DE69914198T2

DE69914198T2 - Mischer mit spiegelfrequenz-unterdrückung

Info

Publication number: DE69914198T2
Application number: DE1999614198
Authority: DE
Inventors: D. Glen MARTINSON
Original assignee: BELTRONICS USA Inc WEST CHESTER; Beltronics USA Inc
Current assignee: BELTRONICS USA INC., WEST CHESTER, OHIO, US
Priority date: 1998-06-15
Filing date: 1999-06-11
Publication date: 2004-11-18
Anticipated expiration: 2019-06-12
Also published as: US6127962A; WO1999066636A1; CA2330964A1; AU4254099A; ES2214053T3; EP1090456A1; CA2330964C; EP1090456B1; DK1090456T3; DE69914198D1; PT1090456E; ATE257984T1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft Mischer, insbesondere Hochfrequenzmischer, die in Radardetektoren, in der Telefonie u. ä. zum Einsatz kommen. Speziell betrifft die Erfindung Mischer, deren Zweck im Abwärtsumwandeln, d. h. Reduzieren, der Frequenz eines ankommenden erwünschten Signals in ein niederfrequenteres Zwischenfrequenzsignal besteht. Die Mischer der Erfindung funktionieren als Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer, durch die eine selektive Abwärtsumwandlung von Signalen mit Frequenzen, die sowohl über als auch unter einem Lokaloszillatorsignal liegen, mit Umwandlung des erwünschten Signals und Unterdrückung des unerwünschten Spiegelsignals erreicht werden kann. Die Erfindung stellt verschiedene Topologien für solche Mischer bereit.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Typische Anwendungen oder Einsatzgebiete für relativ hochfrequente Hochfrequenzmischer liegen in der Radar- und Telefontechnik; normalerweise bei Hochfrequenzen mit sehr kurzen Wellenlängen. Zu typischen Anlagen gehören die Eingangsstufenschaltungen für Hoch-/Funkfrequenzempfänger, z. B. schnurlose oder zellulare Telefone u. ä.; und weitere spezielle typische Schaltungseinsatzbereiche von Hochfrequenz-Abwärtsumwandlungsmischern liegen in mehreren Stufen von der Eingangsstufe zu Signalverarbeitungsschaltungen von Radardetektoren.
In jedem Fall kommen Mischer gewöhnlich zur Anwendung, um die Frequenz eines ankommenden Signals mit einer speziellen erwünschten Frequenz auf eine niedrigere Zwischenfrequenz abwärtsumzuwandeln oder zu reduzieren. Bekanntlich erreicht man dies durch Mischen des ankommenden Signals mit seiner Frequenz mit einem Lokaloszillatorsignal, das eine andere Frequenz hat. Danach enthält die Ausgabe des Mischers eine Frequenzkomponente mit einer Frequenz, die gleich der Größe der Differenz der Frequenz der ankommenden Signalfrequenz und der Frequenz des Lokaloszillatorsignals ist. Dieses Ausgangssignal mit dieser Frequenzkomponente nennt man Zwischenfrequenzsignal; und wie erwähnt, ist die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals gleich der Differenz zwischen der Frequenz des ankommenden Signals und des Lokaloszillatorsignals. Aus der o. g. Beschreibung ist deutlich, daß die Frequenz des ankommenden erwünschten Signals über oder unter der Frequenz des Lokaloszillatorsignals um einen Betrag liegen kann, der gleich dem Zwischenfrequenzsignal ist, das vom Mischer abgeleitet wird. Anders gesagt kann eine Mischerschaltung so aufgebaut sein, daß sie eine Zwischenfrequenz mit einer erwünschten Frequenz von einer von zwei ankommenden Frequenzen mit speziellem Interesse ableitet, indem ein Lokaloszillatorsignal gebildet wird, das mit den ankommenden, Signalen gemischt wird, wobei die Frequenz des Lokaloszillatorsignals zwischen die beiden Frequenzen der ankommenden Signale fällt.
Die Anwendung eines Lokaloszillatorsignals auf ein Mischelement, normalerweise eine Diode oder ein antiparallel geschaltetes Diodenpaar, obwohl bekanntlich viele andere elektronische Komponenten als Mischelemente verwendet werden können, nennt man Lokaloszillatorsignaleinspeisung in den Mischer. Ist die Frequenz des Lokaloszillators höher als die Frequenz des ankommenden Signals, bezeichnet man die Lokaloszillatoreinspeisung als hochseitige Einspeisung. Ist desgleichen die Frequenz des Lokaloszillators kleiner als die Frequenz des ankommenden Signals, wird die Lokaloszillatoreinspeisung in den Mischer als niedrigseitige Einspeisung bezeichnet. Wie erwähnt, ist die Differenz zwischen der Lokaloszillatorfrequenz und der ankommenden Frequenz, egal welche höher oder welche niedriger ist, die Zwischenfrequenz.
Wird aber das Lokaloszillatorsignal hochseitig eingespeist, ist anders gesagt die Lokaloszillatorfrequenz größer als die Frequenz des ankommenden Signals um einen Betrag, der gleich der Zwischenfrequenz ist, existiert auch eine weitere Frequenz am Eingang des Mischers, die gleich der Lokaloszillatorfrequenz plus der Zwischenfrequenz ist. Dieses Signal nennt man Spiegelsignal, und es liegt über der Lokaloszillatorfrequenz um den gleichen Betrag, um den das ankommende Signal unter der Lokaloszillatorfrequenz liegt. Wird das Lokaloszillatorsignal niedrigseitig eingespeist, so existiert bei Vorhandensein eines erwünschten Signals, das über der Lokaloszillatorfrequenz um einen Betrag gleich der Zwischenfrequenz liegt, unter der Lokaloszillatorsignalfrequenz ebenso ein Spiegelsignal, das unter der Lokaloszillatorfrequenz um einen Betrag liegt, der gleich der Zwischenfrequenz ist.
Diese Diskussion führt zu folgendem: Werden Signale in einem Mischer mit ankommenden Signalfrequenzen empfangen, die sowohl über als auch unter der Frequenz des Lokaloszillators liegen, kommt es unter den Umständen, daß ein gültiges Signal auf einer Seite der Lokaloszillatorfrequenz, aber nicht der anderen vorhanden sein kann, dazu, daß Rauschen, das von der Seite abwärtsumgewandelt wird, die kein gültiges Signal hat, in der Tendenz das abwärtsumgewandelte Signal von der Seite der Lokaloszillatorfrequenz verzerrt, auf der ein gültiges Signal vorlag. Obwohl anders gesagt möglicherweise nur eine der beiden erwünschten Signalfrequenzen wirklich vorhanden ist und detektiert sowie abwärtsumgewandelt wird, wird aber Rauschen von der anderen Frequenz, bei der ein Signal vorgefunden werden könnte, aber nicht existiert, selbst abwärtsumgewandelt. Dadurch empfängt ein Mischer Signale mit Frequenzen, die sowohl über als auch unter dem Lokaloszillatorsignal liegen, und hat dadurch das doppelte Grundrauschen eines Systems, das eine Abwärtsumwandlung nur von einer Seite der Lokaloszillatorfrequenz zuläßt.
Normalerweise und bisher betraf der Terminus "Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer" spezifisch Mischer, die ein ankommendes Signal abwärtsumwandeln, das auf einer oder der anderen Seite der Lokaloszillatorfrequenz liegt. Wie erwähnt, gibt es eine Abwärtsumwandlung eines Signals von der anderen Seite des Lokaloszillators, des Spiegelsignals, und dieses wird nie vollständig beseitigt. Allerdings kann ein guter Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer nach normaler herkömmlicher Gestaltung so angeordnet sein, daß er das Spiegelsignal um mindestens 15 dB dämpft. Tatsächlich hat ein Spiegelfre quenzunterdrückungsmischer, der 15 dB Spiegelfrequenzunterdrückung hat, ein Grundrauschen, das nur 0,14 dB über dem eines idealen Spiegelfrequenzunterdrückungsmischers liegt, der ein Spiegelsignal völlig unterdrückt.
Andererseits lehrt diese Anmeldung ganz überraschend einen Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer und verschiedene Topologien dafür, wodurch eine selektive Abwärtsumwandlung eines oder des anderen von ankommenden Signalen mit Frequenzen erreicht werden kann, die sowohl über als auch unter einem Lokaloszillatorsignal liegen, um eine festgelegte Zwischenfrequenz zu erreichen, während gleichzeitig eine Spiegelfrequenzunterdrückung für die ausgewählte Abwärtsumwandlung erreicht wird, wodurch ein Spiegelsignal mit der anderen der beiden ankommenden Signalfrequenzen, die nicht abwärtsumgewandelt wird, unterdrückt wird.
Wie später näher diskutiert wird, weist die Erfindung spezifisch einen steuerbaren Schalter auf, durch den eines oder das andere der beiden ankommenden Signale, die über bzw. unter der Lokaloszillatorsignalfrequenz positioniert sind, an einem Mischelement angelegt werden können. Daher sorgt in gewissem Sinn der Einsatz eines Schalters erfindungsgemäß für eine Mischertopologie, durch die der Mischer so konfiguriert sein kann, daß er ein Abwärtsumwandlungsmischer wird, der Signale von der hohen Seite der Lokaloszillatorfrequenz abwärtsumwandelt, oder der Signale von der niedrigen Seite der Lokaloszillatorfrequenz abwärtsumwandelt, während er das Spiegelsignal von der niedrigeren bzw. höheren Seite der Lokaloszillatorfrequenz unterdrückt.
Wie später näher diskutiert wird, stellt die Erfindung weiterhin Topologien für Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer bereit, durch die zwei Signalwege, die unter Verwendung eines soeben erwähnten steuerbaren Schalters umschaltbar sind, eine Signalbanddurchlaßcharaketristik bzw. -kennlinie oder eine Signalbandsperrkennlinie haben, die jeweils die gleiche Frequenz und jeweils eine oder die andere der erwünschten Signalfrequenzen haben, die über oder unter der Lokaloszillatorfrequenz liegt.
BESCHREIBUNG DES STANDS DER TECHNIK
Von allgemeinem Interesse sind mehrere Patentschriften des Stands der Technik, soweit sie die Nutzung von Filtern, Unterdrückungsschaltungen usw. demonstrieren.
HONGU et al. lehren in der US-A-4132952, erteilt am 2. Januar 1979, einen Mehrbandtuner mit festen Breitbandeingangsfiltern. Ein Eingangssignal wird zu einem Abwärtsumwandler über zwei Filter geführt, die in einer Parallelanordnung mit einem Schalter angeordnet sind, der so angeordnet ist, daß er wählt, welche Filterausgabe zum Mischer geführt wird. Die beiden Filter wählen das Band, in dem der Empfang eines von mehreren Kanälen in diesem Band erwünscht ist. Die Lokaloszillatorfrequenz wird so abgestimmt, daß eine variable ZF gebildet wird, aber jederzeit ist die Lokaloszillatorfrequenz so, daß die durch den Mischer erzeugte ZF keine problematischen Spiegelfrequenzen von anderen Kanälen in diesem jeweiligen Band aufweist.
HAM lehrt in der US-A-3942120, erteilt am 2. Mai 1976, die Verwendung von Filtern, um Spiegelfrequenzen aus einem ankommenden Signal zu entfernen. Hierbei weist ein FM-Tuner eine Antennensignal-Eingangsschaltung mit Breitbandverhalten in einem ausgewählten FM-Sendefrequenzband auf. Die Antenne ist über ein Filter, das ein variables Filter sein kann, mit einem Mischer verbunden. Das Filter bezweckt, eine Schmalbandvorauswahl über ein breites Sendeband zu erreichen.
DÜLLBERG et al. lehren in der US-A-5703545, erteilt am 30. Dezember 1997, eine Filterschaltung, deren Ansprüche spezifisch eine Schaltung betreffen, die aufweist: eine Verstärkerstufe, ein Bandpaßfilter, das nach dem Verstärker gekoppelt ist, und ein Filter, das vor dem Verstärker gekoppelt ist und das mindestens eine Falle hat, die eine auf eine Zwischenfrequenz abgestimmte Unterdrückungsschaltung zusammen mit einem auf eine Spiegelfrequenz abgestimmten Serienschwingkreis aufweist. Die Unterdrückungsschaltung und der Serienschwingkreis haben eine gemeinsame Induktivität. Bereitgestellt wird daher eine Schaltung, die ein erwünschtes Signal von einem benachbarten Interferenzsignal isoliert; die Nutzung der Schaltung kann in den Eingangstunern von Fernsehempfängern besonders nützlich sein.
Eine weitere Patentschrift von einigem Interesse ist die US-A-5517687, die für NIEHENKE et al. am 14. Mai 1996 erteilt wurde. Hier werden Signale im Millimeterwellenlängenbereich mit einer Lokaloszillatorfrequenz von einer externen Quelle über einen Phasenschieber zu einem zweiten subharmonischen Mischer gemischt. Die Anordnung ist so, daß der erste und zweite subharmonische Mischer die Lokaloszillatorfrequenz mit einem Eingangssignal mischen, das sowohl eine erwünschte Frequenz als auch eine Spiegelfrequenz aufweist, um eine Zwischenfrequenz zu erzeugen, die die erwünschte Komponente und eine Spiegelkomponente hat, welche eine ausgewählte Phase hat. Ein weiterer Phasenschieber trennt die Spiegelkomponente der Zwischenfrequenz und schließt sie ab. Der Eingangsanschluß, der das Eingangssignal zu jedem der subharmonischen Mischer führt, ist selbst so dimensioniert, daß er für einen virtuellen Spiegelkurzschlußabschluß oder einen Spiegelkurzschlußabschluß zu einem selbsterzeugten Spiegelsignal von jedem subharmonischen Mischer sorgt, was den Umwandlungsverlust des Frequenzmischers senkt.
Schließlich lehrt MILTON in der US-A-5640694, erteilt am 17. Juni 1997, ein integriertes Hochfrequenz-Avioniksystem mit einer gemeinsamen Zwischenfrequenzschnittstelle für solche diversen Funktionen wie Radar-, elektronische Wellenform-, Kommunikations-/Navigations-Kennungskanäle. Die Schnittstelle verwendet ein segmentiertes Band mit vielfältigen Zwischenfrequenzen, die in zwei oder mehr einzelne Bandsegmente unterteilt sind, die jeweils durch ein Schutzbandsegment getrennt sind. In diesem Fall weist das niederfrequentere Frequenzbandsegment ein schmales Bandsegment auf, dem Radarfunktionen zugewiesen sind, während das andere oder obere Bandsegment ein breites Bandsegment aufweist, dem die anderen abzustimmenden und abwärtsumzuwandelnden Funktionen zugewiesen sind. Das Schutzband dient nicht zur Signalübertragung und bleibt ungenutzt, damit Bandpaßfilter Signale im benachbarten unerwünschten Segment unterdrücken können. Dies erreicht eine Frequenztrennung über das Zwischenfrequenzband, während immer noch eine gemeinsame Gerätetechnik verwendet werden kann. Der Bereich des Zwischenfrequenzbands ist so, daß die verschiedenen Radar- und anderen Signale mit praktischen Filtern voneinander getrennt werden können, während sie immer noch über ein gemeinsames Zwischenfrequenz-Schaltnetz geführt werden. Signale von den verschiedenen Arten von Antennen, die zum Empfang der umzuwandelnden variierenden Signale dienen, werden über ein Hochfrequenz-Schaltnetz zu einer Gruppe von Frequenzwandlern geführt, durch die sie in eine spezielle Zwischenfrequenz im festgelegten Zwischenfrequenzband umgewandelt werden.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Erfindungsgemäß wird in einem ersten Aspekt folgendes bereitgestellt: ein Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer zur Abwärtsumwandlung eines von zwei ankommenden Signalen mit einer Frequenz f_l bzw. f_h in ein niederfrequenteres Zwischenfrequenzsignal mit einer Frequenz f_if, die die Absolutdifferenz von Frequenzen zwischen dem ankommenden Signal und einem Lokaloszillatorsignal ist, mit:
einem Lokaloszillator, um das Lokaloszillatorsignal zu erzeugen, einem Eingangsanschluß zum Empfangen eines oder beider ankommenden Signale, einer steuerbaren Schaltereinrichtung, einem Steuersignal-Eingangsanschluß für die steuerbare Schaltereinrichtung, einem Mischelement, einem Mischer-Lokaloszillator-Eingangsanschluß, der das Lokaloszillatorsignal empfängt, und einem Mischer-Zwischenfrequenz-Ausgangsanschluß;
wobei die steuerbare Schaltereinrichtung zwei Schalterpositionen hat und eine der beiden Schalterpositionen unter der Steuerung von Steuersignalen einnimmt, die am Steuersignal-Eingangsanschluß angelegt werden, und so angeordnet ist, daß in einer ersten Schalterposition ein Signal mit einer Frequenz f_h, vom Mischereingangsanschluß zum Mischelement geführt wird, während ein Signal mit einer Frequenz f_l unterdrückt und vom Mischelement entkoppelt wird, und so, daß in einer zweiten Position ein Signal mit einer Frequenz f_l vom Mischereingangsanschluß zum Mischelement geführt wird, wäh rend ein Signal mit einer Frequenz f_h unterdrückt und vom Mischelement entkoppelt wird;
dadurch gekennzeichnet, daß:
der Lokaloszillator so angeordnet ist, daß er das Lokaloszillatorsignal mit einer gemeinsamen Frequenz f_lo ungeachtet der Position der steuerbaren Schaltereinrichtung erzeugt, um das Zwischenfrequenzsignal mit der Zwischenfrequenz f_if für eines der beiden ankommenden Signale so zu bilden, daß fif = fh – flo und fif = flo – fl,wobei für Signale mit der Frequenz f_h ein Spiegelfrequenzsignal mit f_l als f_l = f_lo – f_if existiert und
wobei für Signale mit der Frequenz f_l ein Spiegelfrequenzsignal mit f_h als f_h = f_lo + f_if existiert;
wodurch das Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f_if ein abwärtsumgewandeltes Signal als Darstellung eines der Eingangssignale mit der Frequenz f_h bzw. f_l zusammen mit etwaigem Rauschen aufweist, das mit einer dieser Eingangssignalfrequenzen auftreten kann; und das Zwischenfrequenzsignal im wesentlichen frei von einem abwärtsumgewandelten Signal als Darstellung des anderen der Eingangssignale mit den Frequenzen f_l bzw. f_h zusammen mit etwaigem Rauschen ist, das mit der gleichen Spiegelfrequenz auftreten kann.
Der Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer der Erfindung weist einen Eingangsanschluß auf, an dem eines oder beide der ankommenden Signale mit den Frequenzen f_h und f_l vorhanden sein können. Ferner verfügt der Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer über eine steuerbare Schaltereinrichtung, einen Steuersignal-Eingangsanschluß für die steuerbare Schaltereinrichtung, ein Mischelement, einen Mischer-Lokaloszillator-Eingangsanschluß, an dem das Lokaloszillatorsignal mit der Frequenz f_lo angelegt wird, und einen Mischer-Zwischenfrequenz-Ausgangsanschluß, von dem das Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f_if abgenommen wird.
Die steuerbare Schaltereinrichtung hat zwei Schalterpositionen und nimmt eine der beiden Schalterpositionen unter der Steuerung von Steuersignalen ein, die am Steuersignal-Eingangsanschluß angelegt werden.
Im Betrieb werden Signale vom Mischer-Lokaloszillator-Eingangsanschluß am Mischelement angelegt; und Zwischenfrequenzsignale werden vom Mischelement abgeleitet und am Mischer-Zwischenfrequenz-Ausgangsanschluß zur weiteren Behandlung angelegt.
Allerdings geht dem Mischelement die steuerbare Schaltereinrichtung voraus, die zwei Positionen hat: In einer ersten Schalterposition wird ein Signal mit der Frequenz f_h vom Mischereingangsanschluß zum Mischelement geführt, und ein Spiegelsignal mit der Frequenz f_l wird unterdrückt und vom Mischelement entkoppelt. In der zweiten Schalterposition der steuerbaren Schaltereinrichtung wird ebenso ein Signal mit der Frequenz f_l vom Mischereingangsanschluß zum Mischelement geführt, und ein Spiegelsignal mit der Frequenz f_h wird unterdrückt und vom Mischelement entkoppelt.
Dadurch verfügt das Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f_if über ein abwärtsumgewandeltes Signal, das eines der Eingangssignale mit der Frequenz f_h bzw. f_l darstellt, zusammen mit etwaigem Rauschen, das mit jeder dieser Eingangssignalfrequenzen auftreten kann; aber das Zwischenfrequenzsignal ist im wesentlichen frei von einem abwärtsumgewandelten Signal als Darstellung des anderen der Eingangssignale mit der Frequenz f_l bzw. f_h zusammen mit etwaigem Rauschen, das mit der gleichen Spiegelfrequenz auftreten kann.
Der steuerbare Schalter weist ein Paar steuerbare FETs auf, von denen jeder durch das Anlegen von Signalen am Steuersignal-Eingangsanschluß eingeschaltet werden kann, während der andere ausgeschaltet wird. Dadurch läßt sich bewirken, daß das Paar steuerbare FETs die erste bzw. zweite Schalterposition einnimmt. Alternativ können andere elektronische Schaltelemente genutzt werden, die als einpoliger Umschalter funktionieren können. In jedem Fall wird ein erster Signalweg zwischen dem Mischereingangsanschluß und dem Mischelement verbunden, wenn sich der steuerbare Schalter in seiner ersten Schalterposition befindet, und ein zweiter Signalweg wird zwischen dem Mischereingangsanschluß und dem Mischelement verbunden, wenn sich der steuerbare Schalter in seiner zweiten Schalterposition befindet.
Weiterhin und in jedem Fall hat der erste Signalweg eine Banddurchlaßkennlinie bei einer ausgewählten Frequenz, die eine der Eingangsfrequenzen f_h und f_l ist; und der zweite Signalweg hat eine Bandsperrkennlinie bei der gleichen ausgewählten Frequenz f_h oder f_l, die für die Banddurchlaßfrequenz des ersten Signalwegs ausgewählt war.
Dadurch sind der erste und zweite Signalweg durch Steuern der steuerbaren Schaltereinrichtung durch das Anlegen von Signalen am Steuersignal-Eingangsanschluß auswählbar, damit sie die erste bzw. zweite Schalterposition einnimmt und so den ersten Signalweg oder den zweiten Signalweg vom Mischereingangsanschluß zum Mischelement verbindet.
Wie später dargestellt wird, ist insbesondere die Topologie der Erfindung so, daß der erste auswählbare Signalweg allgemein eine Mikrostreifenleitungs-Banddurchlaßfilterstruktur aufweist und der zweite auswählbare Signalweg allgemein eine Mikrostreifenleitungs-Bandsperrfilterstruktur aufweist; wobei jede so ist, daß sie ihre Banddurchlaß- oder Bandsperrkennlinie bei der gleichen ausgewählten Frequenz haben. Zudem sind der erste und zweite auswählbare Signalweg bei der gleichen ausgewählten Frequenz miteinander gekoppelt, wie sie die Banddurchlaßkennlinie und Bandsperrkennlinie zeigen.
Die Erfindung erwägt mehrere spezielle Situationen, durch die der Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer der Erfindung eingesetzt werden kann, z. B. in der Eingangsstufe für einen Hoch-Funkfrequenzempfänger oder in einer Eingangsstufe für einen Breitband-/Mehrband-Radardetektor.
Bei Verwendung in einem Hoch-Funkfrequenzempfänger weist der Empfänger eine Empfangsantenne, einen ersten Lokaloszillator und einen ersten Mischer auf. Jedoch steht der erste Lokaloszillator unter der Steuerung einer Wobbel- bzw. Durchlaufsteuerung und eines Mikroprozessors, so daß das vom ersten Mischer abgeleitete erste Zwischenfrequenzsignal ein erste hohes Zwischenfrequenzsignal f_h bzw. ein zweites niedriges Zwischenfrequenzsignal f_l ist. Danach ist ein zweiter Mischer vorgesehen, der im wesentlichen der Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer der Erfindung ist, dessen Eingangssignale das erste hohe Zwischenfrequenzsignal f_h oder das zweite niedrige Zwischenfrequenzsignal f_l sind, wobei ein zweiter Lokaloszillator-Eingangsanschluß eine zweite Lokaloszillatorfrequenz f_lo2 bereitstellt, die so ausgewählt ist, daß ein Zwischenfrequenzsignal vom erfindungsgemäßen Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer mit einer Frequenz f_if2 für eines der beiden ankommenden Signale mit der jeweiligen Frequenz f_h und f_l abgeleitet wird.
Ebenso kann bei Nutzung in der Eingangsstufe eines Breitband/Mehrband-Radardetektors ein dritter Mischer vorgesehen sein, der einen Signaleingangsanschluß hat, an dem das zweite Zwischensignal mit der Frequenz f_if2 angelegt und von dem eine dritte Zwischenfrequenz zur weiteren Signalverarbeitung abgeleitet wird. Ansonsten und in jedem Fall weist der Radardetektor zusätzliche Signalbehandlungsschaltungen nach dem Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer auf.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die neuen Merkmale, bei denen davon ausgegangen wird, daß sie für die Erfindung kennzeichnend sind, werden im Hinblick auf ihre Struktur, Organisation, Verwendung und ihr Betriebsverfahren zusammen mit weiteren Aufgaben und Vorteilen aus den folgenden Zeichnungen besser verständlich, in denen eine derzeit bevorzugte Ausführungsform der Erfindung nun exemplarisch veranschaulicht wird. Indes soll ausdrücklich klar sein, daß die Zeichnungen nur zur Veranschaulichung und Beschreibung dienen und nicht als Einschränkung der Erfindung dienen sollen. Nachfolgend werden Ausführungsformen der Erfindung im Zusammenhang mit den beigefügten Zeichnungen exemplarisch beschrieben.
1 ist eine allgemeine schematische Darstellung eines Mixers, der im Stand der Technik bekannt ist;
2a und 2b zeigen ein Signal mit einer Signalfrequenz zusammen mit Breitspektrumrauschen sowie das abwärtsumgewandelte Signal zusammen mit dem Rauschen mit der ersten Signalfrequenz und dem Spiegelrauschen;
3a und 3b ähneln 2a und 2b, wobei aber das angelegte Signal eine höhere Frequenz als die Lokaloszillatorfrequenz hat;
4 ist eine allgemeine schematische Darstellung einer ersten Ausführungsform der Erfindung;
5 ist eine 4 ähnelnde allgemeine schematische Darstellung, aber mit mehr spezifischer Topologie im Hinblick auf den steuerbaren Schalter und im Hinblick auf die Banddurchlaß- und Bandsperrfilter, die genutzt werden;
6 ist eine allgemeine schematische Darstellung der Verwendung eines erfindungsgemäßen Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer in der Eingangsstufe eines Breitband/Mehrband-Radardetektors;
7 ist eine Skizze der Auswirkung einer geringen Variation der Frequenz des Lokaloszillators des Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer über einen relativ schmalen Bereich von Frequenzen;
8 ist eine Tabelle der Auswirkung der Variation eines ersten Lokaloszillators, um eine Anzahl ankommender interessierender Frequenzen auswählen zu können und dennoch die Spiegelfrequenzunterdrückung beizubehalten;
9 ist ein Frequenzdiagramm der Auswirkung der Wahl einer auswählbaren Eingangsfrequenz für einen erfindungsgemäßen Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer;
10 ist ein 9 ähnelndes Frequenzdiagramm der Auswirkung der Wahl der anderen, gepaarten Eingangsfrequenz in einen erfindungsgemäßen Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer; und
11 ist ein typisches schematisches Blockschaltbild einer nicht die Spiegelfrequenz unterdrückenden Mischerstruktur mit einem Mischelement, das ein wesentliches Element des erfindungsgemäßen Spiegelfrequenzunterdrückungsmischers ist.
NÄHERE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Anhand von 1 bis 3 folgt nunmehr eine Diskussion der Notwendigkeit einer Spiegelfrequenzunterdrückung.
1 zeigt eine typische allgemeine schematische Darstellung eines Mischers, und zu beachten ist, daß dieser dem Stand der Technik entspricht. Normalerweise verfügt die Mischschaltung von 1 über einen Mischer 20, der typisch eine Diode oder ein antiparallel geschaltetes Diodenpaar ist, aber jedes andere geeignete nichtlineare aktive elektronische Bauelement sein kann, z. B. ein Transistor usw. zusammen mit zugeordneten passiven Filterelementen bei Bedarf, und es gibt zwei Signale, die in den Mischer 20 eingegeben werden, sowie ein Signal, das vom Mischer 20 abgeleitet wird. Der Mischer 20 hat einen Eingangsanschluß für ankommende Signale bei 22 und einen Lokaloszillator-Eingangsanschluß bei 24. Ein Zwischenfrequenz-Ausgangsanschluß liegt bei 26.
Ein Eingangssignal ist von einer beliebigen Quelle abgeleitet; und in diesem Fall ist die Quelle des ankommenden Signals darstellungsgemäß ein Oszillator 28, der eine Ausgangsfrequenz von 3 GHz oder 5 GHz haben kann. Für diese Diskussion sei festgelegt, daß die Eingangsfrequenz, egal ob sie 3 GHz, 5 GHz oder jede andere Frequenz ist, eine Frequenz S_RF hat. Normalerweise, aber nicht unbedingt, kann das Eingangssignal S_RF einen Breitbandverstärker 30 durchlaufen, bevor es am Mischer 20 am ankommenden Signalanschluß 22 angelegt wird.
Das Lokaloszillatorsignal ist von einem Lokaloszillator 32 abgeleitet und wird am Mischer-Lokaloszillator-Eingangsanschluß 24 angelegt. Der Diskussion halber ist angenommen, daß die Frequenz des Lokaloszillatorsignals F_LO 4 GHz ist, aber die Frequenz jede andere erwünschte Frequenz sein könnte.
Deutlich ist, daß unabhängig davon, ob das ankommende Signal S_RF 3 GHz oder 5 GHz hat, mit einer Einstellung der Frequenz F_LO des Lokaloszillators auf 4 GHz vom Zwischenfrequenz-Ausgangsanschluß 26 ein Zwischenfrequenzsignal S_IF abgeleitet wird, das eine Frequenz von 1 GHz hat . Somit hat das Zwischenfrequenzsignal S_IF eine Frequenz, die niedriger als jede der ankommenden Signalfrequenzen und die Absolutdifferenz der Frequenzen zwischen dem ankommenden Signal und dem Lokaloszillatorsignal unabhängig davon ist, ob die Frequenz F_LO des Lokaloszillatorsignals höher oder niedriger als die Frequenz des ankommenden Signals S_RF ist.
Natürlich wird angenommen, daß der Verstärker 30, sofern er verwendet wird, ein relativ breitbandiger Verstärker ist; und daß in jedem Fall die Frequenzbehandlungskennlinien der Frequenzmischschaltung von 1 so sind, daß sie bei den interessierenden Frequenzen im wesentlichen flach sind. Somit zeigt 2a ein normalerweise charakteristisches Signal spektrum der Eingangssignale S_RF und des Eingangssignalrauschens N_RF. Hier liegt ein spezifisches Signal vor, das in diesem Fall auf 3 GHz eingestellt ist, was bei 40 gezeigt ist. Vorhanden ist ein typisches Grundrauschen 42, das relativ flach ist, wobei ein Abfall oberhalb jeder interessierenden Frequenz auftritt. Zu beachten ist, daß der Pegel des ankommenden Signals bei 40 höher als der Pegel des Grundrauschens bei 42 ist. Insbesondere ist auch zu beachten, daß das Grundrauschen 42 auch bei 5 GHz vorliegt.
Gemäß 2b hat das Zwischenfrequenzsignal S_IF darstellungsgemäß bei 44 den gleichen allgemeinen Pegel wie das ankommende Signal 40. Gezeigt ist auch das abwärtsumgewandelte Signalrauschen 46, das die Rauschkomponente aus dem Rauschspektrum in Zentrierung auf das ankommende Signal 40 und das Folge der Abwärtsumwandlung von der Frequenz 3 GHz auf 1 GHz zeitgleich mit der Abwärtsumwandlung des ankommenden Signals auf S_IF mit 1 GHz ist. Allerdings kommt es bei Fehlen eines solchen Schaltungsaufbaus, wie ihn die Erfindung bereitstellt, auch zu einem bei 48 gezeigten Spiegelrauschen. Grund dafür ist, daß ein Spiegelsignal auch bei der gleichen Absolutdifferenz von Frequenzen zwischen der Frequenz des ankommenden Signals und der Frequenz des Lokaloszillatorsignals auftritt, aber auf der anderen Seite der Lokaloszillatorfrequenz als die des ankommenden Signals. Da das Rauschen im wesentlichen das gleiche mit in diesem Fall 5 GHz ist, wie es mit 3 GHz ist, addiert sich das Rauschen 48, das um die Spiegelfrequenz vorliegt, zum Spiegelrauschen 46, das um die Signalfrequenz vorhanden ist, was dazu führt, daß der Pegel des erwünschten Signals S_IF kleiner als das kombinierte Signalrauschen und Spiegelrauschen ist. Anders ausgedrückt wird das resultierende Zwischenfrequenzsignal unter solchen Umständen durch das Rauschen verzerrt bzw. verdeckt.
Die gleichen Bedingungen gelten für 3a und 3b mit der Ausnahme, daß das Signal 50 auf 5 GHz über dem Signalgrundrauschen 52 eingestellt ist; und das bei 54 gezeigte abgeleitete Signal S_IF ist wiederum kleiner als das Rauschen infolge der additiven Natur des abwärtsumgewandelten Rauschens 56 vom 5-GHz-Signal zusammen mit dem Spiegelrauschen 58.
Erfindungsgemäß ist aber eine Topologie für einen Abwärtsumwandlungsmischer vorgesehen, der Signale mit einer von zwei Frequenzen akzeptiert, während er ein Spiegelsignal mit der anderen der ankommenden Signalfrequenzen unterdrückt.
In 4 ist eine Schaltung gezeigt, die einen erfindungsgemäßen Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer 100 verwendet. Zu beachten ist, daß die gleiche Bezugszahl 100 im Laufe der gesamten nachfolgenden Diskussion zur Bezeichnung eines Spiegelfrequenzunterdrückungsmischers verwendet wird, dessen spezifische Einzelheiten variieren können, aber dessen Funktionsweise in allen nachfolgend diskutierten Ausführungsformen genau gleich bleibt. Wie deutlich wird, ist tatsächlich die allgemeine Anwendung des Spiegelfrequenzunterdrückungsmischers gemäß der jeweiligen Darstellung von 4 und 5 im wesentlichen identisch, wobei 5 den Spiegelfrequenzunterdrückungsabschnitt der Topologie einer Schaltung des Spiegelfrequenzunterdrückungsmischers, z. B. der von 4, zeigt. Ebenso gelten die gleichen Bedingungen für die Breitband/Mehrband-Detektornutzung eines erfindungsgemäßen Spiegelfrequenzunterdrückungsmischers gemäß 6.
In 4 ist ein spezifischer Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer 110 vorgesehen. Wichtig ist aber zu beachten, daß für die anfängliche Diskussion des Spiegelfrequenzunterdrückungsmischers das ankommende Signal so betrachtet wird, daß es eines von zwei Signalen mit zwei diskreten Frequenzen auf die gleiche Weise ist, wie das ankommende Signal zum Mischer von 1 so betrachtet werden kann, daß es ein Signal mit einer und/oder der anderen von zwei unterschiedlichen Frequenzen ist.
Daher sei angenommen, daß ein ankommendes Signal am Mischereingangsanschluß 112 vorhanden ist, wobei die Frequenz des ankommenden Signals die Frequenz f_h und/oder f_l sein kann, eine hohe ankommende Signalfrequenz bzw. eine niedrige ankommende Signalfrequenz. Allerdings erfolgt durch den Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer die Abwärtsumwandlung einer oder der anderen der ankommenden Signalfrequenzen auf ein niedrigeres Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f_if, das vom Mischer-Zwischenfrequenz-Ausgangsanschluß 114 abgeleitet wird. Somit stellt das Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f_if dar, welches der ankommenden Signale mit den Frequenzen f_h oder f_l zu jedem Zeitpunkt von besonderem Interesse ist, während gewährleistet ist, daß eine Spiegelfrequenzunterdrückung jedes Signals oder Rauschens mit der anderen der beiden Frequenzen f_l oder f_h erfolgt, die zu diesem Zeitpunkt nicht von besonderem Interesse ist.
Der Mischer verfügt über einen Nicht-Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer 117, der ein Mischelement 116 aufweist. Vorhanden ist ein Mischer-Lokaloszillator-Eingangsanschluß 118, an dem ein Lokaloszillatorsignal angelegt ist. In diesem Fall stammt das Lokaloszillatorsignal von einem zweiten Lokaloszillator 120 (der ein zweiter Lokaloszillator im Zusammenhang der Gesamtschaltung von 4, 5 und 6 ist), und das Signal vom Lokaloszillator 120 hat die Frequenz f_lo.
Mit kurzem Bezug auf 11 ist dort ein typisches schematisches Blockschaltbild eines Nicht-Spiegelfrequenzunterdrückungsmischers 117 gezeigt, der in der Erfindung eingesetzt ist. Die Hauptkomponente des Mischers 117 ist eigentlich das Mischelement 116, bei dem es sich um das einzige aktive Element im Mischer 117 handelt und das wie zuvor erwähnt jede nichtlineare Komponente sein kann, z. B. eine Diode, ein antiparalleles Diodenpaar, ein Transistor usw. Die übrigen Elemente, die normalerweise zu einem solchen Mischer 117 gehören, verfügen über ein Hochfrequenz- (Funkfrequenz-) oder HF-Filter 119, ein Zwischenfrequenz- oder ZF-Filter 121 und ein Lokaloszillator- oder LO-Filter 123. Der Mischer-Zwischenfrequenz-Ausgangsanschluß 114 und der Mischer-Lokaloszillator-Eingangsanschluß 118 sind beide gezeigt. Von besonderer Bedeutung ist, daß der Mischer 117 ein aktives Mischelement 116 aufweist, was soeben diskutiert wurde.
Das Vorhandensein von Signalen mit den Frequenzen f_h und/oder f_l am Mischereingangsanschluß 112, mit der Frequenz f_lo am Mischer-Lokaloszillator-Eingangsanschluß 118 und mit der vom Zwischenfrequenz-Ausgangsanschluß 114 abgeleiteten Zwischenfrequenz f_if ist durch Kreise 122, 124 bzw. 126 gezeigt. Wie zuvor diskutiert wurde, ist die Beziehung zwischen diesen verschiedenen Signalen mit den angegebenen Frequenzen so, daß die Frequenz f_lo gewählt ist, um ein Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f_if unter Verwendung der Absolutdifferenz von Frequenzen zwischen dem ankommenden Signal und dem Lokaloszillatorsignal zu bilden; und die Frequenz f_lo des Lokaloszillatorsignals ist so gewählt, daß sie das Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f_if für eines der beiden ankommenden Signale mit der Frequenz f_h bzw. f_l bildet, wodurch f_if = f_h – f_lo und f_if = f_lo – f_l sind.
Wie zuvor diskutiert, existiert für Signale mit der Frequenz f_h ein Spiegelfrequenzsignal mit f_l, wobei f_l = f_lo – f_h ist. Ähnlich existiert für Signale mit den Frequenzen f_l ein Spiegelfrequenzsignal mit der Frequenz f_h als f_h = f_lo + f_if.
Eine der Hauptkomponenten des Spiegelfrequenzunterdrückungsmischers der Erfindung ist eine allgemein bei 130 gezeigte steuerbare Schaltereinrichtung. Die genaue Art der steuerbaren Schaltereinrichtung 130 liegt nicht im Schutzumfang der Erfindung. Somit können sich die Einzelheiten der steuerbaren Schaltereinrichtung 130 von 5 von der steuerbaren Schaltereinrichtung gemäß 4 dadurch unterscheiden, daß die steuerbare Schaltereinrichtung von 5 darstellungsgemäß ein Paar FETs aufweist, was später näher diskutiert wird. Wie aus der Konfiguration einer beliebigen Darstellung von 4, 5 und 6 hervorgeht, funktioniert die steuerbare Schaltereinrichtung in jedem Fall als einpoliger Umschalter.
Die steuerbare Schaltereinrichtung wird durch ein Steuersignal gesteuert, das zum Mischer an einem Steuersignal-Eingangsanschluß 132 eingegeben wird; und der Zweck des Steuersignals, das am Steuersignal-Eingangsanschluß 132 eingegeben wird, besteht darin, den steuerbaren Schalter 130 zu veranlassen, eine seiner beiden Schalterpositionen als einpoliger Umschalter unter der Steuerung der Steuersignale einzunehmen. So bewirkt ein Steuersignal, das z. B. hochpeglig ist, daß die steuerbare Schaltereinrichtung ihre erste Schalterposition einnimmt; während ein Steuersignal, das z. B. tiefpeglig ist, die steuerbare Schaltereinrichtung veranlaßt, ihre zweite Schalterposition einzunehmen.
Mit speziellem Bezug auf 4 ist nochmals zu beachten, daß Signale mit der hohen Eingangsfrequenz f_h und/oder der niedrigen Eingangsfrequenz f_l am Mischereingangsanschluß 112 erscheinen. Von dort können sie normalerweise einen Verstärker 134 und ein Hochpaßfilter 136 durchlaufen, wobei aber keines dieser Elemente zum Betrieb der Erfindung beiträgt. Jedoch ist zu beachten, daß es in Verbindung mit der steuerbaren Schaltereinrichtung 130 zwei Signalwege gibt, die durch gestrichelte Pfeile S₁ und S₂ gezeigt sind. Deutlich ist, daß ein Signal vom Mischereingangsanschluß 112 zum Mischelement 116 im zuvor diskutierten Mischer 117 über die steuerbare Schaltereinrichtung 130 auf dem Weg S₁ oder S₂ je nach der Schalterposition fließt, die die steuerbare Schaltereinrichtung 130 unter der Steuerung von Steuersignalen eingenommen hat, die ihr am Steuersignal-Eingangsanschluß 132 zugeführt werden. Befindet sich die steuerbare Schaltereinrichtung 130 in ihrer ersten Position, wird ein Eingangssignal mit der Frequenz f_h vom Mischereingangsanschluß 112 zum Mischelement 116 geführt, und ein Spiegelsignal mit der Frequenz f_l wird unterdrückt und vom Mischelement 116 entkoppelt. Befindet sich ähnlich die steuerbare Schaltereinrichtung 130 in ihrer zweiten Schalterposition, wird ein Signal mit der Frequenz f_l vom Mischereingangsanschluß 112 zum Mischelement 116 geführt, und ein Spiegelsignal mit der Frequenz f_h wird unterdrückt und vom Mischelement 116 entkoppelt.
Somit verfügt das Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f_if über ein abwärtsumgewandeltes Signal als Darstellung eines der Eingangssignale mit der Frequenz f_h bzw. f_l zusammen mit etwaigem Rauschen, das mit einer dieser Eingangssignalfrequenzen auftreten kann. Außerdem ist das Zwischenfrequenzsignal im wesentlichen frei von einem abwärtsumgewandelten Signal als Darstellung des anderen der Eingangssignale mit der Frequenz f_l bzw. f_h zusammen mit etwaigem Rauschen, das mit der gleichen Spiegelfrequenz auftreten kann.
Gemäß einem wichtigen Gesichtspunkt der Erfindung hat der erste Signalweg S₁ eine Banddurchlaßkennlinie bei einer ausgewählten Frequenz, die eine der Eingangsfrequenzen f_h und f_l sein kann. Dargestellt ist dies durch ein Filter 138 mit einer Banddurchlaßkennlinie, für die eine Kennlinie in einem Kreis 140 gezeigt ist.
Der zweite Signalweg S₂ hat ein Filterelement 142 mit einer Bandsperrkennlinie bei der gleichen Frequenz wie die Banddurchlaßfrequenz des Filterelements 138. Eine typische Kennlinie des Bandsperrfilters ist in einem Kreis 144 gezeigt.
Wie erwähnt, sind die Banddurchlaßkennlinie im Signalweg S₁ und die Bandsperrkennlinie im Signalweg S₂ jeweils mit der gleichen Frequenz hergestellt, die eine Eingangsfrequenz f_h oder f_l sein kann. Für die Diskussion sei angenommen, daß die Banddurchlaßkennlinie des Elements 138 und die Bandsperrkennlinie des Elements 142 jeweils auf die höhere der Eingangsfrequenzen f_h eingestellt sind. Natürlich ist diese Eingangsfrequenz f_h größer als die Lokaloszillatorfrequenz f_lo, und wie zuvor erwähnt, hat das Zwischenfrequenzsignal eine Frequenz f_if = f_h – f_lo. Somit wird das ankommende Signal f_h auf die Frequenz f_if abwärtsumgewandelt. Zugleich wird die Spiegelfrequenz f_l, die sich als f_l = f_lo – f_if gemäß der vorstehenden Darstellung berechnet, durch das Banddurchlaßfilterelement 138 stark gedämpft. Ist also der Weg S₁ durch Plazieren der steuerbaren Schaltereinrichtung 130 in ihrer ersten Schalterposition ausgewählt, so ist ein Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer gemäß herkömmlicher Technik realisiert, der eine Spiegelfrequenzunterdrückung bei der Frequenz f_l hat, während er Eingangssignale mit der Frequenz f_h zur weiteren Verarbeitung akzeptiert.
Ist ebenso der Signalweg S₂ durch die geeignete Steuerung der steuerbaren Schaltereinrichtung 130 ausgewählt und hat er eine Bandsperrkennlinie bei der gleichen Frequenz wie die Banddurchlaßkennlinie des Filterelements 138, so durchläuft ein mit der Frequenz f_h erscheinendes Signal nicht das Filterelement 142. Jedoch durchläuft ein mit der Eingangsfrequenz f_l erscheinendes Signal das Filterelement 142, da angenommen ist, daß die Bandsperrkennlinie des Bandsperrfilters ausreichend schmal ist, so daß ein Signal mit der Frequenz f_l relativ ungehindert durchläuft. Somit läuft dieses Signal mit der Eingangsfrequenz f_l über den Signalweg S₂, wenn die Band sperrkennlinie auf die andere Eingangsfrequenz f_h eingestellt ist; und deutlich ist, daß gleichermaßen ein Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer konfiguriert ist, durch den ein ankommendes Signal mit der Frequenz f_l auf die Zwischenfrequenz f_if abwärtsumgewandelt wird, aber die Spiegelfrequenz mit der Frequenz f_h unterdrückt wird, da sie nicht das Bandsperrfilterelement 142 durchläuft.
Sind also die Banddurchlaß- und Bandsperrfilterkennlinien der Filterelemente 138 und 142 beide so eingestellt, daß sie bei der höheren der ankommenden Signalfrequenzen f_h arbeiten, sorgt der Signalweg S₁ für Spiegelfrequenzunterdrückung für ein Signal, das auf der hohen Seite der Lokaloszillatorfrequenz f_lo liegt; und der Signalweg S₂ sorgt für Spiegelfrequenzunterdrückung für ein Signal, das auf der niedrigen Seite der Lokaloszillatorfrequenz f_lo liegt.
Der Rest der Schaltung gemäß 4 und 5 weist eine Empfangsantenne 160, die geeignet ist, Hoch-Funkfrequenzen zu empfangen, und ihren Eingangsanschluß 172 auf. Ein erster Mischer 162 ist vorgesehen und empfängt Signale von der Empfangsantenne 160 sowie Lokaloszillatorsignale von einem steuerbaren Lokaloszillator 164 an seinem Lokaloszillator-Eingangsanschluß 174. Im Kontext der Schaltbilder von 5 und 6 steht der erste Lokaloszillator 164 unter der Steuerung einer Durchlaufsteuerung 166 und eines Mikroprozessors 168. Die Anordnung ist so, daß das erste Zwischenfrequenzsignal, das vom Ausgangsanschluß 170 des Mischers 162 abgeleitet wird, von der Steuerung des Lokaloszillators 164 von der Durchlaufsteuerung 166 abhängt; und in Kenntnis der ankommenden Frequenzen, die die Empfangsantenne 160 empfängt und die von Interesse sind, kann die Frequenz des steuerbaren Lokaloszillators auf eine oder eine weitere Lokaloszillatorfrequenz eingestellt werden, wodurch das erste Zwischenfrequenzsignal vom Ausgangsanschluß 170 des ersten Mischers 162 zum Mischereingangsanschluß 162 des Spiegelfrequenzunterdrückungsmischers 100 als erstes Zwischenfrequenzsignal f_h oder als zweites niedriges Zwischenfrequenzsignal f_l gemäß der vorstehenden Diskussion eingegeben werden kann.
Somit ist deutlich, daß die allgemeinen schematischen Schaltungen der jeweiligen 4 und 5 einen zweiten Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer für einen Hoch-Funkfrequenzempfänger bilden.
Eine spezielle Form von Hoch-Funkfrequenzempfänger, in dem erfindungsgemäße Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer besonders gut genutzt werden können, sind Radardetektoren. Anhand von 6 wird später eine typische Radardetektorkonfiguration näher diskutiert. Zwischenzeitlich wird nunmehr speziell auf 5 Bezug genommen.
In der Schaltung von 5 weist der allgemein bei 130 gezeigte steuerbare Schalter ein Paar FETs 180 und 182 auf. Wie zuvor werden Steuersignale zum steuerbaren Schalter 130 geführt, indem sie am Steuersignal-Eingangsanschluß 132 angelegt werden. Die Steuersignale bewirken das Einschalten eines der FETs durch das Anlegen einer geeigneten Vorspannung auf eine Weise, die außerhalb des Schutzumfangs der Erfindung liegt, und zudem das Ausschalten der Vorspannung für den anderen FET. Wird also der FET 180 unter der Steuerung von Steuersignalen eingeschaltet, die am Steuersignal-Eingangsanschluß 132 anliegen, und der FET 182 gleichzeitig ausgeschaltet, arbeitet der Signalweg S₁. Ist ebenso der FET 182 auf seinen Ein-Zustand gesteuert und der FET 180 auf seinen Aus-Zustand gesteuert, arbeitet der Signalweg S₂. Zwecks durchgängiger Beschreibung sei angenommen, daß der steuerbare Schalter 130 in seiner ersten Schalterposition ist, wenn der FET 180 leitet und der FET 182 nicht; und daß sich der steuerbare Schalter 130 in seiner zweiten Schalterposition befindet, wenn der FET 182 leitend und der FET 180 nichtleitend ist.
Gemäß 5 weist der Weg S₁ eine Mikrostreifenleitungs-Banddurchlaßfilterstruktur auf, die über Elemente 184 und 186 verfügt. Auch der Signalweg S₂ weist einen Mikrostreifenleitungs-Bandsperrfilterabschnitt 190 aus einem Mikrostreifenleitungselement 188 auf.
Der Betrieb der Topologie der Mikrostreifenleitungsfilter und des mit FETs arbeitenden steuerbaren Schalters von 5 läuft wie folgt ab: Liegen die Steuersignale am steu erbaren Schalter 130 so an, daß der FET 180 ein- und der FET 182 ausgeschaltet wird, ist der Signalweg S₁ gewählt. Wie zuvor zeigt der Signalweg S₁ eine Banddurchlaßkennlinie bei der Eingangsfrequenz f_h oder f_l, und der Signalweg S₂ zeigt eine Bandsperrkennlinie bei der gleichen ausgewählten Frequenz f_h oder f_l.
Deutlich ist, daß die Drains der FETs 180 und 182 miteinander verbunden sind, was eine Ausgabe vom steuerbaren Schalter 130 bildet. Deutlich ist ferner, daß unabhängig davon, welcher FET 180 oder 182 nichtleitend ist, sein Gate eine hohe Impedanz hat, die primär reaktiv ist; und in einer verteilten Struktur, z. B. die Mikrostreifenleitungselemente der Wege S₁ und S₂, wird ein hochohmiger Abschluß zu einer niedrigen Impedanz eine Viertel Wellenlänge nach dem Abschluß. Sorgfältig ist darauf zu achten, daß die niedrige Impedanz nicht einen der gewünschten Übertragungswege S₁ und S₂ in Nebenschluß legt, um keine reduzierte Empfindlichkeit zu verursachen. Daher darf die Impedanz, die vom nicht ausgewählten Weg S₁ oder S₂ reflektiert wird, nicht die Signalübertragung im ausgewählten Weg S₁ oder S₂ mit der jeweils ausgewählten Eingangsfrequenz f_h oder f_l beeinträchtigen.
Ist in der Topologie von 5 der Signalweg S₁ ausgewählt, bildet der Abzweigleitungs-Filterabschnitt 190 des Mikrostreifenleitungselements 188 einen Kurzschluß an der Ebene P₁ mit der Frequenz des Signals, das über den Signalweg S₁ durchgelassen wird. Dadurch wird jede Impedanz, die vom Gate des FET 182 reflektiert wird, an der Ebene P₁ auf null gezwungen. Außerdem reflektiert sich die Nullimpedanz an der Ebene P₁ als offener Kreis an einer Ebene P₂ mit der gleichen Frequenz; und die Impedanz an der Ebene P₂ mit dieser Frequenz ist unabhängig von der Gateimpedanz des FET 182. Der offene Kreis an der Ebene P₂ erzeugt im Grunde eine geeignete Topologie für ein einzelnes Resonatorbanddurchlaßfilter bei der über den Signalweg S₁ übertragenen Frequenz zwischen dem Eingang 112 und dem Gate des FET 180. Dieses Filter unterdrückt die Spiegelfrequenz, die in diesem Fall im wesentlichen f_h – 2 × f_if beträgt, und das Filter wird nicht durch die Gateimpedanz des FET 182 beeinträchtigt.
Ist der Signalweg S₂ ausgewählt, so ist die abwärtsumzuwandelnde Frequenz gemäß der bisherigen Diskussion die Eingangsfrequenz f_l. In diesem Fall hat die Spiegelfrequenz die Frequenz f_h.
Der FET 182 wird ein- und der FET 180 ausgeschaltet. Nunmehr unterdrückt der Bandsperrabzweigleitungs-Filterabschnitt 190 im Mikrostreifenleitungselement 188 die Spiegelfrequenz f_h und läßt die interessierende Frequenz, die Eingangsfrequenz f_l, durch.
Außerdem tritt eine Kopplung in den parallelen Anfangsabschnitten zwischen dem Mikrostreifenleitungselement 186 und dem Mikrostreifenleitungselement 188 mit der ausgewählten Banddurchlaß- und Bandsperrfrequenz auf, so daß bei der Frequenz f_h – der o. g. Durchgängigkeit der Diskussion halber – die gesamte in den Signalweg S₂ eingespeiste Energie mit dem Signalweg S₁ bei dieser Frequenz gekoppelt wird. Wie erwähnt, soll außerdem der Signalweg S₂ Signale mit dieser Frequenz infolge seiner Bandsperrkennlinie bei der ausgewählten Frequenz unterdrücken.
Bei allen anderen Frequenzen mit Ausnahme derer, die der ausgewählten Eingangssignalfrequenz recht nahe sind, kommt es ferner zu keiner gegenseitigen Kopplung der Signalwege S₁ und S₂, da diese Frequenzen nicht in die abgestimmte Frequenz des Resonators fallen, der durch das Element 186 im Signalweg S₁ gebildet ist.
In 6 ist eine allgemeine schematische Darstellung für die Eingangsstufe eines Breitband/Mehrband-Radardetektors allgemein bei 200 gezeigt. Wiederum werden gleiche Bezugszahlen für Schaltungselemente und -komponenten verwendet, die mit den zuvor diskutierten identisch sind oder den gleichen Zweck erfüllen oder die mit ihnen funktionell identisch arbeiten.
Somit weist der Breitband/Mehrband-Radardetektor eine Mikroprozessorsteuerung 168, einen ersten Lokaloszillator 164, einen zweiten Lokaloszillator 120 und einen dritten Lokaloszillator 202 auf. Vorhanden sind drei Mischer, d. h. ein erster Mischer 162, ein zweiter Mischer, der ein erfindungsgemäßer Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer 100 ist, und ein dritter Mischer 204. Zusätzlich sind eine Empfangsantenne 160 und eine Benutzereingabeeinrichtung 206 vorhanden, z. B. eine Schalttafel, die zum Eingeben von Steuerkriterien in die Mikroprozessorsteuerung 168 verwendet wird. Erwartungsgemäß verfügt wie in jedem Radardetektor der Radardetektor-Schaltungsaufbau 200 über eine Signalverarbeitungseinrichtung, z. B. einen FM-Demodulator 206, einen Radarsignal-Verarbeitungsschaltungsaufbau 208 und einen Audioverarbeitungs-Schaltungsaufbau 210. Zu den Funktionen und Zwecken der Verarbeitungsschaltungen 208 und 210 gehören das Anzeigen, welches von mehreren detektierten Radarbändern detektiert wurde, Erzeugen einer Anzeige für die Signalstärke des detektierten Radarbands, Erzeugen akustischer Warnungen usw. Eigentlich könnte der dritte Mischer 204 je nach anderen Parametern der Radardetektorgestaltung entfallen; aber in jedem Fall finden sich wie erwähnt geeignete Signalverarbeitungsschaltungen und andere Ausgangsschaltungen.
Im Hinblick auf den Betrieb der Schaltungen von 4, 5 und 6 ist es in gewisser Hinsicht zweckmäßig, davon auszugehen, daß die Frequenz des zweiten Lokaloszillators 120 eine Ausgangsfrequenz f_lo2 hat; und daß die Frequenz f_lo2 so gewählt ist, daß sie für ein Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f_if2 für eines der beiden ankommenden Signale mit der Frequenz f_h bzw. f_l sorgt. So gilt f_if2 = f_h – f_lo2 und f_if2 = f_lo2 – f_l.
Außerdem gibt es für Signale mit der Frequenz f_h ein Spiegelfrequenzsignal, das mit f_l als f_l = f_lo2 – f_if2 vorliegt.
Gleichermaßen gibt es für Signale mit der Frequenz f_l ein Spiegelfrequenzsignal, das mit f_h als f_h = f_lo2 + f_if2 existiert.
Sind also eines oder beide von ankommenden Signalen mit den Frequenzen f_h und f_l am Mischereingangsanschluß 112 des Spiegelfreguenzunterdrückungsmischers 100 vorhanden und ist das Lokaloszillatorsignal mit der Frequenz F_lo2 am Mischer-Lokaloszillator-Eingangsanschluß 132 angelegt, wird ein Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f_if2 vom Mischer-Zwischenfrequenz-Ausgangsanschluß 114 abgenommen.
Daher weist erfindungsgemäß das Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f_if2 ein abwärtsumgewandeltes Signal auf, das eines der Eingangssignale mit der Frequenz f_h oder f_l darstellt; und im Fall einer der Schaltungen in 4, 5 und 6 sind Eingangssignale zum Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer 100 effektiv Zwischenfrequenzsignale, die vom ersten Mischer 162 ausgegeben werden. In jedem Fall verfügt ein Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz f_if2 über ein abwärtsumgewandeltes Signal als Darstellung der Frequenz f_h oder f_l zusammen mit etwaigem Rauschen, das mit der gleichen ankommenden Signalfrequenz auftreten kann; und dieses Zwischenfrequenzsignal ist im wesentlichen frei von einem abwärtsumgewandelten Signal als Darstellung des anderen der Eingangssignale mit der Frequenz f_l bzw. f_h zusammen mit etwaigem Rauschen, das mit der gleichen Spiegelfrequenz auftreten kann.
Anhand von 7 folgt nunmehr eine Diskussion, die nachweist, daß die Lokaloszillatorfrequenz, die in den Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer der Erfindung eingegeben wird, über einen Bereich variiert werden kann, der normalerweise plus oder minus 5% der anfänglichen ausgewählten Lokaloszillatorfrequenz betragen kann.
In 7 sind zwei Kurven 302 und 304 gezeigt, die im wesentlichen die Banddurchlaß- und Bandsperrkennlinie der Elemente 138 und 142 oder der Struktur mit den Elementen 184, 186 zusammen mit dem Element 188 demonstrieren, die man in den Signalwegen S₁ und S₂ von 4 und 5 vorfindet. Wie zuvor erwähnt, sind diese Kennlinien auch in den Kreisen 140 und 144 in 4 gezeigt.
In jedem Fall zeigt 7 auch drei Frequenzen f_h, f_l und f_lo. Die Frequenz f_lo ist zwischen den Frequenzen f_h und f_l zentriert und von ihnen um einen Betrag getrennt, der gleich der Zwischenfrequenz f_if ist. Der Diskussion halber kann f_lo so betrachtet werden, daß sie eine anfängliche ausgewählte Frequenz von 4 GHz ist; die Frequenz f_h beträgt 5 GHz, die Frequenz f_l 3 GHz und die Zwischenfrequenz f_if 1 GHz.
Jede der Banddurchlaßkennlinie 302 und der Bandsperrkennlinie 304 sind um f_h zentriert. Das heißt, ihre höchste Banddurchlaßsignalstärke oder Bandsperrsignalunterdrückung tritt bei der Frequenz f_h auf.
Die Lokaloszillatorfrequenz f_lo kann um einen kleinen Betrag variiert werden, was bei 310 gezeigt ist. Beträgt z. B. die Lokaloszillatorfrequenz f_lo 4 GHz und die Variation plus oder minus 5% dieser Anfangsfrequenz, so beträgt die Breite des Bereichs von Frequenzen gemäß der Darstellung bei 310 400 MHz (±200 MHz zentriert auf 4 GHz).
Infolge der Art des Mischers ist bekannt, daß bei Verschiebung der Lokaloszillatorfrequenz um ein gewisses Maß der Mischer fähig sein kann, ein ankommendes Signal mit einer Frequenz auszuwählen, die ebenfalls um den gleichen Betrag verschoben ist. Bei 312 ist eine Verschiebung von Signalen mit der Frequenz f_h gezeigt und bei 314 eine Verschiebung von Signalen mit der Frequenz f_l.
Deutlich ist, daß für die Banddurchlaßkennlinie 302 keine signifikante Abnahme des Signalpegels über den relativ schmalen, mit 312 bezeichneten Bereich vorliegt; und daß ebenso für die Bandsperrkennlinie 304 keine erhebliche, bei 314 gezeigte Veränderung der Fähigkeit des Elements 142 vorliegt, ein Signal zu akzeptieren und durchzulassen, das etwas über oder etwas unter der Frequenz f_l liegt.
Für die Spiegelfrequenzen, die auftreten können, geht aus 7 hervor, daß die gleichen allgemeinen Bedingungen gelten und daß bei Verschiebung der Frequenz des Lokaloszillators um einen Bereich bis etwa plus oder minus 5% seiner ausgewählten Anfangsfrequenz die Spiegelfrequenz immer noch erheblich gedämpft wird und der Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer wie oben beschrieben funktioniert. Somit liegt für einen Bereich von Signalen in Zentrierung auf die Frequenz f_h gemäß 312 immer noch eine erhebliche Unterdrückung des Spiegelsignals vor, das gemäß 316 auf 3 GHz zentriert ist. Gleichermaßen liegt für einen Bereich von Frequenzen in Zentrierung auf die Frequenz f_l gemäß 314 immer noch eine signifikante Spiegelfrequenzunterdrückung des Spiegelsignals in Zentrierung auf 5 GHz gemäß 318 vor.
Abschließend folgt anhand von 8, 9 und 10 eine Diskussion zum breiten Bereich von Frequenzen, die in einem solchen Radardetektor gemäß 200 in 6 als interessierend ausgewählt sein können. Im wesentlichen demonstrieren 8, 9 und 10 die Auswirkung einer niedrigseitigen oder hochseitigen Oszillatoreinspeisung, wobei die ankommenden Signale zum Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer eine der Frequenzen f_h und f_l gemäß der vorstehenden Diskussion haben können.
Erneut sei der vereinfachten Diskussion halber angenommen, daß Frequenzen f_h und f_l gemäß der Tabelle in 8 als f₁₁₂ – die Frequenz, die am Eingangsanschluß 112 des Unterdrückungsmischers 100 auftritt – 5 GHz oder 3 GHz betragen können.
Festgestellt wurde, daß die Frequenz des ersten Lokaloszillators 164 unter der Steuerung der Durchlaufsteuerung 166 und des Mikroprozessors 168 geändert werden kann; und für diese Diskussion sei angenommen, daß die Ausgangsfrequenz des ersten Lokaloszillators 164 minimal 15 GHz betragen kann, in 8 als f_164MIN gezeigt, und daß die maximale Ausgangsfrequenz vom ersten Lokaloszillator 164 16 GHz beträgt, in 8 als f_164MAX gezeigt.
Klar sollte auch sein, daß der erste Lokaloszillator 164, wenngleich unter der Steuerung der Durchlaufsteuerung 166 und des Mikroprozessors 168 stehend beschrieben, auch allgemeiner als Kipp- bzw. Frequenzdurchlauf-Lokaloszillator betrachtet werden kann. Anders gesagt kann die Frequenz des Lokaloszillators jede Frequenz im diskutierten Bereich im Hinblick auf seinen Durchlaufbereich annehmen; und in jedem Fall liegt die Steuerung der Oszillatordurchlauf-Steuersignale letztendlich bei einer Mikroprozessorsteuerung. Zudem kann gemäß der vorstehenden Diskussion im Hinblick auf die Änderung der Frequenz des Lokaloszillators ein Frequenzdurchlauf-Lokaloszillator auch einer sein, dessen Frequenz sich über einen Bereich ändert, z. B. plus oder minus 5% der Mittenfrequenz.
Liegt die Oszillatoreinspeisung im Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer 100, d. h. die Frequenz des Lokaloszillators 120, unter der Eingangsfrequenz am Eingangsanschluß 112, so läßt sich erkennen, daß für eine Frequenz f₁₁₂ von 5 GHz, wenn die Frequenz f_164MAX 16 GHz beträgt, die interessierende Frequenz, die an der Empfangsantenne 160 detektiert wird, in 8 als Frequenz f_160MAX bezeichnet, 21 GHz beträgt. Deutlich wird dies aus den mathematischen Beziehungen, daß f_164MAX mit 16 GHz plus f₁₁₂ mit 5 GHz dafür sorgt, daß f_160MAX mit 21 GHz detektiert wird.
Für die niedrigseitige Einspeisung, bei der die Frequenz des Lokaloszillators f_164MIN 15 GHz beträgt, detektiert die Schaltung von 6 ebenso ankommende Signale an der Empfangsantenne 160 mit einer Frequenz von f_160MIN, die 20 GHz beträgt.
Die gleichen Bedingungen gelten für die hochseitige Oszillatoreinspeisung, wobei f_160MAX 11 GHz betragen kann (bestimmt durch die Differenz zwischen f_164MAX mit 16 GHz und f₁₁₂ mit 5 GHz) und f_160MIN 10 GHz sein kann.
Die zweite Zeile der Tabelle von 8 demonstriert die gleichen Bedingungen mit der Ausnahme, daß die Eingangsfrequenz am Eingangsanschluß 112 in 6 die Frequenz f_l ist, die für die Diskussion mit 3 GHz angenommen ist.
Die Tabelle von 8 ist in 9 und 10 grafisch dargestellt. Aus diesen Darstellungen wird deutlich, daß es durch Abstimmen eines ersten Lokaloszillators über eine 1-GHz-Bandbreite (15 GHz bis 16 GHz) möglich ist, ankommende Signale zu empfangen, die 4 GHz Bandbreite abdecken (10 GHz bis 11 GHz, 12 GHz bis 13 GHz, 18 GHz bis 19 GHz und 20 GHz bis 21 GHz).
Aus dieser Diskussion folgt, daß durch einfaches Ändern der Frequenz des ersten Oszillators von 15 GHz auf 16 GHz, um das diskutierte Beispiel zu verwenden, wobei die Eingangsfrequenz zum Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer 100 am Eingangsanschluß 112 entweder 5 GHz oder 3 GHz betragen kann, eine Radardetektor-Eingangsstufe so entwickelt werden kann, daß sie ankommende Radarfrequenzsignale über einen breiten Bereich von Frequenzen akzeptiert und abwärtsumwandelt, ohne Spiegelfrequenzrauschen am zweiten Mischer zuzufügen. All dies wird aber durch Verwendung des Spiegelfrequenzunterdrückungsmischers der Erfindung möglich, durch den ein Spiegelfrequenzsignal und etwaiges Rauschen, das ansonsten mit der gleichen Frequenz wie das Spiegelfrequenzsignal auftreten würde, unterdrückt und nur das interessierende Signal über den Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer zur weiteren Signalhandhabung abwärtsumgewandelt wird.
Beschrieben wurde ein Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer zur Abwärtsumwandlung eines ankommenden Signals, in dem eines oder das andere der beiden ankommenden Signale diskriminiert werden kann, während das andere der ankommenden Signale unterdrückt wird. Insbesondere wird das Rauschen, das auch mit der Spiegelfrequenz vorhanden ist, ebenfalls unterdrückt. Daher ist die Empfindlichkeit von Schaltungen, die einen erfindungsgemäßen Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer zur Abwärtsumwandlung einsetzen, stark erhöht.

Claims

Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer (100) zur Abwärtsumwandlung eines von zwei ankommenden Signalen (40, 50) mit einer Frequenz F_l bzw. F_h in ein niederfrequenteres Zwischenfrequenzsignal (126) mit einer Frequenz F_if, die die Absolutdifferenz von Frequenzen zwischen dem ankommenden Signal (40, 50) und einem Lokaloszillatorsignal (124) ist, mit: einem Lokaloszillator (120), um das Lokaloszillatorsignal zu erzeugen, einem Eingangsanschluß (112) zum Empfangen eines oder beider der ankommenden Signale (40, 50), einer steuerbaren Schaltereinrichtung (130), einem Steuersignal-Eingangsanschluß (132) für die steuerbare Schaltereinrichtung, einem Mischelement (116), einem Mischer-Lokaloszillator-Eingangsanschluß (118), der das Lokaloszillatorsignal (124) empfängt, und einem Mischer-Zwischenfrequenz-Ausgangsanschluß (114); wobei die steuerbare Schaltereinrichtung (130) zwei Schalterpositionen hat und eine der beiden Schalterpositionen unter der Steuerung von Steuersignalen einnimmt, die am Steuersignal-Eingangsanschluß (132) angelegt werden, und so angeordnet ist, daß in einer ersten Schalterposition ein Signal mit einer Frequenz F_h vom Mischereingangsanschluß (112) zum Mischelement (116) geführt wird, während ein Signal mit einer Frequenz F_l unterdrückt und vom Mischelement (116) entkoppelt wird, und so, daß in einer zweiten Position ein Signal mit einer Frequenz F_l vom Mischereingangsanschluß (112) zum Mischelement (116) geführt wird, während ein Signal mit einer Frequenz F_h unterdrückt und vom Mischelement entkoppelt wird; dadurch gekennzeichnet, daß: der Lokaloszillator (120) so angeordnet ist, daß er das Lokaloszillatorsignal (124) mit einer gemeinsamen Frequenz F_lo ungeachtet der Position der steuerbaren Schaltereinrichtung (130) erzeugt, um das Zwischenfrequenzsignal (126) mit der Zwischenfrequenz F_if für eines der beiden ankommenden Signale (40, 50) so zu bilden, daß Fif = Fh – Flo und Fif = Flo – Fl wobei für Signale mit der Frequenz F_h ein Spiegelfrequenzsignal mit F_l als F_l = F_lo – F_if existiert und wobei für Signale mit der Frequenz F_l ein Spiegelfrequenzsignal mit F_h als F_h = F_lo + f_if existiert; wodurch das Zwischenfrequenzsignal mit der Frequenz F_if ein abwärtsumgewandeltes Signal als Darstellung eines der Eingangssignale mit der Frequenz F_h bzw. F_l zusammen mit etwaigem Rauschen aufweist, das mit einer dieser Eingangssignalfrequenzen auftreten kann; und das Zwischenfrequenzsignal im wesentlichen frei von einem abwärtsumgewandelten Signal als Darstellung des anderen der Eingangssignale mit der Frequenz F_l bzw. F_h zusammen mit etwaigem Rauschen ist, das mit der gleichen Spiegelfrequenz auftreten kann.
Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer nach Anspruch 1, ferner mit einem ersten Signalweg (S1) mit einer Banddurchlaßkennlinie bei der ausgewählten der Frequenzen F_l oder F_h und einem zweiten Signalweg (S2) mit einer Bandsperrkennlinie bei der gleichen ausgewählten Frequenz wie die Banddurchlaßfrequenz des ersten Signalwegs, wobei die steuerbare Schaltereinrichtung (130) Signale mit dem Mischelement (116) nur auf dem ersten Signalweg (S1) in der ersten Schalterposition und nur auf dem zweiten Signalweg (S2) in der zweiten Schalterposition koppelt.
Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, wobei der erste Signalweg eine Mikrostreifenleitungs-Banddurchlaßfilterstruktur (184, 186) aufweist und der zweite auswählbare Signalweg eine Mikrostreifenleitungs-Bandsperrfilterstruktur (188, 190) aufweist.
Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer nach Anspruch 3, wobei der erste und zweite Signalweg (S1, S2) bei der ausgewählten Frequenz (F_h oder F_l) miteinander gekoppelt sind.
Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die steuerbare Schaltereinrichtung (130) ein Paar steuerbare FETs (180, 182) aufweist, von denen einer durch das Anlegen von Signalen am Steuersignal-Eingangsanschluß (132) eingeschaltet werden kann, während der andere ausgeschaltet wird, um die erste bzw. zweite Schalterposition einzunehmen.
Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer nach Anspruch 5 in Abhängigkeit von einem der Ansprüche 2 bis 4, wobei ein erster des Paars steuerbarer FETs (180, 182) im ersten Signalweg (S1) zwischen dem Mischereingangsanschluß (112) und dem Mischelement (116) verbunden ist und ein zweiter des Paars steuerbarer FETs (180, 182) im zweiten Signalweg (S2) zwischen dem Mischereingangsanschluß (112) und dem Mischelement (116) verbunden ist, so daß der erste und zweite Signalweg durch Steuerung des EIN- und AUS-Zustands des Paars FETs in die erste Schalterposition bzw. die zweite Schalterposition auswählbar sind.
Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer nach einem der Ansprüche 2 bis 6, wobei die steuerbare Schaltereinrichtung (130) als einpoliger Umschalter funktioniert, der den ersten Signalweg (S1) zwischen dem Mischereingangsanschluß (112) und dem Mischelement (116) in der ersten Schalterposition selektiv koppelt und den zweiten Signalweg (S2) zwischen dem Mischereingangsanschluß (112) und dem Mischelement (116) in der zweiten Schalterposition selektiv koppelt.
Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Frequenz des Lokaloszillators (120) über einen Bereich von ±5% seiner gewählten Frequenz F_lo variiert werden kann.
Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei die Frequenzen der Signale mit den Frequenzen F_h und F_l 5 GHz bzw. 3 GHz betragen und wobei die Lokaloszillatorfrequenz F_lo 4 GHz beträgt.
Spiegelfrequenzunterdrückungs-Eingangsstufe für einen Hoch-Funkfrequenzempfänger mit dem Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei die Spiegelfrequenzunterdrückungs-Eingangsstufe ferner aufweist: eine Empfangsantenne (160) für Hoch-Funkfrequenzen; einen zweiten Lokaloszillator (164); einen zweiten Mischer (162) mit einem Eingangssignalanschluß (172), an dem Signale von der Empfangsantenne angelegt werden, einen zweiten Lokaloszillator-Eingangsanschluß (174), an dem Signale vom zweiten Lokaloszillator angelegt werden, und einen Ausgangsanschluß (170), der mit dem Eingangsanschluß (112) des Spiegelfrequenzunterdrückungsmischers (100) gekoppelt ist und von dem ein von zwei zweiten Zwischenfrequenzsignalen mit den ankommenden Signalfrequenzen F_h bzw. F_l für den Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer abgeleitet wird; wobei der zweite Lokaloszillator unter der Steuerung einer Durchlaufsteuerung (166) und eines Mikroprozessors (168) steht, wodurch das zweite Zwischenfrequenzsignal mit einer der zweiten Zwischenfrequenzen F_h oder F_l abgeleitet wird.
Eingangsstufe für einen Breitband/Mehrband-Radardetektor; wobei der Radardetektor aufweist: einen zweiten Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer (100) nach einem der Ansprüche 1 bis 9, eine Mikroprozessorsteuerung (168), einen zweiten Lokaloszillator (164), einen zweiten Mischer (162), eine Empfangsantenne (160), eine Benutzereingabeeinrichtung (206) zum Eingeben von Steuerkriterien in die Mikroprozessorsteuerung, eine Signalverarbeitungseinrichtung (206) zum Verarbeiten eingegebener Signale und eine Ausgabeeinrichtung (208, 210) zum Ausgeben visueller und/oder akustischer Ausgangssignale als Reaktion auf Ausgangssignale von der Signalverarbeitungseinrichtung, die den Empfang interessierender Radarsignale durch die Empfangsantenne anzeigen; wobei der zweite Mischer (162) folgendes hat: einen Eingangssignalanschluß (172), an dem Signale von der Empfangsantenne angelegt werden, einen zweiten Lokaloszillator-Eingangsanschluß (174), an dem Signale vom zweiten Lokaloszillator angelegt werden, und einen Ausgangsanschluß (170), der mit dem Eingangsanschluß (112) des Spiegelfrequenzunterdrückungsmischers (100) gekoppelt ist und von dem ein von zwei zweiten Zwischenfrequenzsignalen mit den ankommenden Signalfrequenzen F_h bzw. F_l für den Spiegelfrequenzunterdrückungsmischer abgeleitet wird; wobei der zweite Lokaloszillator unter der Steuerung einer Durchlaufsteuerung (166) und eines Mikroprozessors (168) steht, wodurch das zweite Zwischenfrequenzsignal mit einer der zweiten Zwischenfrequenzen F_h oder F_l abgeleitet wird.
Eingangsstufe nach Anspruch 11, ferner mit einem dritten Lokaloszillator (202).