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N-Pfad Filter sind bekannt und werden bisher vorwiegend zur Filterung von niederfrequenten Signalen eingesetzt. Ein klassisches N-Pfad Filter nach 1 besteht aus einem Eingangs-Sampler (4) und einem Ausgangs-Sampler (5) und N, dazwischen liegenden, identischen Tiefpässen. Im einfachsten Fall sind diese Tiefpässe, gemäß 1, RC-Tiefpässe. N-Pfad Filter benötigen an ihren Ein- und Ausgängen zusätzlich sogenannte Anti-Aliasing Tief- bzw. Bandpässe (2) und (6). Gesteuert werden beide Sampler (4) und (5) von einem gemeinsamen Clock-Takt (8). Die eingangsseitige und die ausgangsseitige Samplingrate können aber auch verschieden sein. Der Sampling Modus ist das sogenannte Over-Sampling. Wenn der Sampler pro Clock-Takt (8) in seiner Schalterstellung X zu XN um eine Stufe weiter schaltet, muss die Clock-Takt Frequenz fclk das N-fache der gewünschten Mittenfrequez f1 des Filters betragen. Die absolute Durchlassbandbreite eines solchen Filters gleicht der doppelten Durchlassbandbreite seiner N Tiefpässe. Bestehen diese Tiefpässe an ihrem jeweiligen Eingang als Erstes aus einem Längselement, wie z.B. den Widerständen R in 1, so ist es Stand der Technik, dass diese N Längselemente durch ein einziges gleichartiges Längselement (3) am Eingang des Samplers ersetzt werden können Diese Vereinfachung ist im Übergang (3) von 1 zu 2 dargestellt. Mit dieser Maßnahme wird die Filtercharakteristik des N-Pfad Filters nicht geändert.
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Wird das Eingangssignal (1) des Filters von seiner Mittenfrequenz f1 ausgehend, statisch um den Betrag +/-df verzogen, so ergibt sich in allen N Zweigen ein niederfrequentes Signal. Die Frequenz dieses Signals ist im statischen Fall die Frequenzablage +/-df selbst. Das Signal passiert das Filter nur, solange die Frequenzablage +/-df kleiner als die Bandbreite der N Tiefpässe ist. Der Unterschied zwischen den einzelnen N Pfaden besteht nur darin, dass sich die Phasen dieser N Signale jeweils um den Betrag 360°/N unterscheiden. Diese Phasenbeziehungen sind für den Fall N=4 in 1 und 2 mit eingetragen. Im exakten Sonderfall +/-df = 0 handelt es sich um DC-Pegel. Theoretisch betrachtet, handelt es sich in den N Zweigen jeweils um eine Zwischenfrequenzlage mit positiver bzw. negativer Frequenz, die symmetrisch um die Frequenz 0 herum liegt. Bekannt sind herkömmliche Empfängerkonzepte mit „analogen“ Mischern zur Abwärtsmischung auf „0 Hz“ unter der englischen Bezeichnung „near Zero IF Receiver“ (Wikipedia: „Direct Conversion Receiver“). Kritisch ist bei diesen, dass die Mischfrequenz gleich der Nutzfrequenz ist, was zu bekannten Problemen führt, wenn das zugefügte Mischsignal, infolge unerwünschtem Übersprechen im Mischer, das Nutzsignal in dem Empfangspfad quasi als Störer überlagert bzw. verdrängt. Dieses Phänomen wird bei FM-Empfängern allgemein „Capture Effect“ genannt.
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Ähnliches passiert im klassischen N-Pfad Filter nach
1 oder
2: Zur internen Ansteuerung bzw. Adressierung der einzelnen Multiplexer-Schalter X zu XN in den Samplern (4) und (5) dient jeweils ein Zähler. Dieser teilt das N-fache Clock-Takt Signal zur Ansteuerung bzw. Adressierung der einzelnen Schalter entsprechend herunter. Es entstehen dabei Subharmonische des Clock-Taktes (8). Eine davon fällt genau in die Nutzfrequenz f1 des Eingangssignals. Im Sampler (4) bzw. (5) gibt es dann, infolge von kapazitivem Übersprechen, eine unerwünschte Einkopplung dieser Komponente in den Empfangspfad. Der Grad der Einkopplung hängt von der verwendeten Technologie ab und fällt bei gleicher Technologie um so mehr ins Gewicht, je höher die Frequenz fclk des Clock-Takt Signals (8) selbst ist. Dieser Umstand hat den Einsatz von N-Pfad Filtern in Empfängern wohl bisher weitgehend verhindert. In einem guten Empfängerkonzept versucht man ja das Filter als Hauptselektion möglichst weit vorne in der Verstärkungskette zu platzieren. Je weiter vorne sich das N-Pfad Filter in dieser Kette aber befindet, desto höher wird leider dieses unerwünschte Übersprechen, relativ zu einem in der Empfängerkette weiter vorne zur Antenne hin stets schwächeren Nutzsignal. Bisher erfolgte der Einsatz von N-Pfad Filtern daher vorwiegend am Ende der Verstärkerkette eines Empfängers, wie zum Beispiel in der früheren DDR-Patentschrift
DD127015 .
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Das geschilderte Problem „Capture Effect“ wird nach Anspruch 1 wie in 3 gezeigt, durch folgende wesentliche Maßnahme minimiert: Das Abtasten des Eingangssignals (1) im Eingangs-Sampler (4), gemäß Anspruch 1, erfolgt im sogenannten Sub-Sampling Modus. Zusätzlich wird in bekannter Weise die Abtastrate des Ausgangs-Samplers (5), gegebenenfalls unabhängig von der des Eingangssamplers, so gewählt, dass sich ein Ausgangssignal (7) mit niedrigerer Frequenz f2 ergibt, als es der Eingangsfrequenz f1 entspricht. Dies minimiert das unerwünschte Clock-Signal Übersprechen auf der Ausgangsseite.
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Beim klassischen Over-Sampling erfolgt das Abtasten des Eingangssignals (1) N mal pro Periode. Gemäß Anspruch 1 erfolgt das Sampling des Eingangssignals (1) aber hier nur einmal pro Periode mit zusätzlich „gleitender“ Periodendauer, d.h. die Sampling-Rate ist geringfügig kleiner als es der Frequenz f1 des Eingangssignals (1) entspräche (Sub-Sampling Modus). Dieses „gleitende“ Sampling wird so gewählt, dass jeder einzelne Sampling-Schritt, relativ zum Eingangssignal (1), um T1/N verzögert erfolgt, wobei T1 die Periodendauer des Eingangssignals (1) sein soll. Das heißt, die Periodendauer des „gleitenden“ Samplings beträgt T1 + T1/N = T1 x (1+1/N) und die Sampling-Rate beträgt somit f1/(1+1/N). Entsprechend erhält man, nach einem Zyklus von N Abtastungen, N diskrete und äquidistante Stützwerte des Eingangssignals (1) über dessen gesamte Periode, obwohl jeder einzelne der N Stützwerte ursprünglich aus einer anderen Periode stammt.
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Damit das Abtasttheorem der Nachrichtentechnik erfüllt ist, muß noch, gewährleistet sein, dass die Sampling Puls Dauer (27) bei jeder Abtastung deutlich unter der halben Periodendauer T1 des Eingangssignals (1) des Filters liegt. Diese „Sampling Verkürzung“ ist in 3 der Einfachheit halber zunächst dadurch dargestellt, dass der Eingangs-Sampler (4) insgesamt 4 x N = 32 Sampling-Schalter enthält und nur jeder vierte Schalter am Ausgang genutzt wird. Zum Ausgleich wird dieser Sampler in 3 entsprechend mit der vierfachen Taktrate fclk_1 (8) getaktet. Die „nicht genutzten“ Schalter-Anschlüsse des so beschriebenen Samplers (4) sind in 3 symbolisch mit nc („not connected“) gekennzeichnet. Diese Darstellung wurde zunächst nur zur Veranschaulichung getroffen. In 5 wird eine entsprechend konkretere digitale Lösung mit einem Multiplexer (16) aufgezeigt, der nur N Schalterausgänge hat. 9 zeigt dann das zu 5 gehörige Zeitdiagramm.
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Im Gegensatz zum klassischen N-Pfad Filter nach 1 bzw. 2 wird das Eingangssignal (1) für die einzelnen Pfade im Eingangs-Sampler (4), gemäß 3 also nicht nur einfach zyklisch kommutiert, sondern zwischen jedem Sampling Puls, der laufenden Kommutation, gibt es eine Pause „3xnc“. Außerdem dauert es immer einen gesamten Sampling-Durchlauf des Samplers (4) bis ein einzelner Pfad wieder neu adressiert wird. Zur Überbrückung dieser Totzeiten dient die Sample & Hold Stufe (9) am Anfang jedes der N Pfade. Diese S&H Stufen können vorteilhaft, wie in 8 gezeigt, auch selbst verstärkend ausgeführt sein. Die Verstärkung beträgt 1+R22/R23 wenn R22 bzw. R23 die entsprechenden Widerstandswerte sind. C ist die zugehörige Haltekapazität (26). Die zugehörigen Sampling-Schalter sind die entsprechenden Schalter im Eingangs-Sampler (4) selbst. Vref ist die, allen S&H-Stufen gemeinsame, Referenzspannung für ihre jeweiligen internen Operationsverstärker.
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Als die identischen N Tiefpässe (10) in ihren jeweiligen Pfaden sind passive oder aktive Tiefpässe möglich.
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Werden die N identischen Tiefpässe (10) zum Beispiel als sogenannte „Switched Capacitor“- oder SC-Tiefpässe realisiert, so kann das N-Pfad Filter in seiner Bandbreite über den, allen Pfaden gemeinsamen, SC-Clock-Takt (11) gesteuert werden. Vorausgesetzt alle anderen Bandpässe in dem gesamten Empfängerzug weisen eine größere Bandbreite auf, als das N-Pfad Filter selbst, dann bestimmen die SC Tiefpässe (10) die effektive Empfangsbandbreite des gesamten Empfängers. Auch die Ordnung und Filtercharakteristik des N-Pfad Filters selbst, Tschebyscheff, Cauer, Bessel usw. ist durch die Ordnung und Charakteristik seiner SC-Tiefpässe (10) bestimmt. Da SC-Tiefpässe, insbesondere wegen der auch in ihnen implementierten Operationsverstärker, zur Zeit nur bis zu Nutzfrequenzen von ca. 200 kHz verfügbar sind, ist es von großem Vorteil, dass die ZF-Frequenzlage in den N Pfadzweigen entsprechend niedrig und symmetrisch um „0 Hz“ +/-df liegt.
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Bei dem Ausgangs-Sampler (5) wird die Sampling-Rate, im Gegensatz zum klassischen Fall, vorzugsweise anders gewählt als die des Eingangs-Samplers. Damit wird eine Frequenzumsetzung zwischen Eingang und Ausgang erzielt. Die gewünschte Ausgangsfrequenz f2 des Filters liegt, wie bei klassischen ZF-Zügen, vorzugsweise deutlich niedriger als die Eingangsfrequenz f1. Damit verringert sich auch die erforderliche Sampling-Rate des Ausgangs-Samplers (5) deutlich. Dies hat den Vorteil, dass das bereits erwähnte unerwünschte kapazitive Übersprechen der Sub-Harmonischen des Clock-Taktsignals (12) am Ausgangs-Sampler (5) aufgrund der niedrigeren Clock-Taktfrequenz fclk_2 entsprechend kleiner ausfällt. Wesentlich zu erwähnen ist, dass trotz der erzielten Frequenzumsetzung, das N-Pfad Filter eine FM-Modulation +/-df in ihrem Absolutwert nicht verändert, d.h. ein FM Nutzhub bleibt bei der Frequenzumsetzung unverändert erhalten und das Ausgangssignal (7) kann aufgrund der niedrigeren Ausgangsfrequenz f2 gleichzeitig besser weiter verstärkt und insbesondere leichter demoduliert werden. Im Prinzip ist man bei der Wahl der Ausgangsfrequenz f 2, die ausschließlich von N und dem Ausgangs-Sampler Clock-Takt (12) abhängt, weitgehend flexibel.
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In einem Emfänger ist man immer bestrebt, dass jede Stufe in der Kette möglichst rauscharm und verstärkend wirkt. Daher kann es von Vorteil sein, das Längselement (3) vor dem Samplereingang (4), das in 1 oder 2 noch als „rauschender“ Widerstand R dargestellt ist, durch eine komplexe Längsimpedanz Z zu ersetzen. Ist diese Impedanz (3) zum Beispiel eine Induktivität so kann sie, gemäß 3 und im Zusammenspiel mit der jeweiligen S&H Haltekapazität (26) aus 8, zu einer zusätzlichen rauscharmen Impedanztransformation mit entsprechender Spannungsverstärkung im Empfängerzug beitragen.
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Bisher werden in Empfängern vorwiegend folgende klassischen Selektionsmittel verwendet: LC-Filter, SAW-Filter („Surface Acoustic Wave“), Quarzfilter und keramische Filter. LC Filter können für schmalbandige Anforderungen nicht eingesetzt werden weil, aufgrund der niedrigen Güten von Induktivitäten, kaum schmale Bandbreiten erzielbar sind. Auch sind Induktivitäten relativ teuer und kaum in Halbleiterstrukturen zu integrieren. SAW-Filter sind nur für höhere Frequenzen bei entsprechend moderaten Bandbreiten zu realisieren. Quarzfilter sind gängige schmalbandige Selektionsmittel für Empfänger, aber relativ teuer und groß. Sie können aus physikalischen Gründen den entsprechend immer höheren Forderungen nach Miniaturisierung nicht weiter gerecht werden. Für eine eventuell gewünschte Bandbreiten-Umschaltung müssen bei Quarzfiltern immer ganze Filterbänke umgeschaltet werden. Keramikfilter werden überwiegend in der Konsumelektronik angewandt, da sie über einen eingeschränkten Arbeitstemperaturbereich verfügen.
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Die mit der Erfindung erzielten Vorteile umgehen die hier zuvor geschilderten Nachteile der klassischen Selektionsmittel. Die Vorteile bestehen insbesondere in: Hoher Integrierbarkeit in Halbleiterstrukturen, exakter Mittenfrequenz bei Verwendung eines Temperatur-kompensierten Referez-Quarzoszillators TCXO (29) und gegebenenfalls in einer Clock-Takt programmierbaren Bandbreite. Mit N-Pfad Filtern können somit hoch selektive, integrierte „Spulenlose“ und Clock-Takt definierte ZF-Stufen realisiert werden.
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Zu erwähnen sind auch Nachteile: Aufgrund der digitalen Amplituden-Quantisierung durch die Sampling-Prozesse, treten in einem Empfängerzug mit N-Pfad Filter(n) gewisse unerwünschte Amplituden- und Phasenschwankungen auf, die zu Verzerrungen bzw. erhöhtem Klirrfaktor im demodulierten NF-Signal führen. Als Gegenmaßnahme kann die Quantisierung „verfeinert“ werden, indem die Zahl N der Pfade erhöht wird, was leider den Hardware-Aufwand in die Höhe treibt.
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Eine wesentliche Abhilfe, gemäß Anspruch 2, mittels Pfadreduktion bei gleichbleibender Ordnung N, ist in 4 dargestellt: Zwecks guter Vergleichsmöglichkeit zwischen 3 und 4 ist hier N in beiden Darstellungen beispielsweise 8. Zunächst sieht man noch in 3, dass sich die Phasenlagen der ersten 4 Pfade, 0°, 45°, 90°, 135° von den nachfolgenden Phasenlagen der restlichen 4 Pfade, 180°, 225°, 270°, 315°, jeweils um 180° unterscheiden. Dies wird gemäß Anspruch 2, wie in 4 dargestellt, dahingehend genutzt, dass vom Eingangs-Sampler (4) nur noch die ersten N/2 = 4 Pfade abgetastet werden. Die Ausgangssignale für die nicht genutzten restlichen N/2 Pfade werden ersatzweise über eine analoge 180° Inversion (13) der Ausgangssignale der ersten N/2 Pfade generiert. Mit dieser Maßnahme können (bei geradzahligem N) die Hälfte der Pfadelemente S&H (9) und SC Tiefpass (10) vorteilhaft eingespart werden. Dazu muss dann entweder die entsprechende zweite Hälfte der Sampler-Ausgänge des schematischen Eingangs-Samplers (4) aus 4 einfach nicht „beschaltet“ sein bzw. 7 zeigt, entsprechend aufgeschlüsselt, eine reelle Alternative für diesen Eingangs-Sampler (4). Zusammen mit dem zugehörigen Zeitdiagramm 10 sieht man, dass dieser Sampler nur mit repetitiven Paketen von vier aufeinanderfolgenden Sampling Pulsen arbeitet, da immer nur die ersten N/2 Abtastwerte zu sampeln sind, während die restlichen durch einfache kontinuierliche analoge Signalinversion aus den ersten N/2 Pfaden gewonnen werden.
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Für bestimmte Anwendung ist es von Vorteil, wenn der Empfänger in seiner Verstärkung, je nach Eingangssignalstärke, geregelt werden kann (AGC= „Automatic Gain Control“). Aus 4 ist ersichtlich, wie eine entsprechende Regelspannung Vagc (15) aus allen N Pfaden gewonnen werden kann: Alle Ausgangssignale der N Pfade werden mittels einer Diodenmatrix (14) zu dem Regelsignal Vagc (15) zusammengefasst bzw. gleichgerichtet. Im Ausführungsbeispiel 11 steuert dieses Regelsignal optional die Verstärkung des LNA („Low Noise Amplifier“) im Epfängerfrontend. Der Regelsinn ist durch die Polung der Dioden-Matrix frei wählbar.
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In 5 ist die praktische Realisierung des Eingangs-Samplers (4), am Beispiel mit N=8 detailliert dargestellt. Die entsprechende Darstellung des Ausgangs-Samplers (5) zeigt 6. Das eigentliche sequentielle Sampling der Analogsignale übernehmen die Analog-Multiplexer (16) bzw. (19). Typischer Industriestandard hierfür in CMOS-Technologie sind die Analogmultiplexer 74HC4051 (für N=8) und 74HC4052 (für 2 x N=4). Diese Multiplexer besitzen, neben ihren binären Steuereingängen A,B,(C), noch einen sogenannten Inhibit Eingang INH. Wenn INH logisch 1 gesetzt wird, werden alle internen N Multiplexer-Schalter X zu XN, unabhängig vom Zustand ihrer Steuereingänge A,B,(C) auf „OFF-geschaltet“. Dieser INH Eingang wird beim Eingangs-Sampler (4) für die dort erwünschte kürzere Sampling Puls Dauer (27) genutzt. Im Zusammenspiel mit dem Clock-Takt Eingangszähler CNT (18) und der zweifach NAND-Verknüpfung (17) wird erreicht, dass zwischen den einzelnen kurzen Sampling-Schritten immer eine etwas längere Ausschaltpause „3xnc“ eingefügt wird. 9 zeigt das zu 5 entsprechende Zeitdiagramm. Zu beachten ist, dass wegen dieser Art der Verkürzung der Sampling Puls Dauer (27), der extern angelegte Sampling-Takt (8) um den Faktor 2 höher sein muss als es der internen effektiven Samplig-Rate des Multiplexers (16) entspricht.
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7 zeigt eine modifizierte Version des Eingangs-Samplers (4), mit N/2 = 4 Ausgängen X0 bis X3. Dieser Sampler ist für die „pfadreduzierte“ Lösung gemäß 4 vorgesehen. Das zugehörige Zeitdiagramm zeigt 10. Da in der Lösung nach 4 nur die ersten N/2 Sampling Pulse pro Durchlauf benötigt werden, werden hier auch repetitiv entsprechend nur immer vier Pakete von INH-Impulsen generiert, die immer von einer passenden längeren Pause „19xnc“ unterbrochen sind.
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11 zeigt als Ausführungsbeispiel den praktische Einsatz eines, entsprechend den Patentansprüchen entworfenen N-Pfad Filters mit N=8. Dieses ist zur Veranschaulichung in einen kompletten FM-Empfängerzug eingebettet dargestellt. Dieser reicht von der Antenne ANT bis zum demodulierten Ausgang NF. Dieser Empfänger wurde zwecks Verifizierung der Patentansprüche bereits erfolgreich als Prototyp in Hardware realisiert. Es handelt sich um einen dreifach Superhet Empfänger mit einer, auf klassische Weise per Mischer MIX erzeugten ersten ZF von 9 MHz, dem zu evaluierenden 8-Pfad Filter als zweite „near Zero“ ZF und einer dritten ZF von 166,666_ kHz mit nachfolgendem Begrenzerverstärker, FM Demodulator und dem NF-Ausgangstiefpass in SC-Technik. Alle erforderlichen Taktsignale werden von einem Temperatur-kompensierten Quarzoszillator TCXO (29) hergeleitet. Diese Referenz kann bei Bedarf auch für einen eventuell vorgesehenen Frequenzsynthesizer zur Generation des Mischersignals LO („Local Oscillator“) dienen. Zum Vorteil einer einheitlichen „spulenlosen“ Integrierbarkeit wurde selbst der FM Quadratur Demodulator gemäß einer früheren DDR- Patentanmeldung (DD127015) als 8-Pfad Demodulator realisiert. Zwecks Umschaltung zwischen Breitband-Datenübertragung und Schmalband-Analogübertragung kann der Prototyp dieses Empfängers, über den Programmiereingag M (31) des programmierbaren Vorteilers DIV (30) in seiner Empfängerbandbreite zwischen 10 kHz und 8 kHz umgeschaltet werden. Der Vorteiler DIV (32) stellt den, für den Ausgangs-Sampler erforderlichen, niedrigeren Ausgangs-Sampling-Takt (12) zur Verfügung. Der erste Hardware Prototyp weist, bei einem Nutzhub des Empfangssignals von +/-2 kHz, eine Grenzempfindlichkeit von ca. 0,5 uV an 50 Ohm des Antennenneneingangs ANT auf. Dies übertrifft die Performance von vielen klassischen Empfängerkonzepten.
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Bei entsprechend immer schneller werdender Halbleitertechnologie, kann der in 11 aufgeführte „analoge“ Mischer MIX zusammen mit seiner nachfolgenden ersten ZF-Stufe in Zukunft gegebenenfalls auch durch ein, den Patentansprüchen entsprechendes, N-Pfad Filter selbst ersetzt werden. Der Clock-Takt des Eingangs-Samplers (8) muss dann bei einem Empfänger für mehrere Kanäle entsprechend aus einem Frequenzsynthesizer stammen. Zu beachten ist dabei, dass bei gegebenem Empfangs-Kanalraster K, der Eingangssampler Clock-Takt (8) aus einem Synthesizer mit dem hierzu passenden Kanalraster K/(1+1/N) stammen muss. Ist das Kanalraster z.B. K = 10 kHz und
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Bezugszeichenliste:
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| Bezug: |
Bedeutung: |
Fundstellen: |
| (1) |
Eingangssignal N-Pfad Filter |
1,2,3,4,5,7,11 |
| (2) |
Anti-Aliasing Tief- oder Bandpass am Eingang |
1,2,3,4,5,7 |
| (3) |
Vor-Widerstand / -Impedanz des Eingangs-Samplers |
2,3,4,5,7 |
| (4) |
Eingangs-Sampler MUX |
1,2,3,4,5,7 |
| (5) |
Ausgangs-Sampler MUX |
1,2,3,4,6 |
| (6) |
Anti-Aliasing Tief- oder Bandpass am Ausgang |
1,2,3,4,6 |
| (7) |
Ausgangssignal N-Pfad Filter |
1,2,3,4,6,11 |
| (8) |
Clock-Takt des Eingangs-Samplers |
1,2,3,4,5,7,9,10,11 |
| (9) |
Hold Stufe S&H 1 bis N |
3,4 |
| (10) |
Switched Capacitor SC-Tiefpass 1 bis N |
3,4 |
| (11) |
Gemeinsamer Clock-Takt für SC-Tiefpässe 1 bis N |
2,4,11 |
| (12) |
Clock-Takt für Ausgangs-Sampler (5) |
3,4,6,11 |
| (13) |
180° Spannungsinverter Stufe INV 1 bis N |
4
|
| (14) |
Summengleichrichtung der N Ausgangspfade |
4
|
| (15) |
AGC-Steuersignal Vagc aus Gleichrichtung (14) |
4,11 |
| (16) |
N-fach Analog-Multiplexer im Eingangs-Sampler (4) |
5
|
| (17) |
zweifach NAND-Verknüpfung im Eingangssampler (4) |
5
|
| (18) |
Clocktaktzähler CNT im Eingangssampler (4) |
5
|
| (19) |
N-fach Analog-Multiplexer im Ausgangssampler (5) |
6
|
| (20) |
Clocktaktzähler CNT im Ausgangssampler (5) |
6
|
| (21) |
N/2-fach Analog-Multiplexer, alternativ für Sampler (4) |
7
|
| (22) |
dreifach NAND-Verknüpfung, alternativ für Sampler (4) |
7
|
| (23) |
Clocktaktzähler CNT, alternativ für Sampler (4) |
7
|
| (24) |
Gegenkopplungswiderstand in S&H Stufe 1 bis N |
8
|
| (25) |
Referenzwiderstand in S&H Stufe 1 bis N |
8
|
| (26) |
Halte-Kapazität in S&H Stufe 1 bis N |
8
|
| (27) |
Sampling-Puls Dauer Ts |
9,10 |
| (28) |
Sampling-Rate 1/Tr |
9,10 |
| (29) |
Temperatur-kompensierter Quarzoszillator TCXO |
11
|
| (30) |
Programmierbarer M:1 Clock-Takt Vorteiler DIV |
11
|
| (31) |
Steuereingang M für Clock-Takt Vorteiler DIV (30) |
11
|
| (32) |
Clock-Takt Vorteiler DIV für Ausgangssampler (5) |
11
|
-
Referenzen:
-
- 1. „Spulenlose Hochfrequenzfilter“, Erik Langer, Siemens Aktiengesellschaft 1996, keine ISBN
- 2. „Design of active N-Path Filters“ IEEE Journal of solid-state Circuits Vol. 48, Issue No. 12 as of Dec 2013
- 3. US 3 717 816 A „Impulse-scanned N-Path Filter for several Frequency Ranges“
- 4. US 9 374 063 B1 „Gain-boosted N-Path Bandpass Filter“
- 5. US 2019 / 0 334 504 A1 „High Order Miller N-Path Filter“
- 6. US 2020 / 0 067 551 A1 „System and Method for a Frequency selective Receiver“
- 7. US 2020 / 0 244 303 A1 „N-Phase passive Receiver Mixer“
- 8. US 2020 / 0 274 564 A1 „N-Path Mixer-based Receiver Apparatus and Method with Transmitter Self-Interference Rejection“
- 9. US 5 491 453 A „Narrow-band Filter having a variable Center Frequency“
- 10. EP 0 185 416 „Radio Receiver/Transmitter Filters“
- 11. EP 2 871 774 „Tunable RF N-path Filter“
- 12. EP 3 116 126 A1 „Receiver, Communication Unit, and Method for down converting a Radio Frequency Signal“
- 13. DD 12 70 15 „Frequenzdiskriminator“
