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Die
Erfindung betrifft einen Doppelwandlungstuner, insbesondere einen
solchen, der bei terrestrischem digitalem Fernsehen oder als Radiotuner geeignet
ist.
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Der
Grundzweck eines Tuners bei terrestrischem digitalem Fernsehen oder
bei einem Funkempfänger
besteht im Verstärken
und Herunterwandeln von über
eine Antenne empfangenen HF-(Hochfrequenz)-Signalen
in eine geeignete Zwischenfrequenz (ZF) fürweitere Filterung und Demodulation. Zwei
bekannte Tunerarchitekturen sind der Einzelwandlungstuner und der
Doppelwandlungstuner.
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Einzelwandlungstuner
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Die
Einzelwandlungsarchitektur (in der 1 dargestellt)
entspricht der herkömmlichen
Vorgehensweise für über Luftstrecken übertragene
Sendungen. Das Grundprinzip einer Einzelwandlung besteht im starken
Herausfiltern aller unerwünschten Kanäle und einem
anschließenden
Zuführen
des einzelnen gewünschten
Kanals zu einem Mischer, wo ein Herunterwandeln in die Zwischenfrequenz
erfolgt. Da der erforderliche Kanal frequenzmäßig variiert, müssen auch
die Vormischerfilter abstimmbar sein. Diese abstimmbaren Filter
und der benötigte Ortsoszillator
sind durch praxisbezogene Komponentenwerte und Anwendungseinschränkungen
auf ungefähr
1 Oktave des Frequenzbereichs eingeschränkt. Um den vollständigen HF-Übertragungsbereich
von 45 bis 860 MHz abzudecken, muss die HF typischerweise in drei
Bänder
aufgeteilt werden. Um eine Variation der empfangenen Amplitude zuzulassen,
enthält
jeder Kanal eine Stufe mit variabler Verstärkung.
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Doppelwandlungstuner
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Die
Doppelwandlungsarchitektur (in der 2 veranschaulicht)
wurde herkömmlicherweise bei
Kabelübertragungsanwendungen
verwendet. Das Grundprinzip der Doppelwandlung besteht im "blockweisen" Aufwärtswandeln
des ungefilterten HF-Spektrums
in eine hohe ZF, wobei ein Kanalfilter fester Frequenz (HIIF) verwendet
wird. Dann wird das Ausgangssignal des Filters auf dieselbe Ausgangs-ZF
wie bei der Einzelwandlungsvorgehensweise herunter gewandelt. Der
Hauptzweck des Filters mit fester, hoher ZF besteht im Erzielen
einer Bildzurückweisung
und dem Erhalten eines Signalstärkeschutzes
für die
Herunterwandlungsstufe.
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Historisch
gesehen wurde Einzelwandlung bei 'Luftstrecke'-Systemen
verwendet, bei denen die Vorteile einer hervorra genden Selektivität beim Vorliegen
stärkerer
unerwünschter
Kanalaktivitäten
wünschenswert
sind. Bei Kabelsystemen bildet eine derartige Selektivität einen
wesentlichen Punkt, da alle Kanäle
im Wesentlichen dieselbe Leistung aufweisen. Wegen der Verwendung
einer Blockwandlung (d. h. eines breitbandigen Eingangssignals)
zeigt ein Doppelwandlungstuner die Tendenz hervorragender Zwischen-/Kreuzmodulationsfunktion,
insbesondere beim Vorliegen eines eindringenden, unberechtigten Kanals,
wie dies bei Kabelsystemen auftritt.
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Wo
es möglich
ist, besteht bei vielen Anwendungen die bevorzugte Lösung in
einem Einzelwandlungstuner. Dies beruht sowohl auf den niedrigen Kosten
der Einzelwandlungsarchitektur als auch auf der leichten Verfügbarkeit
zusammengebauter und getesteter Module, die leicht als Quelle dienen
können,
wodurch Entwicklungszeit und Entwicklungsrisiken verringert werden.
Ein Nachteil der Architektur besteht jedoch im Angleichen der Nachfahrfilter,
was im Herstellstadium erforderlich ist, um für die erforderliche Tunerselektivität zu sorgen.
Zum Angleich ist typischerweise ein Bediener erforderlich, der die Werte
eines oder mehrerer Drahtspuleninduktivitäten "hinzwickt", um für ein vorgegebenes Eingangssignal ein
gewünschtes
Ausgangssignal zu erzielen. Diese Prozedur bietet sich bei der Integration
eines Tuners auf einer Hauptplatine und beim Transport einer solchen
entlang einer Zusammenbaulinie nicht an, wo es unerwünscht ist,
dass eine solche Angleichprozedur ausgeführt werden müsste. Ein
zusätzlicher Nachteil
liegt in den Kosten in Zusammenhang mit einer Neubearbeitung einer
gesamten Hauptplatine im Fall eines fehlerhaften Tuners, wobei es
sich hinsichtlich der Produktion nur um einen kleinen Anteil der
gesamten Systemkosten handeln sollte.
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Ein
Doppelwandlungstuner, der der Art nach im Wesentlichen breitbandig
ist, benötigt
zwei Mischeroszillatoren hoher Leistungsfähigkeit zuzüglich eines festen Frequenzfilters
mit hohem Q-Wert, z. B. ein SAW(= Surface Acoustic Wave = akustische Oberflächenwellen)-Filter.
Diese Architektur beseitigt das Erfordernis eines Herstellangleichs,
und sie bietet die Möglichkeit
des direkten Integrierens des Tuners auf eine Hauptplatine. Jedoch
ist die Einsparung, die dadurch erzielt wird, dass das Erfordernis eines
Angleichprozesses beseitigt wird, nur minimal, und sie hebt die
anderen Kosten einer Doppelwandlungsarchitektur gegenüber einer
Einzelwandlungsarchitektur nicht auf (in der Praxis ist die Hauptplatinenintegration
schwierig zu bewerkstelligen).
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Die
ATSC(Advanced Television Systems Committee)-Standards für die Übertragung
terrestrischer digitaler Fernsehsignale fordern die Fähigkeit, einem
digitalen Signal bei Anwesenheit eines unmittelbar benachbarten
Signals mit +39 dBc zu empfangen. Die relative Amplitude anderer
Störer
kann den hohen Wert von 63 dBc aufweisen. Vorhandenen Einzel- und
auch Doppelwandlungsarchitekturen gelingt es nicht, das erforderliche
Funktionsvermögen beim
Vorliegen derartiger Störer
zu erzielen.
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Im
Fall der Doppelwandlungsarchitektur kann die Aufwärtswandlungsstufe
so entworfen werden, dass sie das Erwünscht/Unerwünscht(D/U = Desired-to-Undesired)-Verhältnis eines
nahe benachbarten Kanals handhaben kann. Jedoch können bei
der Herunterwandlungsprozedur Probleme auftreten, da ein typisches
hochwertiges ZF-Filter die höhere
Amplitude benachbart zum Herunterwandler durchlässt und demgemäß für eine Überlastung
in diesem Abschnitt sorgt. Dies kann dadurch überwunden werden, dass ein
schmalbandiges, hochwertiges ZF-Filter, das teurer ist, verwendet
wird. Das D/U-Verhältnis
für weit
abliegende Störer
ist deutlich höher
als für
unmittelbar benachbarte, und dies kann gut zu einer Kompression
im Aufwärtswandler
führen.
Dieses Problem wird bei praktischen Installationen noch weiter verstärkt, da
der Empfänger
eine Anzahl dieser Störer "sehen" kann, was zu einem
hohen Mischsignal führt,
das am Eingang unerwünscht
ist und das leicht zu Kompression und Verzerrungen des gewünschten
Kanals führen
kann.
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Im
Fall der Einzelwandlungsarchitektur verfügt der Tuner über Nachfahrfilter
am vorderen Ende, die nur die gewünschten und unmittelbar benachbarten
Kanäle
durchlassen. Dadurch werden die weit entfernten Störer effektiv
zurückgewiesen,
und so wird dieses Problem überwunden.
Jedoch sind aktuelle Mischeroszillatorschaltungen für Einzelwandlung prinzipiell
so konzipiert, dass sie Erfordernissen einer Analogübertragung
genügen,
bei denen benachbarte Störer
keine Schwierigkeit bilden, und demgemäß ist das Funktionsvermögen bei
digitalen Anwendungen mit benachbarten Störern hoher Amplituden eingeschränkt.
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Es
ist eine Aufgabe der Erfindung, einen digitalen Tuner zu schaffen,
der die Probleme in Zusammenhang mit den herkömmlichen Tunern mit Einzel-
und Doppelwandlungsarchitektur überwindet.
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Diese
Aufgabe ist durch den Tuner gemäß dem beigefügten Anspruch
1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind Gegenstand abhängiger Ansprüche.
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Der
erfindungsgemäße Tuner
verfügt über abstimmbare
Filter, die in eine herkömmliche
Architektur eines Doppelwandlungstuners eingesetzt sind.
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Das
zweite Filter kann über
eine feste Mittenfrequenz und ein festes Passband verfügen, aber eine
dieser Größen oder
beide können
durch Abstimmen des zweiten Filters variabel sein.
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Das
Eingangssignal des Tuners bilden analoge und digitale Daten, was
jedoch nicht notwendigerweise der Fall sein muss. Die erwünschten
Daten sind typischerweise digitale Daten.
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Ausführungsformen
der Erfindung sind sowohl zur Aufwärtsintegration als auch zur
Realisierung auf einer Hauptplatine geeignet.
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Für ein besseres
Verständnis
der Erfindung und um zu zeigen, wie diese realisiert werden kann, wird
nun auf die beigefügten
Zeichnungen Bezug genommen.
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1 veranschaulicht
schematisch einen herkömmlichen
Einzelwandlungstuner;
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2 veranschaulicht
schematisch einen herkömmlichen
Doppelwandlungstuner;
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3 veranschaulicht
schematisch einen Doppelwandlungstuner gemäß einer Ausführungsform
der Erfindung;
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4 veranschaulicht
schematisch eine erste Filteranordnung des Tuners der 3;
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5 veranschaulicht
schematisch eine zweite Filteranordnung des Tuners der 3;
und
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6 veranschaulicht
schematisch eine alternative zweite Filteranordnung des Tuners der 3.
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Die
Betriebsprinzipien der Ausführungsformen
der Erfindung, wie sie unten beschrieben werden, sind die folgenden:
- – Das
Eingangsspektrum ist der Art nach breitbandig, und es enthält sowohl
unerwünschte
Störer
als auch das gewünschte Signal.
Die unerwünschten
Störer
können
eine deutlich größere Amplitude
als die gewünschten
Signale aufweisen.
- – Das
Eingangssignal wird zunächst
an eine Filterstufe gegeben, die den gewünschten Kanal zuzüglich einigen
der benachbarten Kanäle
durchlässt,
während
sie für
Schwächung
weit entfernter Störer
sorgt.
- – Das
gefilterte Spektrum wird zum Aufwärtswandler geleitet, der das
Ausgangssignal des Filters blockmäßig in eine hohe ZF wandelt.
- – Ein
hochwertiges ZF-Filter filtert im Wesentlichen alles mit Ausnahme
des gewünschten
Kanals heraus, und es lässt
das gefilterte Signal zu einem Abwärtswandler durch, der dann
das gewünschte
Signal in eine standardmäßige Ausgangs-ZF
wandelt.
- – Eines
der Filter oder beide können
hinsichtlich ihrer Mittenfrequenz und/oder ihrer Bandbreite einstellbar
sein.
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Es
wird auf die 3 Bezug genommen, in der ein
Doppelwandlungstuner 1 dargestellt ist. Dieser Tuner ist
so konzipiert, dass er einen gewünschten
Kanal, typischerweise einen digitalen Kanal, aus einem mehrkanaligen
Eingangssignal auswählt,
das sowohl digitale als auch analoge Kanäle enthält. Das Signal belegt ein gewisses
spezifiziertes Frequenzspektrum, und es kann vorgefiltert werden,
um dieses Spektrum zu isolieren. Der hier beschriebene Tuner ist
zur Verwendung in einem digitalen Fernsehempfänger konzipiert.
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Das
von einer Antenne empfangene Signal wird direkt auf einen Tuner-Eingangsanschluss 2 gegeben.
Der Eingangsanschluss 2 ist mit einem ersten Filter 3 verbunden.
Ein Schlüsselmerkmal
dieses Filters besteht darin, dass es abstimmbar ist, um auf dem
gewünschten
Kanal minimale Einfügungsverluste
zu zeigen, wobei es für
weit entfernte Störer
für Schwächung sorgt.
Die Minimierung der Bandbreite ist keine Vorbedingung; tatsächlich kann
es wünschenswert
sein, mit einer großen
Bandbreite zu arbeiten, um minimale Einfügungsverluste zu erzielen. Die
gewünschte
Passbandfrequenz wird durch eine Systemsteuerung 4 ausgewählt, die
ein dem gewünschten
Band entsprechendes Passband auswählt. Das erste Filter sorgt
für breitbandige
Systemselektivität.
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Das
Filter 3 kann vom kontinuierlich variablen Typ sein, oder
es kann über
eine Anzahl diskreter Filter mit Passbändern verfügen, die über die Betriebsfrequenz hinweg
zusammenhängend
angeordnet sind, mit einer Einrichtung zum Umschalten des Filtereingangs
und -ausgangs auf den Eingang und den Ausgang eines gewählten diskreten
Filters. Die Bandbreite(n) des Filters kann (können) variabel oder fest sein.
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Der
Ausgang 5 des Filters 3 ist mit einer Stufe 6 variabler
Verstärkung
verbunden. Diese Stufe versorgt die System-HF mit AGC(Automatic
Gain Control = automatische Verstärkungsregelung)-Funktion, und
sie wird so aufgebaut, dass sie über
einen großen,
störsignalfreien
Dynamikbereich verfügt,
d. h., die über
eine kleine Eingangsrauschzahl (d. h., diese Stufe 6 beeinträchtigt das
Signal/Rauschsignalverhältnis
nur in sehr kleinem Ausmaß)
und hohes Eingangssignal-Intermodulationsabschneiden verfügt. Die
Verstärkungsregelung
dieser Stufe erfolgt durch die Systemsteuerung 4. Die erforderliche
Verstärkungseinstellung
kann aus einer Kombination der gemessenen Leistung im gewünschten
Kanal und derjenigen unmittelbar benachbarter Kanäle sowie
der zusammengesetzten Gesamtausgangsleistung der ersten Stufe mit
variabler Verstärkung
(oder irgendeiner Kombination dieser Messwerte) bestimmt werden.
Klassische Mechanismen zur AGC-Steuerung sind gut bekannt und dokumentiert
und werden hier nicht detailliert beschrieben.
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Der
Ausgang 7 der Stufe 6 mit variabler Verstärkung ist
mit einer ersten Frequenzwandlungsstufe 8 verbunden. Diese
Stufe führt
eine blockweise Aufwärtswandlung
des Eingangsspektrums in eine hohe ZF aus, und sie zentriert den
gewünschten
Kanal auf das Passband eines zweiten Filters 9. Die Wandlungsstufe 8 verfügt über einen
Mischer, einen Ortsoszillator (LO) zum Liefern der Kommutierungssignale
an den Mischer sowie einen Frequenzsynthesizer zum Steuern der Frequenz
des LO. Die hohe ZF liegt normalerweise über der höchsten Frequenz des empfangenen
Spektrums. Die LO-Frequenz für
den gewünschten
Kanal wird durch die Systemsteuerung 4 ausgewählt.
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Das
zweite Filter 9 ist mit einem Ausgang 10 der ersten
Frequenzwandlungsstufe verbunden, und es kann von fester Bandbreite
und Mittenfrequenz sein, oder es kann hinsichtlich eines oder beider
dieser Parameter variabel sein (im letzteren Fall wird das Filter
durch die Systemsteuerung 4 gesteuert). Das zweite Filter 9 sorgt
für weitere
Selektivität,
wobei es jedoch normalerweise nahe benachbarte Störer durchlässt. Die
Hauptfunktion dieses Filters besteht darin, für Bildaufhebung zu sorgen.
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Das
Ausgangssignal 11 des zweiten Filters 9 wird an
eine zweite Frequenzwandlungsstufe 12 weitergeleitet. Diese
Stufe wandelt den gewünschten Kanal
auf der hohen ZF in eine Ausgangs-ZF, normalerweise im Bereich von
30 bis 60 MHz herunter. Die Frequenzwandlungsstufe 12 enthält einen
Mischer sowie einen LO zum Liefern der Kommutierungssignale an den
Mischer, und einen Frequenzsynthesizer zum Steuern der Frequenz
des LO. Die LO-Frequenz liegt normalerweise über der höchsten Frequenz des empfangenen
Spektrums. Die zweite Frequenzwandlungsstufe kann ferner für die Aufhebung eines
Systembilds sorgen. Die LO-Frequenz für den gewünschten Kanal wird durch die
Systemsteuerung 4 ausgewählt. Der Ausgang 13 der
zweiten Frequenzwandlungsstufe 12 ist mit einem ZF-Verstärker 14 verbunden,
der für
weitere Verstärkung
sorgt und das Signal des gewünschten
Kanals an einen Tunerausgang 15 liefert.
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Das
erste Filter 3 kann so ausgebildet sein, dass es zwei oder
mehr Unterbänder
liefert, deren Passbänder über den
benötigten
Frequenzbereich zusammenhängen.
Die 4 veranschaulicht eine geeignete Filterkonfiguration
mit zwei Filtern 20, 21, die zwei zusammenhängende Passbänder liefern. Jedes
Filter 20, 21 kann z. B. unter Verwendung passiver
LC-Konfigurationen
realisiert sein, und es ist so aufgebaut, dass es für Störer, die
sich mit einem erheblichen Frequenzversatz entfernt vom gewünschten
Kanal befinden, für
Schwächung
sorgt. Die Filter 20, 21 haben einen gemeinsamen
Eingang 22 mit Schaltisolation 33 zwischen den
zwei Pfaden gemeinsam, und sie haben einen gemeinsamen Ausgang 24 mit
Schaltisolation 25 zwischen den zwei Pfaden gemeinsam.
Bei einer alternativen Konfiguration können die Ausgänge der
Filter mit jeweiligen Eingangsstufen der folgenden Stufe 6 mit
variabler Verstärkung
gekoppelt sein, und das geeignete Filterband wird durch Auswählen des
geeigneten Eingangs der Stufe 6 mit variabler Verstärkung ausgewählt (es
kann eine Kombination dieser zwei Techniken verwendet werden).
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Diese
Filter- und Schaltanordnungen können insgesamt
oder teilweise mit einem integrierten Schaltkreis realisiert werden,
da die Filter keinen hohen Q-Faktor benötigen; es ist gut bekannt,
dass integrierte Induktivitäten
einen schlechten Q-Faktor aufweisen. Die Systemsteuerung 4 kann über eine Anzahl
von Schaltports verfügen,
um die Auswahl des externen oder internen Pfads zu steuern. Im Betrieb
wird das geeignete Filterband von der Systemsteuerung 4 ausgewählt, um
den gewünschten
Kanal durchzulassen. Das erforderliche Band kann durch Design oder
durch eine Filterkalibrierabfolge bestimmt werden, die während einer
Abgleichsprozedur bei der Herstellung ausgeführt wird, oder mittels eines
Kalibrieralgorithmus, der beim Einschalten der Spannung ausgeführt wird.
Die Kalibrierroutine kann einen Hilfsoszillator verwenden, der nur
während
dieser aktiviert wird. Eine mögliche
Kalibrierungsroutine ist in EP-1278304 beschrieben.
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Bei
einer alternativen Anordnung zu der in der 4 veranschaulichten
kann das erste Filter 3 aus einem oder mehreren variablen
Filtern bestehen, deren Passbänder
so angeordnet sind, dass sie über den
benötigten
Betriebsfrequenzbereich zusammenhängen. Eine derartige Anordnung
ist in der 5 dargestellt. Bei dieser Realisierung
kann die Anzahl der benötigen
Filterpfade im Vergleich zu derjenigen verringert werden, die bei
der Anordnung der 4 benötigt wird. Diese Filter können z.
B. als LC-Filter realisiert sein, bei dem mindestens ein Element
elektronisch variabel ist; normalerweise ist dieses Element eine
Varaktordiode, d. h. eine Komponente, deren Kapazität umgekehrt
proportional zur angelegten Sperrvorspannung ist. Alternativ kann
ein Blindelement aus z. B. einem binär gewichteten Array mit Elementen
bestehen, die herein oder heraus geschaltet werden, um für 'digitales' Abstimmen zu sorgen.
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Das
zweite Filter 9 kann mit fester Bandbreite realisiert sein,
wie als SAW-Filter oder dielektrisches Filter oder LC-Konfiguration, mit
einem solchen Aufbau, dass für
eine erste Unterdrückung
der Bildfrequenz gesorgt ist. Im Fall von Realisierung unter Verwendung
einer LC-Konfiguration zeigt die Mittenfrequenz des Filters eine
Herstelltoleranz, da die zum Herstellen des Filters verwendeten
Komponenten eine normale Herstelltoleranz zeigen. Um dieses mögliche Problem
zu überwinden,
kann die Filtercharakteristik gemessen werden, und sie wird während des
Herstellabgleichs gemessen und eingestellt, um die gewünschte Charakteristik
zu liefern. Alternativ könnte
die Steuerungssoftware nach der Messung eingestellt werden, um für die gewünschte Charakteristik
zu sorgen. Bei einer anderen Alternative kann eine Kalibrierrouti ne
angewandt werden, die einen Hilfsoszillator verwendet, der z. B.
während
des Einschaltens der Spannung aktiviert wird, wobei die Charakteristik
des zweiten Filters elektronisch gemessen wird und die Software
eingestellt wird, um den gewünschten
Kanal und den Bildkanal (nach der Aufwärtswandlung) korrekt auf der
bestimmten Filtercharakteristik zu positionieren. Wie das erste
Filter, so kann auch das zweite Filter ganz oder teilweise auf einem
integrierten Schaltkreis realisiert werden. Das induktive Element
des Filters kann ganz oder teilweise die Bonddrahtinduktivität nutzen.
In diesem Fall ist es, da die Frequenz des Filters höher ist,
besser geeignet, eine Integration auszuführen, da die Elementwerte klein
wären.
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Bei
einer alternativen Anordnung kann das zweite Filter 9 über eine
variable Mittenfrequenz und/oder Bandbreitencharakteristik verfügen. Dieses Filter
kann z. B. als LC-Filter realisiert werden, bei dem mindestens ein
Element elektronisch variabel ist; normalerweise ist dies eine Varaktordiode,
d. h. eine Komponente, deren Kapazität umgekehrt proportional zur
angelegten Sperrvorspannung ist. Alternativ kann ein Blindelement
aus z. B. einem binär
gewichteten Array mit Elementen bestehen, die herein oder heraus
geschaltet werden, um für 'digitales' Abstimmen zu sorgen.
Der Abstimmbereich des Filters reicht normalerweise dazu aus, jegliche
Herstelltoleranz abzudecken, so dass die Charakteristik elektronisch
so eingestellt werden kann, dass für eine vorbestimmte Filtercharakteristik
gesorgt ist. Die Abstimmspannung für die Filter kann durch ein
oder mehrere DAC-Ausgangssignale von der Systemsteuerung 4 geliefert
werden.
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Um
das Filter 9 abzugleichen, kann z. B. die Passbandcharakteristik
bei der Herstellung gemessen werden, und dann wird die Charakteristik
durch Anlegen einer geeigneten Steuerspannung (die innerhalb der
Software gespeichert ist) an das variable Element so eingestellt,
dass die gewünschte
Charakteristik erzielt wird. Alternativ kann eine Kalibrierroutine
verwendet werden, die einen während
ihr aktivierten Nebenoszillator verwendet, wodurch die Charakteristik
des zweiten Filters elektronisch bestimmt wird und eine geeignete
Steuerspannung für
das variable Element hergeleitet wird.
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Eine
alternative Realisierung des zweiten Filters 9 ist in der 6 dargestellt.
Bei dieser Anordnung verfügt
das Filter 9 über
ein ähnliches
Abstimmelement und Steuerungsmechanismus wie die zweite Frequenzwandlungsstufe 12.
Der Ausgang der ersten Frequenzwandlungsstufe 8 (nicht
dargestellt) ist mit dem zweiten Filter 9 verbunden. Bei
diesem Beispiel ist das Filter 9 dahingehend dargestellt, dass
es über
eine doppelt abgestimmte, lose gekoppelte Bandpasskonfiguration
verfügt.
Das Filter 9 besteht aus zwei parallel abgestimmten Netzwerken aus
einer Induktivität
und einem Varaktor. Der Ausgang des Filters 9 ist mit der
zweiten Frequenzwandlungsstufe 12 verbunden, die ihrerseits
den gewünschten
Kanal zuzüglich
irgendwelcher unerwünschten
Signale ausgibt, die ebenfalls durch das zweite Filter 9 laufen.
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Das
Kommutierungssignal für
den Mischer des Frequenzwandlers 12 wird durch einen Ortsoszillator
(LO) 30 erzeugt, dessen Schwingungsfrequenz durch einen
Resonanzkreis 31 bestimmt wird (als Parallelresonanzkreis
mit ähnlicher
Konstruktion wie bei den Filterresonanzelementen dargestellt). Die LO-Frequenz wird durch
einen PLL-Frequenzsynthesizer 32 gesteuert, der eine Steuerspannung
zum Einstellen der Sperrspannung und damit zum Variieren der Kapazität der Varaktordiode
des LO-Resonanzkreises 31 erzeugt. Diese Steuerspannung
wird auch parallel an die Abstimmelemente innerhalb des Filters 9 gelegt.
Die Abstimmelemente innerhalb des Filters 9 und der LO-Schaltung 30 weisen
im Wesentlichen ähnliche
Konstruktion auf, so dass irgendeine Einstellung der Ortsoszillatorfre quenz
eine ähnliche Verschiebung
der Filterpassbandfrequenz verursacht.
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Unter
Verwendung derartiger Resonanzkreisanordnungen, und da der Abstimmbereich
begrenzt ist, ist es möglich,
zwischen den Resonanzfrequenzen der zwei Netzwerke 9 und 31 einen
relativ konstanten Versatz zu erzeugen, wobei dafür gesorgt werden
kann, dass Entsprechung zu z. B. der Ausgangs-ZF besteht, wodurch
das Filterpassband zum gewünschten
Kanal zentriert wird. Die Absolutgenauigkeit ist durch die Herstellgenauigkeit
der Resonatorkomponenten und andere Herstellpunkte bestimmt. In
der Praxis können,
wegen Herstelltoleranzen, die Absolutfrequenzen der zwei Netzwerke
in jedem Fall um einen ähnlichen
Wert, wegen der Ähnlichkeit
der Netzwerke, gegenüber
einem gewünschten
Wert versetzt sein. Wenn die Frequenz des LO 30 durch den
PLL-Frequenzsynthesizer auf einen gewünschten Wert synchronisiert
ist, wird das Passband des Filters 9 synchron eingestellt,
so dass beide Resonatoren auf ihre gewünschten Werte zentriert werden.
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Bei
einer tatsächlichen
Anwendung können die
abstimmenden Einstellvorgänge
ein Array von Varaktoren nutzen, die in Reihe geschaltet sind, um dadurch
den Abstimmbereich zu erweitern. In ähnlicher Weise kann ein geschalteter
Kapazitätswert
zu beiden Netzwerken hinzugefügt
werden, um deren Abstimmbereiche zu erweitern.
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Um
das Funktionsvermögen
der dargestellten Anordnung weiter zu verbessern, kann durch die Systemsteuerung 4 an
Elemente innerhalb der Filteranordnung 9 eine Dreiecks-Offsetspannung
angelegt werden, um für
eine Feinabstimmung der Betriebsfrequenz zu sorgen. Dies könnte durch
ein ähnliches Kalibrierverfahren,
wie es oben beschrieben ist, bewerkstelligt werden. Eine derartige
Offsetspannung könnte
zur durch den Frequenzsynthesizer erzeugten Steuerspannung addiert
werden, um für
die einzelnen Resonatorelemente für einzelne Steuerspannungen
zu sorgen.
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Die
oben beschriebene Anordnung ist für die Realisierung als integrierter
Schaltkreis hoch geeignet, wobei induktive Elemente aus angepassten Bonddraht-
oder Chip-Induktivitäten
gebildet werden und die angepassten Varaktoren Teil eines zugehörigen integrierten
Schaltkreises sind, wodurch die Komponententoleranz minimiert wird.
Bei einer alternativen Ausführungsform
könnte
das Varaktorelement durch ein binär gewichtetes kapazitives Array ersetzt
werden.
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Durch
Anwendung der Erfindung ist es möglich,
einen Tuner zu schaffen, der für
verbesserte Funktionsfähigkeit
sowohl hinsichtlich weit entfernter als auch naher Störer sorgt,
während
er für
die Integration als 'Einzelchip'-Tuner hoch geeignet
ist.