JPH08508142A

JPH08508142A - 受信した多重信号の音質に依存した音質信号の導出用回路装置

Info

Publication number: JPH08508142A
Application number: JP6520526A
Authority: JP
Inventors: シャハバディ，ジャハニャール; ヘルマン，マティアス; フォークト，ロタール; ケッサー，ユルゲン
Original assignee: ブラウプンクト−ヴェルケゲゼルシャフトミットベシュレンクテルハフツング
Priority date: 1993-03-24
Filing date: 1994-03-22
Publication date: 1996-08-27
Anticipated expiration: 2020-04-20
Also published as: JP3640669B2; EP0691049B1; EP0691049A1; US5696830A; DE59403123D1; WO1994022228A1

Abstract

(57)【要約】ステレオ放送受信機で受信された多重信号の音質に依存する音質信号の導出用の回路装置であって、その際、前記多重信号は、ベースバンド内の和信号（L+R）、差信号（L-R）で変調された副搬送波及び当該副搬送波の1/2周波数のパイロット信号を有している、回路装置において、デジタル形式での多重信号は、放送放送受信機内で形成されたサンプリングクロックから得られた主搬送波と、相互に90°シフトされた２つの位相位置で乗算される。補正された混合信号が形成されるように、乗算によって形成された各混合信号は、夫々１つの補正信号と乗算され、前記補正された混合信号は加算されて、当該和信号と共に、ステレオ音声信号（L,R）の形成のためにマトリックス回路に供給される。前記各混合信号は、更に、夫々他の補正信号と乗算される。この乗算の各積が相互に減算されて、低域通過フィルタリングされる。

Description

【発明の詳細な説明】受信した多重信号の音質に依存した音質信号の導出用回路装置本発明は、ステレオ放送受信機において、受信した多重信号の音質に依存した音質信号の導出用回路装置に関し、その際、多重信号は、ベースバンド内の和信号（L+R）、差信号（L-R）で変調された副搬送波及びこの副搬送波の周波数の1/ 2の周波数のパイロット信号を有している。例えば、自動車無線放送の場合、受信音質は、例えば、受信電界強度の侵入、マルチパス受信又は障害信号の受信により、強く劣化されることがある。それにより生じる障害を出来る限り僅かに保持するために、低周波信号での、このような障害をマスキングするための種々の手段が公知である。つまり、例えば、劣悪な受信の場合、低周波信号を一時的に減衰させるか、又は、ステレオチャンネルの分離度を低減させることができる。但し、この公知の手段は、信号の音質を申し分なく測定できることを前提とする。本発明の課題は、受信された信号の音質に依存する少なくとも一つの音質信号の導出用の回路装置を提供することにある。この課題は、本発明によると、デジタル形式の多重信号が、放送受信機内で形成されたサンプリングクロックから得られた主（基準）搬送波と、９０°相互にずれた２つの位相位置で乗算され、当該乗算により得られた各混合信号は、補正された各混合信号が形成されるように夫々一つの補正信号と乗算され、前記補正された各混合信号は加算されて、当該和信号と共に、ステレオ音声信号（Ｌ，Ｒ）の形成用のマトリックス回路に供給され、前記各混合信号は、更に、夫々他の補正信号と乗算され、当該各乗算の各積は、相互に減算されて低域通過フィルタリングされるようにして解決される。本発明の回路装置によると、可聴障害の識別が可能となり、副搬送波周波数ステレオ−差信号の対称性の評価が可能となる。本質的には、この方式では、障害のない信号は、両側波帯振幅変調に基づいて、搬送波に対して対称的でなければならない。本発明の回路装置の場合、この対称性は、障害のない信号の場合において、比較すべき各側波帯を位相整合させて供給することによって獲得することができる。従って、非対称性があると、そのことから、低周波信号に聴取可能な障害が生じていることが分かる。本発明の実施例では、障害がなくて対称性となるように、有利な形式で、各補正信号の形成のために、多重信号が、主搬送波と位相結合された基準パイロット信号と、９０°相互にシフトされた２つの位相位置で乗算され、生じた別の各混合信号が低域通過フィルタリングされ、低域通過フィルタリングされた別の各混合信号が第１の補正信号の形成のために２乗され、相互に減算され、第２の補正信号の形成のために、相互に乗算され、且つ、２と乗算される。本発明の回路装置の目的にとって重要でない、パイロット信号の振幅の変動の影響は、次のようにして抑えることができる。即ち、パイロット信号の振幅を示す信号の形成のために、低域通過フィルタリングされた別の各混合信号を２乗して加算し、各補正信号を、パイロット信号の振幅を示す信号の振幅を用いて、その補正信号の振幅が正規化されるように制御するのである。一般的には、各側波帯の非対称性の方向は、重要ではなく、従って、低域通過フィルタリング後、絶対値形成が行なわれる。このことは、有利には、２乗演算により行なわれる。回路装置を用いて導出された２乗信号は、完全にアナログ信号にすることができ、このアナログ信号は、２つの限界値の間で、中間値をとるようにすることができる。しかし、多数の目的のためには、２進信号を用いることができる。従って、本発明の構成は、形成された絶対値が限界値と比較されて、この比較結果が２乗信号として形成されるように行なわれる。本発明の実施例について、図示の複数の図面を用いて、以下詳細に説明する。その際、図１は、本発明の回路装置のブロック回路図、図２は、図１に略示した、補正信号の導出用の回路装置の一部分のブロック回路図、図３は、図２の回路装置で使用したフィルタのブロック回路図を示す。図では、同じ部分には、同じ参照番号を付してある。実施例並びにその一部については、ブロック回路図として示されている。但し、本発明の回路装置が、各ブロックに相応する個別回路を用いて実施される実施例に限定されるわけではない。本発明による回路装置は、むしろ、特に有利には、高集積回路を用いて実施できる。その際、適切なプログラミングで、ブロック回路図に示した処理ステップを実行するデジタル信号プロセッサを使用することができる。本発明の回路装置は、別の回路装置と一緒に、集積回路内で放送受信機の主要部を構成することができる。図１のステレオデコーダには、入力側１を介してデジタル多重信号ＭＰＸが供給され、この信号は、公知のように、和信号Ｌ＋Ｒ、差信号Ｌ−Ｒで変調された副搬送波及びパイロット信号を有している。ＵＫＷステレオ放送の場合、副搬送波の周波数は３８ｋＨｚであり、パイロット信号は１９ｋＨｚの周波数を有している。パイロット信号の角周波数は、以下では、ｗ_pで示す。搬送波周波数信号の復調のために、図１のステレオデコーダの場合、乗算器２，３，４，５及び加算器６が設けられており、この加算器の出力側から、別の乗算器７を介して、復調された差信号Ｌ−Ｒが、別の２つの加算器８，９から構成されているマトリックス回路の多重信号と共に供給される。２つの低域通過フィルタ１０，１１を介して、復号されたデジタルステレオ音声信号Ｌ及びＲが出力側１２，１３に供給される。乗算器２，３を用いて、多重信号が、先ず、主搬送波と乗算され、その際、乗算器３での乗算が、乗算器２での乗算の場合に対して９０°だけ位相シフトされた主搬送波を用いて行なわれる。主搬送波のサンプリング値は、テーブル１４から読み出され、その際、主搬送波の周波数は、多重信号が基づいているサンプリング周波数の整数部分である。サンプリング周波数は、公知のように、放送受信機で発生される。２２８ｋＨｚの有利なサンプリング周波数の場合、主搬送波の周期毎に６つのサンプリング値が生じる。多重信号ＭＰＸのサンプリング値は、MPX_n：＝MPX（n ・T）となるようにされ、その際、nは、以下で挙げる量と同様に、個別サンプリング値を示す整数である。多重信号は、以下の式である。即ち： MPX_n＝（L_n+R_n）+（L_n-R_n）・Sin（2w_pn・T+2α）+√Ａ・sin（w_pn・T+α）テーブル１４から読み出された、主搬送波sin（2w_pt）乃至cos（2w_pt）との乗算によって、次の混合信号が得られる。即ち： Imr1＝MPX_n・sin（2w_pnT）＝1/2（L_n-R_n）・cos2α+... (1) Imr2＝MPX_n・cos（2w_pnT）＝1/2（L_n-R_n）・sin2α+... (2) その際、αは、受信されたパイロット信号と、受信機内でサンプリングクロックから形成された基準パイロット信号との位相差である。比較的高い周波数を持った項は、式（1）及び（2）には示されていない。と言うのは、その項は、後で低域通過フィルタ１０，１１によってろ波されるからである。信号Imr1及びImr2は、別の乗算器４に供給され、この別の乗算器の出力信号（以下、別の混合信号と呼ぶ）は、次のように書くことができる。即ち： Ims1＝Imr1・G38c＝1/2（L_n-R_n）・cos2α・G38C_n Ims2＝Imr2・G38s＝1/2（L_n-R_n）・sin2α・G38s_n 後で更に説明するように、信号は、G38s＝sin2α及びG38c＝cos2αである。従って、別の混合信号に対しては、次の式が得られる。即ち： ImS1＝1/2（L_n-R_n）・cos2α・cos2α ImS2＝1/2（L_n-R_n）・sin2α・sin2α 従って、加算器６の出力信号は、1/2（L_n-R_n）である。それから、乗算器７を用いて、導入された値D＝2で適切に正規化することによって、（L_n-R_n）が形成される。Dは、更に、モノホニック受信からステレオ受信へ滑らかにチャンネルの分離度（セパレーション）を切換えるのに使用することができる。モノホニック作動の場合、D＝０である。それから、加算器８，９及び低域通過フィルタ１０，１１からなる後続のマトリックス回路は、デジタル出力信号L乃至Rを出力する。有利には、低域通過フィルタは、有効信号より上側の周波数の抑圧以外に、デエンファシスを実行するように構成することもできる。次に、先ず、図１を用いて、乗算器４及び５に供給される補正信号G38c及びG3 8sの発生について説明する。そのために、多重信号MPXは、９０°相互に位相シフトされた基準パイロット信号siｎ（w_pt）及びcos（w_pt）が乗算され、これらの基準パイロット信号は、テーブル１６から読み出される。乗算器１４，１５の出力信号は、低域通過フィルタ１７，１８を介して供給され、低域通過フィルタは、信号SPC1_n＝√A・cosα及びSPC2_n＝√A・sinαを送出する。パイロット信号に比して非常に低い周波数のために、この信号は、１９，２０でサンプリングレートが低減される。従って、回路網２１で、かなりのコストを節約することができる。この回路の出力信号は、回路網２１に供給され、これを用いて、補正信号 G38s及びG38cが導出される。図１の別の部分の説明の前に、回路網２１について図２を用いて更に詳細に説明する。入力側２３，２４を介して供給される信号SPC1及びSPC2は、夫々２５，２６で２乗され、２７で相互に乗算される。２乗された信号SPC1及びSPC2は、２８で相互に減算され、２９で加算される。両信号の積は、３０で”２”と乗算され、その結果、全体として、次の信号が得られる。即ち： A＝（SPC1）²＋（SPC2）² F38c＝（SPC1）²−（SPC2）²＝A・cos2α F38s＝2・（SPC1・SPC2）＝A・sin2α 量Aは、受信されたパイロット信号の振幅であり、減算器３１及び限界値回路３２を用いて切換信号STIに変換され、この切換信号は、ステレオ受信の表示用に使用することができる。信号F38c及びF38sは、フィルタ３４，３５（信号Aも供給されている）を用いて、成分Aから分離され、従って、ステレオデコーディングでのパイロット信号の振幅の変動の影響が除去される。成分Aから分離された信号G38c及びG38sは、出力側３６，３７から取り出されて、乗算器４，５（図１）に供給される。フィルタ３４，３５の実施例について、図３に示されている。フィルタは、２つの加算器４１，４２、２つの乗算器４３，４４及び遅延素子４５から構成されている。入力側４６，４７，４８には、信号F38c及びA並びに実数μ（ステップ幅を制御することができる）が供給される。その際、図３のフィルタの出力側４９で得られる信号は、次の通りである。即ち： G38c_n＝G38c_n-1＋μ（F38c_n−A・G38c_n-1）乃至 G38s_n＝G38S_n-1＋μ（F38s_n−A・G38S_n-1）立上り時間後、G38c_n＝cos2α乃至、フィルタ３５（図２）の場合、G38s_n＝si n2αとなる。数μは、固定的に設定することができる。しかし、数μ及び、従って、立上り時間を可変にすることもでき、例えば、送信機の新規調整後直ぐに、フィルタの高い帯域幅に応じて短い立上り時間を導入し、それから、信号対雑音比の改善のために、比較的小さな帯域幅に低減することもできる。図１の回路装置の部分５０〜５９は、対称性検出器を構成し、その機能は、ステレオ多重信号を、ステレオ差信号の搬送波に対して直角位相の主搬送波と乗算する際、各側波帯の振幅が同じ高さでは、出力信号は生じないということに基づいている。その様な信号は、搬送波周波数ステレオ差信号の直角変調を行なうステレオデコーダの場合、いずれにせよ生じる。その際、相互に９０°位相シフトされた２つの主搬送波との乗算が行なわれ、搬送波に対する位相位置が、ＰＬＬ回路によって決定される。その様なステレオデコーダを用いる場合、直角分の復調から得られた信号を、除数２４のサンプリングレート変換部５４が接続されている低域通過フィルタ５３に直接供給することができる。その後、５５で、絶対値形成が行なわれ、そこでは、相応の信号SD1が５６及び５７で限界値と比較される。５８での、比較結果の評価は、信号SD1が限界値SDSよりも大きい場合、出力側５９の信号ASDが値１であるようにして行なわれる。副搬送波周波数のステレオ差信号が、相互に90°位相シフトされた２つの主搬送波（これらの、搬送波に対する位相位置は決められていない）と乗算されるステレオデコーダでは、５３での低域通過フィルタリングの前で、以下説明する信号処理が必要である。補正信号G38sと、信号Imr1が乗算される。信号Imr2は、５１で、補正信号G38cと乗算される。乗算器５０，５１の出力信号は、５２で、相互に減算されて、低域通過フィルタ５３に供給される。受信信号の音質を示す信号ASDは、ステレオ受信からモノホニック受信への切換のために使用することができ、例えば、乗算器７に、信号Dの代わりに供給される。しかし、信号Dの形成のために、副搬送波周波数の差信号の各側波帯の対称性の他に、他の量を用いることもでき、例えば、中間周波信号の振幅以上の受信電界強度又は60kHzより上の多重信号でのスペクトル成分である。この基準は、適切な形式で組み合わせることもでき、このことは、図１に、回路２２の形式で示されている。

【手続補正書】特許法第１８４条の８【提出日】１９９５年５月４日【補正内容】請求の範囲１．ステレオ放送受信機で受信された多重信号の音質に依存する音質信号の導出用の方法であって、その際、前記多重信号は、ベースバンド内の和信号（L+R ）、差信号（L-R）で変調された副搬送波及び当該副搬送波の1/2の周波数のパイロット信号を有しており、その際、デジタル形式での多重信号（MPX）は、放送受信機内で形成されたサンプリングクロックから得られた主搬送波（１４）と、相互に90°シフトされた２つの位相位置で乗算（２，３）されるようにした方法において、乗算によって形成された各混合信号（Imr1,Imr2）が、補正された混合信号（I ms1,Ims2）が形成されるように夫々１つの補正信号（G38c,G38s）と乗算され、その際、前記補正信号（G38c,G38s）は、多重信号（MPX）から、相互に90°位相シフトされた２つの基準パイロット信号との乗算によって導出され、前記補正された混合信号（Ims1,Ims2）が加算（６）され、前記混合信号（Imr1,Imr2）は、夫々他の補正信号（G38s,G38c）と乗算（５１，５０）され、この乗算から得られた各積が相互に減算（５２）されて、低域通過フィルタリング（５３）され、当該低域通過フィルタリングされた各積から、音質信号が導出されるようにしたことを特徴とする方法。２．相互に位相シフトされた基準パイロット信号と乗算された信号は、低域通過フィルタリングされ、そのようにして形成された別の混合信号（SPC1,SPC2）は、第１の補正信号（G38c）の形成のために２乗（２５，２６）されて、相互に減算（２８）され、第２の補正信号（G38s）の形成のために相互に乗算（２７）されて値２と乗算（３０）される請求項１記載の方法。３．低域通過フィルタリングされた別の混合信号（SPC1,SPC2）は、パイロット信号の振幅を示す信号の形成のために２乗（２５，２６）されて、加算（２８，２９）される請求項２記載の方法。４．請求範囲２により形成された信号（F38s,F38c）は、パイロット信号の振幅（A）を示す信号を用いて、当該補正信号の振幅の正規化のために変換（３４，３５）される請求項３記載の方法。５．低域通過フィルタリング（５３）の後、絶対値形成（５５）が行なわれる先行の各請求項の１項に記載の方法。６．平方値形成は、２乗化として行なわれる請求項５記載の方法。７．形成された絶対値（５５）は、限界値と比較（５７）されて、比較結果（５８）は、音質信号（ASD）として送出される請求項５又は６記載の方法。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者フォークト，ロタールドイツ連邦共和国Ｄ―31249 ホーエンハーメルンアムゾンネンハング 11ツェー (72)発明者ケッサー，ユルゲンドイツ連邦共和国Ｄ―31199 ディークホルツェンアーホルンヴェーク５

Claims

【特許請求の範囲】１．ステレオ放送受信機で受信された多重信号の音質に依存する音質信号の導出用の回路装置であって、その際、前記多重信号は、ベースバンド内の和信号（ L+R）、差信号（L-R）で変調された副搬送波及び当該副搬送波の1/2周波数のパイロット信号を有している、回路装置において、デジタル形式での多重信号は、放送受信機内で形成されたサンプリングクロックから得られた主搬送波と、相互に90°シフトされた２つの位相位置で乗算され、補正された混合信号が形成されるように、乗算によって形成された各混合信号が夫々１つの補正信号と乗算され、前記補正された混合信号が加算されて、当該和信号と共に、ステレオ音声信号（L,R）の形成のためにマトリックス回路に供給され、前記各混合信号は、更に、夫々他の補正信号と乗算され、この乗算の各積が相互に減算されて、低域通過フィルタリングされるようにしたことを特徴とする回路装置。２．補正信号の形成のために、多重信号は、主搬送波と位相結合された基準パイロット信号と、相互に 90°シフトされた２つの位相位置で乗算され、形成された別の混合信号は、低域通過フィルタリングされ、当該低域通過フィルタリングされた別の混合信号は、第１の補正信号の形成のために２乗されて、相互に減算され、第２の補正信号の形成のために相互に乗算されて２と乗算される請求項１記載の回路装置。３．低域通過フィルタリングされた別の混合信号は、パイロット信号の振幅を示す信号の形成のために２乗されて、加算される請求項２記載の回路装置。４．補正信号は、パイロット信号の振幅を示す信号を用いて、当該補正信号の振幅の正規化ために制御される請求項３記載の回路装置。５．低域通過フィルタリングの後、絶対値形成が行なわれる先行の各請求項の１項に記載の回路装置。６．絶対値形成は、２乗化によって行なわれる請求項５記載の回路装置。７．形成された絶対値は、限界値と比較されて、比較結果は、音質信号として送出される請求項５又は６記載の回路装置。