EP0662267A1 - Zf-filteranordnung für fm-empfangssignale - Google Patents

Zf-filteranordnung für fm-empfangssignale

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Publication number
EP0662267A1
EP0662267A1 EP94921580A EP94921580A EP0662267A1 EP 0662267 A1 EP0662267 A1 EP 0662267A1 EP 94921580 A EP94921580 A EP 94921580A EP 94921580 A EP94921580 A EP 94921580A EP 0662267 A1 EP0662267 A1 EP 0662267A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
filter
filter arrangement
arrangement according
unit
signal
Prior art date
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Ceased
Application number
EP94921580A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Stefan Brinkhaus
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Harman Becker Automotive Systems GmbH
Original Assignee
Becker GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Becker GmbH filed Critical Becker GmbH
Publication of EP0662267A1 publication Critical patent/EP0662267A1/de
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/001—Details of arrangements applicable to more than one type of frequency demodulator
    • H03D3/003—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback
    • H03D3/005—Arrangements for reducing frequency deviation, e.g. by negative frequency feedback wherein the demodulated signal is used for controlling a bandpass filter

Definitions

  • the invention relates to an IF filter arrangement for FM received signals.
  • the desired advantage of this device compared to conventional fixed filters should, on the one hand, result in a significantly increased selection for adjacent channel interference and, on the other hand, a noticeable improvement in the signal-to-noise ratio due to the considerably reduced bandwidth and the stroke tracking used.
  • the distortion factor in the demodulated FM signal rises very sharply to unacceptable values.
  • the invention has for its object to provide an IF filter arrangement which, with essentially comparable filter performance, shows a significantly reduced sensitivity to interference, in particular to impulse-like interference or rapid modulation jumps.
  • This object is achieved by an IF filter arrangement with the features specified in claim 1 and the method for IF filtering with the features specified in method claim 17.
  • Advantageous developments of the invention are presented in the subclaims.
  • the control of the tracked filters is dispensed with.
  • the required regulation does not access the filters by tracking them, but rather links the output signals of a filter unit that has not been replicated with weighted defined transmission ranges.
  • the IF filter arrangement with two or more filters with offset center frequencies shows the mode of operation explained below.
  • the frequencies passed through the respective filters are present at the same time and with the appropriate phase compensation, which is not absolutely necessary.
  • a subsequent weighting selects the optimum filter in accordance with the instantaneous modulation frequency or compiles a suitable resulting pass curve from the respective filters. This enables an optimal transmission curve to be formed without phase errors and practically without inertia.
  • a control loop formed with this arrangement is orders of magnitude faster than when using a tracked filter and no longer has the disadvantages mentioned.
  • two or more filters of the same center frequency can also be used with offset IF frequencies. Signals are individually demodulated at the filter outputs and only then is the weighting of the demodulated FM signals to form a resultant signal. This allows the use of identical, inexpensive and easy-to-use filters while overcoming the disadvantages mentioned.
  • the signals emitted by the outputs of the FM demodulators are preferably routed to the weighting unit via a low-pass filter. There is a very fast control when the weighted FM signal from the output of the FM demodulators
  • Weighting unit is fed back to the weighting unit as a control variable via a control amplifier. This rapid embodiment of the invention ensures particularly low-interference filtering.
  • the permanently set filters those are preferably used that can be adapted to the device-specific needs in the manufacturing process without the need for a separate filter type for each device type, whereby in this connection individual differences can be compensated for by component differences, and thus the best possible freedom from interference all devices is possible.
  • the invention is based on the method in which a plurality of output signals of a filter unit which has defined passbands are linked to one another via a weighting unit.
  • the weighting is controlled or regulated by demodulated FM signals.
  • the output signals of the filter unit with the defined passbands either have mutually offset center frequencies or they show IF frequencies offset from one another at the same center frequencies.
  • FIGS. 2 to 9. Show it: 1 is a block diagram of the known IF filter arrangement
  • FIG. 2 shows an embodiment of the IF filter arrangement according to the invention as a block diagram
  • FIG. 3 shows a modification of the IF filter arrangement according to FIG. 2 with an additional IF train
  • FIG. 6 shows an exemplary embodiment of the IF filter arrangement according to FIG. 2 with three outputs with three center frequencies offset from one another
  • FIG. 7 shows an exemplary embodiment of an FM receiver digitized in the IF plane with an IF filter arrangement similar to FIG. 3,
  • FIG. 8 shows another exemplary embodiment of the IF filter arrangement according to the invention with demodulator Dem and low-pass filter Tp for each output signal
  • FIG. 9 shows an IF filter arrangement according to FIG. 8 with several different ones
  • FIG. 1 shows the block diagram of an FM receiver which contains the known IF filter arrangement WO 88/08223.
  • the IF is generated in the known modules from the signal received with the antenna.
  • the demodulated FM multiplex signal MPX is available at the output of the demodulator Dem, from which an LF mono or stereo signal and RDS data are obtained.
  • the IF is fed into an IF filter ZF-Fi with a bandwidth which is significantly smaller than that of a normal IF filter
  • Center frequency can be tuned with capacitance diodes CAP.
  • the ZF passes this narrow-band "filter with a considerable delay time Td.
  • the FM signal is demodulated in the demodulator Dem and is available for further processing as a multiplex signal MPX.
  • the tuning voltage for the capacitance diode CAP is readjusted in a control loop via the low-pass filter TP and the control amplifier RV in order to track the resonance frequency of the narrowband filter BP with the current position of the IF frequency.
  • the filter BP can be thrown completely out of the tracking range in the event of disturbances occurring in pulses, since the control loop disengages and takes considerable time until it engages again.
  • the acoustic interference impression is a reception interrupted by very unpleasant loud bangs and slaps, which is itself quite low-noise due to the narrow-band filter. If the receiver is a satellite TV receiver, then in comparison to the conventional receiver, interference in the video signal only occurs at a significantly lower input level on the antenna, which initially appears on the screen as white and black lines (in technical terminology as Spikes or fish).
  • FIG. 2 shows an embodiment of the IF filter arrangement according to the invention.
  • the output signals F1 and F2 are summed with variable weighting and then fed to an FM demodulator Dem.
  • the demodulated FM signal from the FM demodulator is fed back to the weighting unit Gew in a control loop.
  • the weighting of the individual signals supplied to the weight unit is changed.
  • the control amplifier Rv should, insofar as the tapped demodulated Fm signal is not of sufficient signal strength for the weighting unit, amplify it to the necessary extent or, if necessary, vaporize it, so that there is always a safe and clearly defined weighting.
  • phase correction elements are preferably provided at the inputs of the weighting unit assigned to the filter unit, by means of which a phase-correct connection is ensured. In this way, nonlinear effects during the combination due to phase differences between the individual output signals of the filter unit can be avoided.
  • the signal-to-noise ratio is also improved.
  • the IF filter arrangement according to FIG. 2 is connected in parallel with another IF train including demodulator with the output MPX2, which has an IF filter Fis with a trackable one Center frequency included.
  • the tracking does not take place as a control loop which uses its own demodulated FM signal MPX2, but is controlled by the demodulated FM signal MPX1 obtained earlier in time.
  • a delay element Del is provided with a delay time Tds, which is selected so that it is the sum of all delay times in this
  • Tracking arrangement corresponds; the runtime in the filter ZF-F1 / F2, in the demodulator Dem and the phase shift in the low-pass filter of the control element STG are relevant here.
  • the tracking takes place in phase with the position of the current IF frequency.
  • the advantage of this development over the known IF filter arrangement lies on the one hand in a higher cut-off frequency of the multiplex signal (higher channel separation of the stereo signal and less disturbed RDS reception) and / or on the other hand in a larger selection for mono reception and a better noise-signal ratio (Remote reception).
  • the advantage with the same cut-off frequency lies in a higher selection and a further improvement in the noise-signal ratio.
  • FIG. 5 shows an IF filter arrangement corresponding to FIG. 2 for a TV satellite receiver.
  • the IF frequency of these receivers in front of the FM demodulator is 480 MHz.
  • Surface filters OFW have proven themselves here.
  • a bipolar mixer serves as the weighting unit. Such is known in the literature as a four-quadrant multiplier or Gilbert cell GZ and is therefore shown only schematically without DC paths. However, the coupling of the two filter outputs is a special feature.
  • the currents are a function of the outputs Fl and F2, independently of one another and are summed (weighted) at the resistors R3 and R4 depending on the output voltage of the control amplifier RV.
  • FIGS. 2 or 5 shows a further development of the IF filter arrangement according to the invention as shown in FIGS. 2 or 5.
  • This IF filter unit has three outputs with three center frequencies F1, F2 and F3 offset from one another.
  • the weighting units which are designed here as Gilbert cells Gz.
  • practically every filter curve can be achieved in accordance with the present reception conditions or reception priorities.
  • the extreme values of the resulting filter curve are limited by the filter outputs that are the most distant from the center frequency, which leads to a corresponding number and corresponding cascading.
  • Another possibility with a comparable effect as the cascading arrangement is given by the parallel arrangement of the weighting units with the subsequent summation ring.
  • the IF filter arrangements according to FIGS. 2 to 6 can be used for analog FM receivers.
  • Conventional L-C filters as well as resonator filters or surface acoustic wave filters, for example on ceramic or quartz substrates, are conceivable as IF filters.
  • the choice of a digital circuit from the IF level turns out to be much more flexible.
  • the arrangements according to FIG. 2 to FIG. 6 again make sense, since here, in the same way as with the analog filters, digital filters with constant or filter functions that can only be changed slowly, which in themselves are not very suitable for extremely fast tracking.
  • FIG. 7 shows the basic circuit diagram of an FM receiver digitized from the IF level in accordance with the principle shown in FIG. 3. Compared to the analog solution with, for example, fixed filter properties that can be selected in the production process, this system is far more flexible. About an assessment of the reception situation in
  • Receiving condition analyzer module RCA all filter parameters can be preset according to the reception situation via a corresponding control processor, the delay time of the delay device Del can be selected according to the current filter settings and the control loop of the weighting of filter 1 or the control chain of the weighting of filter 2 can be optimized.
  • FIG. 8 A technically simple solution is shown in FIG. 8.
  • the outputs of the filter units ZF-F1 / F2 are routed to two parallel FM demodulators Dem and low passes Tp.
  • two identical filters with the same center frequencies but offset IF input frequencies can be routed to the two FM demodulators Dem become.
  • the alternatives are shown in dashed lines.
  • the two low-pass filters Tp are constructed identically and are therefore in phase at their outputs. Their cut-off frequency can therefore be tailored to the useful signal and filters out large parts of the interference amplitudes.
  • low passes Tp are much cheaper to implement than delay elements.
  • the subsequent weighting by the weighting unit Gew takes place practically without delay in a control loop from the MPX output. The weighting is therefore essentially determined only by the useful signal.
  • FIG. 9 shows an IF filter arrangement with properties similar to the IF filter arrangement in FIG. 3, but here the construction with parallel branches is chosen analogously to FIG. 8.
  • This embodiment will mainly be applicable to digital circuits.
  • the main advantage over the IF filter arrangement in FIG. 3 is that all the weighting processes take place in the baseband (useful modulation frequency) and thus a significantly lower data rate and resolution compared to systems in the IF range are necessary.
  • the weighting is carried out via the control processor Prz. With the demodulator outputs MPX 1 to MPX n, outputs are available which still enable analysis of the disturbances in the frequency neighborhood and can therefore be taken into account in the control processor, for example due to lower weighting of severely disturbed demodulator outputs.
  • the MPX 1 to MPX n signals can be tapped directly after the demodulators Dem also after the following low-pass filters Tp 1 to Tp n, which is what Reduced data rate further ensures possibly even further reduced. Due to the different signal transit times of the signals in the different branches, a delay element Del 1 to Del n is provided in each branch, which compensates for the difference in transit time and also provides the control processor Prz with the time to evaluate the MPX signals and to control the weight unit Gew accordingly .

Abstract

Die Erfindung betrifft eine ZF-Filteranordnung in einem Empfänger für FM-Signale. Es soll eine ZF-Filteranordnung geschaffen werden, bei welcher die nachteiligen Wirkungen einer Regelschleife, bei welcher aus dem MPX-Signal gewonnene Regelgröße zur Nachführung des ZF-Filters verwendet wird, nicht auftreten. Die erfindungsgemäße Lösung ist eine ZF-Filteranordnung mit einer Filtereinheit, die einen definierten, insbesondere fest eingestellten Durchlaßbereich und wenigstens zwei Ausgänge mit zueinander versetzten Mittenfrequenzen oder bei gleicher Mittenfrequenz mit versetzten ZF-Frequenzen aufweist. Die Signale von den Ausgängen werden einer Gewichtungseinheit zugeführt, welche von einer aus dem demodulierten FM-Signal gewonnenen Regelgröße geregelt wird.

Description

ZF-Filteranordnung für FM-Empfangssignale.
Die Erfindung betrifft eine ZF-Filteranordnung für FM-Empfangssignale.
Aus der WO 88/08223 = EP 0358 649 ist eine ZF-Filteranordnung bekannt, bei welcher zwischen dem Tuner und dem Demodulator ein schmalbandiges ZF-Filter mit veränderlicher Mittenfrequenz angeordnet ist, dessen Mittenfrequenz mittels Kapazitätsdioden abhängig vom demodulierten FM-Signal nachstimmbar ist.
Der erwünschte Vorteil dieser Einrichtung gegenüber konventionellen festen Filtern sollte wegen der erheblich reduzierten Bandbreite und der deshalb verwendeten Hubnachführung zum einen eine deutlich erhöhte Selektion gegenüber Nachbarkanalstörungen und zum anderen eine spürbare Verbesserung des Signal- Rausch-Nerhältnisses bewirken.
Diese Verbesserungen zeigen sich nur im statischen Betrieb bei ausreichenden Feldstärken und geringem Hub.
Bei hohem Hub steigt der Klirrfaktor im demodulierten FM-Signal sehr stark bis zu unakzeptablen Werten an.
Ein weiterer Nachteil dieser Anordnung zeigt sich, wenn impulsartige Störungen oder schnelle Modulationssprünge auftreten. Dann kann diese ZF-Filteranordnung so stark ausrasten, daß sich dramatische Impulsstörungen bemerkbar machen. In Audioempfängern mit dieser Schaltung sind diese Störungen als aggressives Kratzen bekannt.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine ZF-Filteranordnung zu schaffen, welche bei im wesentlichen vergleichbarer Filterleistung eine deutlich reduzierte Störempfindlichkeit insbesondere gegenüber impulsartigen Störungen oder schnellen Modulationssprüngen zeigt. Diese Aufgabe wird durch eine ZF-Filteranordnung mit den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen und das Verfahren zur ZF-Filterung mit den in dem Verfahrensanspruch 17 angegebenen Merkmalen gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen dargestellt.
Bei niedrigen Feldstärken und starken Nachbarkanalstörungen sind entsprechend der bekannten ZF-Filteranordnung sehr schmale Filter erforderlich, welche mittels einer Regelschleife nachgestimmt werden.
Erfindungsgemäß wird entgegen der Lehre aus dem Stand der Technik auf die Regelung der nachgeführten Filter verzichtet. Erfindungsgemäß greift die erforderliche Regelung nicht auf die Filter zu, indem sie diese nachführt, sondern sie verknüpft die Ausgangssignale einer nicht nachgefühlten Filtereinheit mit definierten Durchlaßbereichen gewichtet miteinander. Erfindungsgemäß zeigt die ZF-Filteranordnung mit zweier oder mehrerer Filter mit versetzten Mittenfrequenzen die im folgenden erläuterte Fnktionsweise. Am Ausgang dieser Filter stehen die durch die jeweiligen Filter durchgelassenen Frequenzen gleichzeitig und mit einer nicht zwingend notwendigen entsprechenden Phasenkompensation auch phasenrichtig an. Eine nachgeschaltete Gewichtung wählt entsprechend der momentanen Modulationsfrequenz das jeweils optimale Filter aus bzw. setzt aus den jeweiligen Filtern eine passende resultierende Durchlaßkurve zusammen. Damit kann eine optimale Durchlaßkurve ohne Phasenfehler und praktisch trägheitslos gebildet werden. Eine mit dieser Anordnung gebildetet Regelschleife ist um Größenordnungen schneller als bei Verwendung eines nachgeführten Filters und weist die erwänten Nachteile nicht mehr auf.
Erfindungsgemäß können auch zwei oder mehrere Filter gleicher Mittenfrequenz bei versetzten ZF-Frequenzen verwendet werden. Dabei werden Signale an den Filterausgängen einzeln demoduliert und erst dann die demodulierten FM-Signale mittels einer Gewichtung zu einem resultierenden Signal zusammenzusetzen. Dies erlaubt bei Überwindung der genannten Nachteile die Verwendung baugleicher, kostengünstiger und einfach zu handhabender Filter.
Bevorzugt werden die von den Ausgängen der FM-Demodulatoren abgebenen Signale über je einem Tiefpaß zu der Gewichtungseinheit geführt. Dabei ist eine sehr schnelle Regelung gegeben, wenn das gewichtete FM-Signal vom Ausgang der
Gewichtungseinheit über einen Regelverstärker zur Gewichtungseinheit als Regelgröße zurückgeführt ist. Diese schnelle Ausfürungsform der Erfindung stellt eine besonders störungsarme Filterung sicher.
Vorzugsweise werden alternativ zu den fest eingestellten Filtern solche verwendet, die im Fertigungsprozeß den gerätespeziefischen Bedürfhissen angepaßt werden können, ohne daß für jeden Gerätetyp ein eigener Filtertyp erforderlich ist, wobei in diesem Zusammenhang auch individuelle Unterschiede durch Bauteilunterschiede ausgeglichen werden können, und damit eine bestmögliche Störfreiheit überalle Geräte ermöglicht wird. Der Erfindung liegt das Verfahren zugrunde, bei dem mehrere Ausgangssignale einer Filtereinheit, welche definierte Durchlaßbereiche aufweist, über eine Gewichtungseinheit miteinander verknüpft werden. Dabei wird die Gewichtung durch demodulierte FM- Signale gesteuert oder geregelt. Die Ausgangssignale der Filtereinheit mit den definierten Durchlaßbereichen weisen entweder zueinander versetzte Mittenfrequenzen auf oder sie zeigen bei gleichen Mittenfrequenzen zueinander versetzte ZF-Frequenzen. Durch dieses erfindungsgemäße Verfahren mit der Regelung der Gewichtung der Filtereinheits- ausgangssignale von nichtnachzuführenden Filtern ist die Überwindung der genannten Nachteile gegeben.
Ohne Beschränkung auf diese sind weitere beispielhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind anhand der Figuren 2 bis 9 erläutert. Es zeigen: Fig. 1 ein Blockschaltbild der bekannten ZF-Filteranordnung,
Fig. 2 ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen ZF-Filteranordnung als Blockschaltbild,
Fig. 3 eine Abwandlung der ZF-Filteranordnung gemäß Fig. 2 mit einem zusätzlichen ZF-Zug,
Fig. 4 Durchlaßkurven einer ZF-Filteranordnung gemäß Fig.2,
Fig. 5 ein Ausführungsbeispiel für die Gewichtungseinheit als Gilbert Zelle Gz in der ZF- Filteranordnung,
Fig. 6 ein Ausführungsbeispiel für die ZF-Filteranordnung gemäß Fig. 2 mit drei Ausgängen mit drei zueinander versetzten Mittenfrequenzen,
Fig. 7 ein Ausführungsbeispiel für einen in der ZF-Ebene digitalisierten FM-Empfänger mit einer ZF-Filteranordnung ähnlich Fig.3,
Fig. 8 ein anderes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen ZF-Filteranordnung mit Demodulator Dem und Tiefpaß Tp für jedes Ausgangssignal und Fig. 9 eine ZF-Filteranordnung gemäß Fig. 8 mit mehreren unterschiedlichen
Ausgangssignalen und mit einer anderen Realisierung der Gewichtungseinheit durch einen Prozessor, der das demodulierte Fm-Signal von vor der Gewichtungseinheit erhält.
Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines FM-Empfängers, welcher die bekannte ZF- Filteranordnung WO 88/08223 enthält.In diesem FM-Empfänger wird aus dem mit der Antenne empfangenen Signal in den bekannten Baugruppen die ZF erzeugt. Am Ausgang des Demodulators Dem steht das demodulierte FM-Multiplexsignal MPX zur Verfügung, aus dem ein NF-Mono- oder Stereosignal sowie RDS-Daten gewonnen werden.
Bei der bekannten ZF-Filteranordnung wird die ZF in ein ZF-Filter ZF-Fi mit gegenüber einem normalen ZF-Filter deutlich geringerer Bandbreite eingespeist, dessen
-Mittenfrequenz mit Kapazitätsdioden CAP nachgestimmt werden kann. Die ZF passiert dieses schmalbandige"Filter mit einer erheblichen Verzögerungszeit Td.
Im Demodulator Dem wird das FM-Signal demoduliert und steht zur weiteren Verarbeitung als Multiplexsignal MPX zur Verfügung. In einer Regelschleife über den Tiefpaß TP und den Regelverstärker RV wird die Abstimmspannung für die Kapazitätsdiode CAP nachgeregelt, um mit ihrer Hilfe die Resonanzfrequenz des schmalbandigen Filters BP der momentanen Lage der ZF-Frequenz nachzuführen.
Wegen der erheblichen Verzögerungszeit Td kann bei impulsartig auftretenden Störungen das Filter BP vollständig aus dem Nachführbereich geworfen werden, da die Regelschleife ausrastet und erhebliche Zeit braucht, bis sie wieder einrastet. Der akustische Störeindruck ist ein von sehr unangenehmen lauten Knallern und Patschern unterbrochener Empfang, der ansich durch das schmalbandige Filter recht rauscharm ist. Handelt es sich bei dem Empfanger um einen Satelliten-TV-Empfänger, dann treten gegenüber der herkömmlichen Empfänger erst bei einem wesentlich geringeren Eingangspegel an der Antenne Störungen im Videosignal auf, welche sich auf dem Bildschirm zunächst als weiße und schwarze Striche ( in der Fachsprache als Spikes oder Fische bezeichnet ) bemerkbar machen.
Fig. 2 zeigt ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen ZF-Filteranordnung. Ein ZF- Filter ZF-F1 F2 mit zwei Ausgängen, welche zueinander versetzte Mittenfrequenzen Fl und F2 aufweisen und welche der Gewichtungseinheit Gew zugeführt werden.. Darin werden die Ausgangssignale Fl und F2 mit variabler Gewichtung summiert und anschließend einem FM-Demodulator Dem zugeführt. Das demoduliete FM-Signal vom FM-Demodulators ist zur Regelung dieser Gewichtung in einer Regelschleife auf die Gewichtungseinheit Gew zurückgeführt. Abhängig von dem demodulierten FM-Signal wird die Gewichtung der einzelnen der Gewichtseinheit zugeführten Signale verändert. Durch Änderung der Gewichtung wird ein dem Nachführen eines L-C-Filters entsprechender Effekt erzielt, wobei aber erfindungsgemäßt die für eine Regelschleife nachteilige Laufzeit des ZF-Filters entfäll, da die Regelschleife nicht die Filter regelt, sondern erst nach den Filtern eingreift. Weiterhin kann mit definierten nicht dynamisch veränderlichen Filtern gearbeitet werden, was sowohl fertigungstechnisch als auch preislich günstiger und auch wesentlich temperaturstabiler zu realisieren ist. In der Regelschleife kann ein Tiefpaß Tp und auch ein Regelverstärker vorgesehen sein. Beide können bereits durch den Demodulator Dem realisiert sein. Der Tiefpaß Tp stellt dabei nur sicher, daß nur das spektral tiefstgelegene Signal als Bezugsgröße für die Regelung verwendet wird, was die Realisierung wesentlich erleichtert. Der Regelverstärker Rv soll, soweit das abgegriffenen demodulierte Fm-Signal nicht von ausreichender Signalstärke für die Gewichtungseinheit ist, dieses auf das notwendige Maß verstärken oder ggf. bedampfen., so daß eine stets sichere und eindeutig definierte Gewichtung geben ist.
Vorzugsweise werden neben dem fakultativen Tiefpaß Tp und dem Regelverstärker Rv Phasenkorrekturglieder an den der Filtereinheit zugeordneten Eingängen der Gewichtungseinheit vorgesehen, durch die eine phasenrichtige Verknüfung sichergestellt ist. Damit können nichtlineare Effekte bei der Verknüpfung aufgrund von Phasenunterschiede der einzelnen Ausgangssignale der Filtereinheit vermieden werden.
Fig. 4 zeigt die Durchlaßkurven einer ZF-Filteranordnung gemäß Fig.2 für drei verschiedene Gewichtungen, nämlich : 1. Fl 100 % F2 0 % ( Kurve a )
2. Fl 50 % F2 50 % ( Kurve b )
3. Fl 0 % F2 1.00 % ( Kurve c )
Durch eine derartige Verknüpfung gelingt es neben der Verhinderung der unangenehmen Störeffekte durch die Erfindung zusätzlich das Signal-Rausch- Verhältnisses zu verbessern.
Fig. 3 zeigt ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen ZF-Filteranordnung, welches neben den bereits genannten Vorteilen eine weitere Steigerung der Selektion mindestens bis zu Werten eines nachgeführten Filters gestattet und dabei eine deutliche höhere Grenzfrequenz erreicht. Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 ist der ZF- Filteranordnung gemäß Fig. 2 ein weiterer ZF-Zug einschließlich Demodulator mit dem Ausgang MPX2 parallelgeschaltet, der ein ZF-Filter Fis mit nachführbarer Mittenfrequenz beinhaltet. Dabei erfolgt die Nachführung nicht als Regelschleife, welche das eigene demodulierte FM-Signal MPX2 verwendet, sondern sie wird durch das zeitlich früher gewonnene demodulierte FM-Signal MPX1 gesteuert. Als wesentliche Besonderheit ist ein Verzögerungsglied Del mit einer Verzögerungszeit Tds vorgesehen, welche so gewählt ist, daß sie der Summe aller Verzögerungszeiten in dieser
Nachführanordnung entspricht; maßgablich sind hier die Laufzeit im Filter ZF-F1/F2, im Demodulator Dem und die Phasenverschiebung im Tiefpaß des Steuergliedes STG. Damit erfolgt die Nachführung im Unterschied zur bekannten ZF-Filteranordnung phasenrichtig zur Lage der momentanen ZF-Frequenz. Der Vorteil dieser Weiterbildung gegenüber der bekannten ZF-Filteranordnung liegt je nach Optimierung einerseits in einer höheren Grenzfrequenz des Multiplexsignals (höhere Kanaltrennung des Stereosignals und wenig gestörter RDS Empfang) und/oder andererseits in einer größeren Selektion bei Monoempfang und damit einhergehend ein besseres Rausch-Signalverhältnis (Fernempfang). Gegenünber der Ausbildung der Erfindung nach Fig. 2 liegt der Vorteil bei gleicher Grenzfrequenz in einer höheren Selektion und einer weiteren Verbesserung des Rausch- Signalverhältnisses.
Fig. 5 zeigt eine ZF-Filteranordnung entsprechend Fig.2 für einen TV- Satellitenempfänger. Die ZF-Frequenz dieser Empfänger vor dem FM-Demodulator liegt bei 480 MHz. Hier haben sich Oberflächenfilter OFW bewährt. Als Gewichtungseinheit dient ein Bipolarmischer. Ein solcher ist in der Literatur als Vierquadrantenmultiplizierer oder Gilbertzelle GZ bekannt und daher nur schematisch ohne Gleichstromwege gezeigt. Eine Besonderheit stellt jedoch die Einkopplung der beiden Filterausgänge dar. Im Gegensatz zur Gilbertzelle, wo die Eingangswechselströme il und i2 als identische Signale, aber mit 180 Grad gedrehter Phasenlage eingekoppelt werden, sind hier die Ströme unabhängig voreinander jeweils eine Funktion der Ausgänge Fl bzw.F2 und werden an den Widerständen R3 und R4 in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung des Regelverstärkers RV summiert (gewichtet).
Fig. 6 zeigt eine Weiterbildung der erfindungsgemäßen ZF-Filteranordnung gemäß den Figuren 2 oder 5. Diese ZF-Filtereinheit besitzt drei Ausgänge mit drei zueinander versetzten Mittenfrequenzen Fl, F2 und F3. Durch Vergrößerung der Anzahl der Ausgänge der ZF-Filteranordnung mit entsprechender Kaskadierung der Gewichtungseinheiten, welche hier als Gilbertzellen Gz ausgebildet sind, kann praktisch jede Filterkurve entsprechend den vorliegenden Empfangsbedingungen bzw. den Empfangsprioritäten erreicht werden. Dabei sind die Extremwerte der resultierenden Filterkurve durch die in der Frequenz am weitesten von der Mittenfrequenz entfernten Filterausgänge begrenzt, was zu einer entsprechenden Anzahl und entsprechenden Kaskadierung führt. Eine weitere Möglichkeit mit vergleichbarer Wirkung wie die kaskadierende Anordnung ist durch paralelle Anornung der Gewichtungseinheiten mir anschließender Aufsummiering gegeben.
Die ZF-Filteranordnungen entsprechend Fig. 2 bis Fig.6 sind für analoge FM-Empfänger verwendbar. Als ZF-Filter sind sowohl herkömmliche L-C Filter als auch Resonatorfilter oder Oberflächenwellenfilter, beispielweise auf Keramik- oder Quarzsubstrat, denkbar. Weitaus flexibler erweist sich jedoch die Wahl einer digitalen Schaltung ab der ZF- Ebene.Für schnelle Regelschleifen erscheinen wiederum die Anordnungen entsprechend Fig. 2 bis Fig. 6 sinnvoll, da hier in gleicher Weise wie bei den analogen Filtern, digitale Filter mit konstanten bzw. nur langsam zu ändernden Filterfünktionen verwendet werden können, die an sich für extrem schnelle Nachführungen wenig geeignet sind.
Fig. 7 zeigt das Prinzipschaltbild eines ab der ZF-Ebene digitalisierten FM-Empfängers entsprechend dem in Fig. 3 gezeigten Prinzips. Gegenüber der analogen Lösung mit beispielsweise festen, allenfalls im Produktionprozeß zu wählenden Filtereigenschaften ist dieses System weitaus flexibler. Über eine Bewertung der Empfangssituation im
Empfangsbedingungsanalysatör-Baustein RCA können alle Filterparameter entsprechend der Empfangssituation über einen entsprechenden Steuerprozessor voreingestellt, die Verzögerunsgzeit der Verzögerungseinrichtung Del entsprechend den aktuellen Filtereinstellungen gewählt und die Regelschleife der Gewichtung von Filter 1 bzw. die Steuerkette der Gewichtung von Filter 2 optimiert werden.
Eine technisch einfache Lösung ist in Fig. 8 gezeigt. Die Filtereinheit ZF-F1/F2 ist mit ihren Ausgängen Fl und F2 auf zwei parallele FM-Demodulatoren Dem und Tiefpässe Tp geführt.Alternativ können auch zwei identische Filter mit gleichen -Mittenfrequenzen, aber versetzten ZF-Eingangsfrequenzen auf die zwei FM-Demodulatoren Dem geführt werden. Die Alternativen sind gestrichelt gezeichnet. Die zwei Tiefpässe Tp sind identisch aufgebaut und sind daher an ihren Ausgängen phasengleich, ihre Grenzfrequenz kann deshalb auf das Nutzsignal zugeschnitten sein und filtert große Teile der Störamplituden aus. Zudem sind Tiefpässe Tp weitaus billiger zu realisieren als Verzögerungsglieder. Die anschließende Gewichtung durch die Gewichtungseinheit Gew erfolgt praktisch verzögerungsfrei in einer Regelschleife vom MPX- Ausgang her. Damit ist die Gewichtung im wesentlichen nur vom Nutzsignal bestimmt. Der dargestellte Regelverstärker Rv stellt, soweit die Signalstärke es erfordert, durch Verstärkung oder Bedämpfüng eine ausreichendes Eingangssignal an die Gewichtseinheit Gew sicher.
In Fig. 9 ist eine ZF-Filteranordnung mit ähnlichen Eigenschaften wie die ZF- Filteranordnung in Fig. 3 gezeigt, jedoch ist hier der Aufbau mit parallelen Zweigen analog zu Fig. 8 gewählt. Diese Ausführungsform wird hauptsächlich für digitale Schaltungen anwendbar sein. Der wesentliche Vorteil gegenüber der ZF-Filteranordnung in Fig. 3 besteht darin, daß alle Gewichtungsprozesse im Basisband (Nutzmodulationsfrequenz) ablaufen und damit eine deutlich niedrigere Datenrate und Auflösung gegenüber Systemen im ZF-Bereich notwendig sind. Die Gewichtung erfolgt über den Steuerprozessor Prz. Mit den Demodulatorausgängen MPX 1 bis MPX n stehen Ausgängen zur Verfügung die noch Analysen der Störungen in der Frequenznachbarschaft ermöglichen und daher im Steuerprozessor berücksichtigt werden können,z.B. durch geringere Gewichtung stark gestörter Demodulatorausgänge. Bei Nachbarkanalstörern ist abzusehen, daß dies die jeweils äußeren Frequenzgruppen sind, bei Inbandstörern können dies auch innenliegende Gruppen sein. Der Abgriff der MPX 1 bis MPX n Signale kann alternativ zu der dargestellten Version direkt nach den Demodulatoren Dem auch nach den folgenden Tiefpäßen Tp 1 bis Tp n erfolgen, was die reduzierte Datenrate weiter sicherstellt u.U. sogar weiter reduziert. Aufgrund der unterschiedlichen Signallaufzeiten der Signale in der verschiedenen Zweigen ist in jedem Zweig ein Verzögerungsglied Del 1 bis Del n vorgesehen, welches die Laufzeitunterschiede ausgleicht und weiterhin dem Steuerprozessor Prz die Zeit schafft, die Auswertung der MPX-Signale vorzunehmen und die Gewichtseinheit Gew entsprechend zu steuern.

Claims

Patentansprüche.
1. ZF-Filteranordnung für FM-Empfangssignale, mit einer Filtereinheit, einem FM- Demodulator (Dem), einem Tiefpaß (TP) und einer Gewichtungseinheit (Gew), die abhängig vom demodulierten FM-Signal die Ausgangssignale der Filtereinheit miteinander verknüpft, wobei die Filtereinheit definierte Durchlaßbereiche aufweist, welche mehrere zueinander versetzten Mittenfrequenzen (F1,F2) oder bei gleicher Mittenfrequenz mehrere zueinander versetzte ZF-Frequenzen zeigen.
2. ZF-Filteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungseinheit so angeordnet ist, daß die Ausgangssignale der Filtereinheit ihr ohne Zwischenschaltung des FM-Demodulators (Dem) oder des Tiefpaßfilters (TP) zugeführt werden.
3. ZF-Filteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungseinheit so angeordnet ist, daß die Ausgangssignale der Filtereinheit unter Zwischenschaltung jeweils eines FM-Demodulators (Dem) oder jeweils eines Tiefpaßfilters (TP) für jedes Ausgangssignal zugeführt werden.
4. ZF-Filteranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Phasenkorrektureinheit vorgesehen ist, welche eine phasenrichtige Verknüpfung sicherstellt.
5. ZF-Filteranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die definierten Durchlaßbereiche einstellbar ausgebildet sind.
6. ZF-Filteranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die definierten Durchlaßbereiche fest eingestellt sind.
7. ZF-Filteranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungseinheit (Gew) als Bipolarmischer (GZ) ausgebildet ist.
8. ZF-Filteranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Regelverstärker (RV) vorgesehen ist, der das demodulierte FM-Signal für die Gewichtseinheit auf einen definierten Wert verstärkt oder bedämpft.
9. ZF-Filteranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgriffpunkt des demodulierte FM-Signal hinter der Gewichtungseinheit hegt.
10. ZF-Filteranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgrif- unkt des demodulierte FM-Signal vor der Gewichtungseinheit liegt.
11. ZF-Filteranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Abgrif-fpunkt des demodulierte und tiefpaßgefilterte FM-Signal vor der Gewichtungseinheit liegt.
12 ZF-Filteranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungseinheit (Gew) als kaskadierende Anordnung mehrerer einzelner Gewichtseinheiten (Gew) ausgebildet ist.
13. ZF-Filteranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Verzögerungsglied (Del), ein die Mittenfrequenz nachführendes ZF-Filter (Fis), ein Steuerglied (Stg) und ein Demodulator (Dem) in einem zweiten ZF- Zug vorgesehen sind, wobei dem ZF-Filter (Fis) neben dem durch das Verzögerungsglied (Del) verzögerten Eingangssignal der ZF-Filteranordnung zeitgleich das über das
Steuerglied (Stg) das Endsignal MPX1 des ersten ZF-Zweiges zugeführt wird und das Ausgangssignal des ZF-Filters dann zum weiteren Endsignal MPX2 demoduliert wird.
14 ZF-Filteranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, daß die Gewichtungseinheit (Gew) als parallele Anordnung mehrerer einzelner Gewichtseinheiten (Gew) mit anschließender Aufsummierung ausgebildet ist.
15. ZF-Filteranordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die eine Qualitätsbewertung vorgesehen ist, durch welche die einstellbaren Durchlaßbereiche den jeweiligen Erfordernissen angepaßt werden.
16 ZF-Filteranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche , dadurch gekennzeichnet, daß sie als digitale Schaltung ausgebildet ist. 17. Verfahren zur ZF-Filterung, bei welchem mehrere Ausgangssignale einer Filtereinheit, die mehrere definierte Durchlaßbereiche aufweist, welche zueinander versetzte Mittenfrequenzen (F1,F2) oder bei gleicher Mittenfrequenz zueinander versetzte ZF-Frequenzen zeigen, über eine Gewichtungseinheit miteinander verknüpft werden, wobei die Gewichtung der Ausgangssignale abhängig von einem oder mehreren demodulierten FM-Signalen gewählt wird..
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6339134B1 (en) 1999-05-06 2002-01-15 Univation Technologies, Llc Polymerization process for producing easier processing polymers

Families Citing this family (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH09275356A (ja) * 1996-04-08 1997-10-21 Matsushita Electric Ind Co Ltd 複数モード移動無線装置
JP3164008B2 (ja) * 1997-03-04 2001-05-08 日本電気株式会社 無線受信機
US7206564B2 (en) * 2003-10-16 2007-04-17 Broadcom Corporation System and method to perform adaptive channel filtering on a radio frequency burst in a cellular wireless network
JP4475964B2 (ja) * 2004-01-28 2010-06-09 パイオニア株式会社 隣接妨害除去装置
US20070184806A1 (en) * 2004-06-07 2007-08-09 Broadcom Corporation A California Corporation System and method to perform adaptive channel filtering on a radio frequency burst in a cellular
US8160526B2 (en) * 2004-08-13 2012-04-17 Thomson Licensing Filter configuration for a receiver of multiple broadcast standard signals
US7835772B2 (en) * 2006-12-22 2010-11-16 Cirrus Logic, Inc. FM output portable music player with RDS capability

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US3991419A (en) * 1976-01-26 1976-11-09 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Interior Receiver system for locating transmitters
US4403351A (en) * 1981-12-07 1983-09-06 Bell Telephone Laboratories, Incorporated Method and apparatus for distinguishing between minimum and non-minimum phase fades
US4501004A (en) * 1982-01-30 1985-02-19 Nippon Electric Co., Ltd. Device for eliminating FM or like interference from a digital microwave signal
JPS6119261A (ja) * 1984-07-05 1986-01-28 Toshiba Corp 周波数変換回路
US4797950A (en) * 1986-11-10 1989-01-10 Kenneth Rilling Multipath reduction system
JPS63128842A (ja) * 1986-11-19 1988-06-01 Hitachi Ltd 適応型キヤリア位相制御装置
DE3724604A1 (de) * 1987-04-15 1988-12-01 H U C Elektronik Gmbh Anordnung zum filtern eines fm-ukw-empfangssignals
US4816770A (en) * 1987-07-10 1989-03-28 Satellite Transmission Systems Adaptive FM threshold extension demodulator
US5034695A (en) * 1989-06-16 1991-07-23 Owen Joseph C Full threshold FM demodulator
CA2050892A1 (en) * 1989-06-26 1990-12-27 Robert J. Schwendeman Receiver with variable predetection bandwidth based on expected data rate
US5134723A (en) * 1990-04-20 1992-07-28 Carson William E Radio sensitivity enhancer
JPH0529979A (ja) * 1991-07-24 1993-02-05 Clarion Co Ltd フイルタを用いたｆｍ信号検出装置
US5307517A (en) * 1991-10-17 1994-04-26 Rich David A Adaptive notch filter for FM interference cancellation

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO9503650A1 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6339134B1 (en) 1999-05-06 2002-01-15 Univation Technologies, Llc Polymerization process for producing easier processing polymers
US6388115B1 (en) 1999-05-06 2002-05-14 Univation Technologies, Llc Polymerization process for producing easier processing polymers

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