、′L”レベルの時はSiの信号を反転させ取り
出す、これを入力信号Stの位相θの切換に伴って変化
する平均値をLPFllで求める。
同様にして乗算器19において第8図(a)と(Q)の
信号を乗算する。
信号を乗算する。
即ち、(1)式と(2)式の信号を乗算する乗算器6の
出力をLPFI 1に直し1乗算出力の下側帯波を得る
ものとすると、LPFIIの出力e1はe、=(1)式
×(2)式 π 同様にして(1)式と(3)式の信号を乗算する乗算器
5の出力+LPFIOに通して乗算出力の下側帯波を得
れば、LPFIOの出力e2はe、=(1)式x(3)
式 加算器12で(4)式と(5)式の(8号の和を、減算
器13で(4)式と(5)式の信号の差を取り、夫々を
乗算器14で乗算すると。
出力をLPFI 1に直し1乗算出力の下側帯波を得る
ものとすると、LPFIIの出力e1はe、=(1)式
×(2)式 π 同様にして(1)式と(3)式の信号を乗算する乗算器
5の出力+LPFIOに通して乗算出力の下側帯波を得
れば、LPFIOの出力e2はe、=(1)式x(3)
式 加算器12で(4)式と(5)式の(8号の和を、減算
器13で(4)式と(5)式の信号の差を取り、夫々を
乗算器14で乗算すると。
その出力e、は
また。
乗算器16で(4)式と(5)式の信号を乗算すると、
その乗算出力e、は
次に乗算器15で(6)式と(7)式の信号を乗算する
と。
と。
その乗算出力e、は
(8)式の信号は乗算器15からLPF9に入力され、
そのLPF9のθとθ、の位相差のDC出力EでVCO
Bが制御される。(8)式の信号e5を図に示すと第5
図のようになり、θ−O1がn・π/4で出力電圧が±
0となる(n:整数)。
そのLPF9のθとθ、の位相差のDC出力EでVCO
Bが制御される。(8)式の信号e5を図に示すと第5
図のようになり、θ−O1がn・π/4で出力電圧が±
0となる(n:整数)。
つまり、入力信号Siのθが0” 、90”180°、
270@ と変化していてもθ−θ1がn−?c/4の
値になっていれば、θ1が固定でもVCOBへの制御信
号は家憲した値になる。
270@ と変化していてもθ−θ1がn−?c/4の
値になっていれば、θ1が固定でもVCOBへの制御信
号は家憲した値になる。
従って、VCOBを制御する電圧の極性を第5図の実線
で示した範囲に吸い込むように決定しておけば、VCO
Bの発振信号の位相は入力信号SLの位相Oに対して確
実にn・π/4の関係となる位相θ、に自動的に設定さ
れる。
で示した範囲に吸い込むように決定しておけば、VCO
Bの発振信号の位相は入力信号SLの位相Oに対して確
実にn・π/4の関係となる位相θ、に自動的に設定さ
れる。
さて、このようにして決定されたVCOBの位相θ1に
対して入力信号SLの位相θが変化すると。
対して入力信号SLの位相θが変化すると。
LPFIOの出力は
式によって
を取ることが分かる。
これらの信号をシュミット回路17.18に通し、パル
ス信号に波形整形してP out 、 Q outのパ
ラレルデータ信号を得る。
ス信号に波形整形してP out 、 Q outのパ
ラレルデータ信号を得る。
[発明が解決しようとする課題]
ところで、FM復調出力信号は第7図に示したように、
三角ノイズが発生し、高い周波数はどノイズが増加する
。
三角ノイズが発生し、高い周波数はどノイズが増加する
。
従って、76kHzのサブキャリアーをQPSK変調し
た多重信号は最もS/N的に悪い環境におかれる。この
ために弱電界では復調出力のビットエラーが発生し、実
用性が悪化する欠点があった。
た多重信号は最もS/N的に悪い環境におかれる。この
ために弱電界では復調出力のビットエラーが発生し、実
用性が悪化する欠点があった。
[発明の目的]″
本発明の目的は上記従来技術の欠点を解消するため、三
角ノイズの小さい信号でQPSK復調の可能な回路を提
供するにある。
角ノイズの小さい信号でQPSK復調の可能な回路を提
供するにある。
〔課題を解決するための手段]
本発明のFM多重放送受信回路は上記目的を達成するた
め、受信信号から第1のIF倍信号、該第1のIP倍信
号対して逆相変調で、かつ中心周波数が前記IF倍信号
中心周波数と略同一な第2のIF倍信号を得る手段と、
所定のパルスを発生するパルス発生手段と、上記パルス
に対し所定時間位相をシフトした第2のパルスを作成す
る手段と、上記パルスに応じて、上記第1のIF倍信号
、第2のIF倍信号をスイッチする第1のスイッチと、
上記第2のパルスに応じて上記第1のIF倍信号、第2
のIF倍信号をスイッチする第2のスイッチと、上記第
1.第2のスイッチを介した信号を夫々復調する第1.
第2の復調器と、を含むことを特徴とする。
め、受信信号から第1のIF倍信号、該第1のIP倍信
号対して逆相変調で、かつ中心周波数が前記IF倍信号
中心周波数と略同一な第2のIF倍信号を得る手段と、
所定のパルスを発生するパルス発生手段と、上記パルス
に対し所定時間位相をシフトした第2のパルスを作成す
る手段と、上記パルスに応じて、上記第1のIF倍信号
、第2のIF倍信号をスイッチする第1のスイッチと、
上記第2のパルスに応じて上記第1のIF倍信号、第2
のIF倍信号をスイッチする第2のスイッチと、上記第
1.第2のスイッチを介した信号を夫々復調する第1.
第2の復調器と、を含むことを特徴とする。
[作用]
第1及び第2の復調器で復調された信号はQPSKのベ
ースバンドの周波数帯域での復調信号を使用するため三
角ノイズが小さく、S/Nが向上する。
ースバンドの周波数帯域での復調信号を使用するため三
角ノイズが小さく、S/Nが向上する。
〔実施例]
以下図面に示す実施例を参照して本発明を説明すると、
第1図は本発明によるFM多重放送受信回路の一実施例
を示し、第4図と同一符号は同−又は類似の回路を表わ
す、第1図において、19は発振器(O8C) 、20
は乗算器、21はバンドパスフィルタ(B P F)で
ある、またQPSK復調回復調回路−て、第4図と相違
する点は第4図の回路Qの入力側の乗算器5,6に代え
て、2組のスイッチ回路22.23及びFM復調器24
゜25を用いることにある。
第1図は本発明によるFM多重放送受信回路の一実施例
を示し、第4図と同一符号は同−又は類似の回路を表わ
す、第1図において、19は発振器(O8C) 、20
は乗算器、21はバンドパスフィルタ(B P F)で
ある、またQPSK復調回復調回路−て、第4図と相違
する点は第4図の回路Qの入力側の乗算器5,6に代え
て、2組のスイッチ回路22.23及びFM復調器24
゜25を用いることにある。
以下、上記実施例の動作を説明する。
第1図において、アンテナ1で受信された信号をチュー
ナ2で、IF倍信号変換して出力する。
ナ2で、IF倍信号変換して出力する。
05C19はIF倍信号中心周波数の2倍の固定周波数
の信号を発振する0乗算器20はIF倍信号08C19
の発振出力を乗算する。IF倍信号周波数をfi 、0
8C19の出力信号の周波数をfcとすると、乗算器出
力はfc±fiの二つの周波数成分を出力する。BPF
21でこの下側帯波fc−fiを取ると、この出力の中
心周波数はfc=2f1よりfiとなり、IF倍信号対
し逆相変調の信号が得られる。
の信号を発振する0乗算器20はIF倍信号08C19
の発振出力を乗算する。IF倍信号周波数をfi 、0
8C19の出力信号の周波数をfcとすると、乗算器出
力はfc±fiの二つの周波数成分を出力する。BPF
21でこの下側帯波fc−fiを取ると、この出力の中
心周波数はfc=2f1よりfiとなり、IF倍信号対
し逆相変調の信号が得られる。
IF倍信号BPF21の出力信号はスイッチ回路22.
23に入力され、VCO8及びπ/2移相器7の出力パ
ルスによって選択切換されて出力される。
23に入力され、VCO8及びπ/2移相器7の出力パ
ルスによって選択切換されて出力される。
VCO8とπ/2移相器7の出力信号は第8図(b)、
(Q)のように示され、(b)、(Q)におけるパルス
信号が“H”レベルの時、スイッチ回路22.23は、
IF倍信号出力し、“L”レベルの時、スイッチ回路2
2.23はBPF21の信号を出力する。
(Q)のように示され、(b)、(Q)におけるパルス
信号が“H”レベルの時、スイッチ回路22.23は、
IF倍信号出力し、“L”レベルの時、スイッチ回路2
2.23はBPF21の信号を出力する。
この状態を第3図(a)= (b)、(c)、(d)に
示す。
示す。
なお、π/2移相器7の出力はvcosの位相をπ/2
ずらしたものである。
ずらしたものである。
スイッチ回路22.23の出力は夫々FM復調器24.
25に与えられ復調される。
25に与えられ復調される。
この復調された信号は第4図の乗算器5,6で乗算され
た信号と全く同一の信号となり、LPFlo、11でv
cosの周波数成分及びIF信号成分を除去し、QPS
Kの信号成分を得、シュミット回路17.18で波形整
形し、Pout、 QoutのQPSK信号のパルスを
出力する。
た信号と全く同一の信号となり、LPFlo、11でv
cosの周波数成分及びIF信号成分を除去し、QPS
Kの信号成分を得、シュミット回路17.18で波形整
形し、Pout、 QoutのQPSK信号のパルスを
出力する。
なお、7〜16の各部の動作については第4図と同一で
あるのでその説明を省略する。
あるのでその説明を省略する。
以上のように、FM復調器24.25で復調された信号
はQPSKのベースバンドの周波数帯域での復調信号を
使用するため三角ノイズの小さいS/Nの良い状態の信
号を得ることができる。
はQPSKのベースバンドの周波数帯域での復調信号を
使用するため三角ノイズの小さいS/Nの良い状態の信
号を得ることができる。
なお、FM復調信号のうち、vcosの周波数成分(第
7図の多重信号サブキャリアーfs)は不要な成分であ
りLPFIo、11で除去される。
7図の多重信号サブキャリアーfs)は不要な成分であ
りLPFIo、11で除去される。
よって、サブキャリアーfs近辺のノイズは影響しない
。
。
[発明の効果]
以上説明したように本発明によれば、QPSK変調のサ
ブキャリアー帯域より低い周波数帯域でFM復調された
信号を用いるため三角ノイズの小さい信号でQPSK復
調が行え1弱電界でも復調されることができる。
ブキャリアー帯域より低い周波数帯域でFM復調された
信号を用いるため三角ノイズの小さい信号でQPSK復
調が行え1弱電界でも復調されることができる。
第1図は本発明の一実施例を示すブロック図。
第2図及び第3図はその動作説明用波形図、第4図は従
来のFM多重放送受信回路の一例を示すブロック図、第
5図乃至第8図は夫々第4図の回路の動作説明図である
。 2・・・・・・・・・チューナ部、Q・・・・・・・・
・QPSK復調回路、22,23・・・・・・・・・ス
イッチ回路、24.25・・・・・・・・・FM復調器
。 特許出願人 タラリオン株式会社代理人 弁理士
永 1)武 三 部y2 : 第3 図 揶4図 77図 第8図
来のFM多重放送受信回路の一例を示すブロック図、第
5図乃至第8図は夫々第4図の回路の動作説明図である
。 2・・・・・・・・・チューナ部、Q・・・・・・・・
・QPSK復調回路、22,23・・・・・・・・・ス
イッチ回路、24.25・・・・・・・・・FM復調器
。 特許出願人 タラリオン株式会社代理人 弁理士
永 1)武 三 部y2 : 第3 図 揶4図 77図 第8図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 受信信号から第1のIF信号と、該第1のIF信号に対
して逆相変調で、かつ中心周波数が前記IF信号の中心
周波数と略同一な第2のIF信号とを得る手段と、 所定のパルスを発生するパルス発生手段と、上記パルス
に対し所定時間位相をシフトした第2のパルスを作成す
る手段と、 上記パルスに応じて、上記第1のIF信号と、第2のI
F信号とをスイッチする第1のスイッチと、 上記第2のパルスに応じて、上記第1のIF信号と、第
2のIF信号とをスイッチする第2のスイッチと、 上記第1、第2のスイッチを介した信号を夫々復調する
第1、第2の復調器と、 を含むことを特徴とするFM多重放送受信回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63277895A JPH02123857A (ja) | 1988-11-01 | 1988-11-01 | Fm多重放送受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63277895A JPH02123857A (ja) | 1988-11-01 | 1988-11-01 | Fm多重放送受信回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02123857A true JPH02123857A (ja) | 1990-05-11 |
Family
ID=17589783
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63277895A Pending JPH02123857A (ja) | 1988-11-01 | 1988-11-01 | Fm多重放送受信回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02123857A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7528755B2 (en) | 2007-09-06 | 2009-05-05 | Infineon Technologies Ag | Sigma-delta modulator for operating sensors |
-
1988
- 1988-11-01 JP JP63277895A patent/JPH02123857A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US7528755B2 (en) | 2007-09-06 | 2009-05-05 | Infineon Technologies Ag | Sigma-delta modulator for operating sensors |
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