JP3276392B2 - 時間離散型ステレオデコーダ - Google Patents
時間離散型ステレオデコーダInfo
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- JP3276392B2 JP3276392B2 JP11286492A JP11286492A JP3276392B2 JP 3276392 B2 JP3276392 B2 JP 3276392B2 JP 11286492 A JP11286492 A JP 11286492A JP 11286492 A JP11286492 A JP 11286492A JP 3276392 B2 JP3276392 B2 JP 3276392B2
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- stereo
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS
- H04S1/00—Two-channel systems
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Acoustics & Sound (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、チューナを含む信号回
路と、ステレオマルチプレックス信号を供給するための
復調回路であって、ベースバンドステレオ和信号（Ｌ＋
Ｒ）と、１９ｋＨｚのステレオパイロット信号と、３８
ｋＨｚの抑圧副搬送波でダブルサイドバンド振幅変調し
たステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）とを有するステレオマルチ
プレックス信号を供給する復調回路と、アナログ信号を
時間的離散信号に変換するためのサンプラと、時間離散
的マルチプレックス信号を時間離散的左チャネルステレ
オ信号と右チャネルステレオ信号とに時分割マルチプレ
ックスデコードするためのステレオデコーダとを有する
受信器に関する。
路と、ステレオマルチプレックス信号を供給するための
復調回路であって、ベースバンドステレオ和信号（Ｌ＋
Ｒ）と、１９ｋＨｚのステレオパイロット信号と、３８
ｋＨｚの抑圧副搬送波でダブルサイドバンド振幅変調し
たステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）とを有するステレオマルチ
プレックス信号を供給する復調回路と、アナログ信号を
時間的離散信号に変換するためのサンプラと、時間離散
的マルチプレックス信号を時間離散的左チャネルステレ
オ信号と右チャネルステレオ信号とに時分割マルチプレ
ックスデコードするためのステレオデコーダとを有する
受信器に関する。
【０００２】
【従来の技術およびその課題】この型式の受信器自体
は、例えば萩原らの論文「デジタル信号処理型式のステ
レオＦＭ受信器（IEEE Transactions on Corsumer Elec
tronics, Vol. CE-32, No.1, February 1986, pp.37-4
3）から公知である。
は、例えば萩原らの論文「デジタル信号処理型式のステ
レオＦＭ受信器（IEEE Transactions on Corsumer Elec
tronics, Vol. CE-32, No.1, February 1986, pp.37-4
3）から公知である。
【０００３】公知の受信器では、所望の無線ＦＭ受信信
号は、チューナによってＦＭ中間周波数信号に変換され
る。このＦＭ中間周波数信号は、復調回路で復調され
る。ＦＭステレオ送信機に同調しているときには、それ
によって得られる所望のベースバンド変調信号はステレ
オマルチプレックス信号を形成する。斯かるベースバン
ド・ステレオマルチプレックス信号は、０から１５ｋＨ
ｚまでの間のステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）、１９ｋＨｚの
ステレオパイロット信号、及び３８ｋＨｚの抑圧副搬送
波で両側波帯振幅変調したステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）と
を有する。公知の受信器では、このベースバンド変調信
号と、従ってステレオマルチプレックス信号とがデジタ
ル化した形で（即ち時間及び振幅の離散形式で）ステレ
オデコーダに送られ、デジタルステレオマルチプレック
ス信号は左チャネルと右チャネルのステレオ信号Ｌ及び
Ｒにデコードされる。サンプラは例えば復調回路に前置
するか、もしくは後置してもよく、また復調回路中に加
えてもよく、ディジタル化に使用される。
号は、チューナによってＦＭ中間周波数信号に変換され
る。このＦＭ中間周波数信号は、復調回路で復調され
る。ＦＭステレオ送信機に同調しているときには、それ
によって得られる所望のベースバンド変調信号はステレ
オマルチプレックス信号を形成する。斯かるベースバン
ド・ステレオマルチプレックス信号は、０から１５ｋＨ
ｚまでの間のステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）、１９ｋＨｚの
ステレオパイロット信号、及び３８ｋＨｚの抑圧副搬送
波で両側波帯振幅変調したステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）と
を有する。公知の受信器では、このベースバンド変調信
号と、従ってステレオマルチプレックス信号とがデジタ
ル化した形で（即ち時間及び振幅の離散形式で）ステレ
オデコーダに送られ、デジタルステレオマルチプレック
ス信号は左チャネルと右チャネルのステレオ信号Ｌ及び
Ｒにデコードされる。サンプラは例えば復調回路に前置
するか、もしくは後置してもよく、また復調回路中に加
えてもよく、ディジタル化に使用される。
【０００４】しかし、ステレオマルチプレックス信号の
周波数範囲外では、ベースバンド変調信号はまた、例え
ばラジオデータ信号（ＲＤＳ）および／または５７ｋＨ
ｚのＲＤＳ搬送波で変調したトラフィック送信機識別信
号を含むことも出来る。実際には、ディジタルステレオ
・マルチプレックス信号は、特にこれらの付加信号のア
リアシングを防止するために、このマルチプレックス信
号を濾波することが必要であると思われる。ステレオマ
ルチプレックス信号の最大周波数と前記の付加情報に要
求される前記５７ｋＨｚのラジオデータ信号搬送波付近
の周波数範囲との間の周波数間隔が比較的小さいため
に、ステレオマルチプレックス信号を選別するためのフ
ィルタには厳密な選択性が要求される。この様なフィル
タは複雑であって、集積化することが難かしく、そのた
め比較的高価となる。
周波数範囲外では、ベースバンド変調信号はまた、例え
ばラジオデータ信号（ＲＤＳ）および／または５７ｋＨ
ｚのＲＤＳ搬送波で変調したトラフィック送信機識別信
号を含むことも出来る。実際には、ディジタルステレオ
・マルチプレックス信号は、特にこれらの付加信号のア
リアシングを防止するために、このマルチプレックス信
号を濾波することが必要であると思われる。ステレオマ
ルチプレックス信号の最大周波数と前記の付加情報に要
求される前記５７ｋＨｚのラジオデータ信号搬送波付近
の周波数範囲との間の周波数間隔が比較的小さいため
に、ステレオマルチプレックス信号を選別するためのフ
ィルタには厳密な選択性が要求される。この様なフィル
タは複雑であって、集積化することが難かしく、そのた
め比較的高価となる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、少な
くとも非常に容易に集積化することの出来る回路によっ
て時間離散的マルチバンド・ステレオマルチプレックス
信号を効果的に選択、デコードするステレオデコーダ中
で時間離散的信号処理を行なう、冒頭に述べた種類の受
信器を提供することにある。
くとも非常に容易に集積化することの出来る回路によっ
て時間離散的マルチバンド・ステレオマルチプレックス
信号を効果的に選択、デコードするステレオデコーダ中
で時間離散的信号処理を行なう、冒頭に述べた種類の受
信器を提供することにある。
【０００６】本発明によれば、チューナを含む信号路
と、ステレオマルチプレックス信号を供給するための復
調回路であって、ベースバンドステレオ和信号（Ｌ＋
Ｒ）と、１９ｋＨｚのステレオパイロット信号と、３８
ｋＨｚの抑圧副搬送波でダブルサイドバンド振幅変調し
たステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）とを有するステレオマルチ
プレックス信号を供給する復調回路と、アナログ信号を
時間離散的信号に変換するためのサンプラと、時間離散
的マルチプレックス信号を時間離散的左チャネルステレ
オ信号と右チャネルステレオ信号とに時分割マルチプレ
ックスデコードするためのステレオデコーダとを有する
受信器は、従ってステレオデコーダが、有限のインパル
ス応答時間と実質的に一定の群遅延時間とを有する時間
離散的ハーフバンド低域フィルタ回路で、前記変調ステ
レオ差信号の周波数範囲と少なくとも共通部部分を有す
る遷移バンド内にある振幅伝達特性の低域エッジを持
ち、低域エッジと実質的に点対称である前記３８ｋＨｚ
のステレオ副搬送波の周波数の位置に半値伝達を行なっ
た時間離散的ハーフバンド低域フィルタ回路を含んでお
り、前記受信器はまたフィルタ回路の出力信号の時間順
の偶数および奇数値を、同時に発生するサンプリング値
の時間順の対に変換するために第１の回路の出力に結合
される離間回路と、前記サンプリング値の複数の対の線
状組合せ用およびフィルタ回路によって生じる左チャネ
ルと右チャネルのステレオ信号の間のクロストークの補
償用の離間回路に結合したデマトリックス回路とを含ん
でいる。
と、ステレオマルチプレックス信号を供給するための復
調回路であって、ベースバンドステレオ和信号（Ｌ＋
Ｒ）と、１９ｋＨｚのステレオパイロット信号と、３８
ｋＨｚの抑圧副搬送波でダブルサイドバンド振幅変調し
たステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）とを有するステレオマルチ
プレックス信号を供給する復調回路と、アナログ信号を
時間離散的信号に変換するためのサンプラと、時間離散
的マルチプレックス信号を時間離散的左チャネルステレ
オ信号と右チャネルステレオ信号とに時分割マルチプレ
ックスデコードするためのステレオデコーダとを有する
受信器は、従ってステレオデコーダが、有限のインパル
ス応答時間と実質的に一定の群遅延時間とを有する時間
離散的ハーフバンド低域フィルタ回路で、前記変調ステ
レオ差信号の周波数範囲と少なくとも共通部部分を有す
る遷移バンド内にある振幅伝達特性の低域エッジを持
ち、低域エッジと実質的に点対称である前記３８ｋＨｚ
のステレオ副搬送波の周波数の位置に半値伝達を行なっ
た時間離散的ハーフバンド低域フィルタ回路を含んでお
り、前記受信器はまたフィルタ回路の出力信号の時間順
の偶数および奇数値を、同時に発生するサンプリング値
の時間順の対に変換するために第１の回路の出力に結合
される離間回路と、前記サンプリング値の複数の対の線
状組合せ用およびフィルタ回路によって生じる左チャネ
ルと右チャネルのステレオ信号の間のクロストークの補
償用の離間回路に結合したデマトリックス回路とを含ん
でいる。
【０００７】この様な、ステレオマルチプレックス信号
を選択し且つまたステレオマルチプレックス信号のサン
プリング周波数を減少または除去するためのフィルタ回
路を含む受信器中で使用するための選択的ディジタルス
テレオデコーダは、それ自身、例えば欧州特許出願、第
３０８，５２０号により公知である。
を選択し且つまたステレオマルチプレックス信号のサン
プリング周波数を減少または除去するためのフィルタ回
路を含む受信器中で使用するための選択的ディジタルス
テレオデコーダは、それ自身、例えば欧州特許出願、第
３０８，５２０号により公知である。
【０００８】しかし、この公知のステレオデコーダのフ
ィルタ回路の低域エッジは、比較的急傾斜であり、従っ
てこのフィルタ回路は非常に複雑であって、６×３８ｋ
Ｈｚの出力サンプリング周波数を必要とする。
ィルタ回路の低域エッジは、比較的急傾斜であり、従っ
てこのフィルタ回路は非常に複雑であって、６×３８ｋ
Ｈｚの出力サンプリング周波数を必要とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】本発明は、斯かるフィル
タ回路の実質的に線形の相転移を行なうことにより、ま
たステレオマルチプレックス信号中のステレオ信号の抑
圧を可能とすることによって、一方に於て信号情報の顕
著な損失なくステレオマルチプレックス信号の選択が、
また他方ではステレオマルチプレックス信号の周波数範
囲を超える周波数範囲内の信号の充分な抑圧が比較的選
択性の低い低域フィルタを用いて可能であるという認識
に基づくものであって、斯かる抑圧は、− ３８ｋＨｚ
副投送波での半値転移が得られる様な、即ち、フィルタ
回路がフィルタ回路に加えられる３８ｋＨｚの入力信号
の振幅値を２分割する、即ち６ｄＢだけ減少する様な方
法で、また− フィルタ回路の振幅転移特性の低域エッ
ジが、このエッジ上にあって前記半値転移を生じる点に
関して主として対称的な状態で得られる様な方法で増加
するが、その性質の１つは、低域フィルタ回路が遷移帯
中で周波数に依存する振幅変化を生じ、その場合に３８
ｋＨｚの副搬送波を中心として実質的に対称な周波数値
にある周波数成分の和が実質的に一定であり、転移帯内
にあるベースバンドの周成分に等しいことにある。
タ回路の実質的に線形の相転移を行なうことにより、ま
たステレオマルチプレックス信号中のステレオ信号の抑
圧を可能とすることによって、一方に於て信号情報の顕
著な損失なくステレオマルチプレックス信号の選択が、
また他方ではステレオマルチプレックス信号の周波数範
囲を超える周波数範囲内の信号の充分な抑圧が比較的選
択性の低い低域フィルタを用いて可能であるという認識
に基づくものであって、斯かる抑圧は、− ３８ｋＨｚ
副投送波での半値転移が得られる様な、即ち、フィルタ
回路がフィルタ回路に加えられる３８ｋＨｚの入力信号
の振幅値を２分割する、即ち６ｄＢだけ減少する様な方
法で、また− フィルタ回路の振幅転移特性の低域エッ
ジが、このエッジ上にあって前記半値転移を生じる点に
関して主として対称的な状態で得られる様な方法で増加
するが、その性質の１つは、低域フィルタ回路が遷移帯
中で周波数に依存する振幅変化を生じ、その場合に３８
ｋＨｚの副搬送波を中心として実質的に対称な周波数値
にある周波数成分の和が実質的に一定であり、転移帯内
にあるベースバンドの周成分に等しいことにある。
【００１０】本発明による方法を使用するときには、上
記で考察したデコードすべきステレオマルチプレックス
信号の選択とステレオマルチプレックス信号の周波数範
囲より上の信号の抑圧が、前記の時間離散的低域フィル
タによって得られるのみならず、ＳＩＮ比の改良もまた
公知のステレオデコーダに関して達成される。更に前記
の公知の場合に於けるよりも著しく低い出力サンプリン
グ周波数を信号情報の損失なしに使用することも可能で
ある。
記で考察したデコードすべきステレオマルチプレックス
信号の選択とステレオマルチプレックス信号の周波数範
囲より上の信号の抑圧が、前記の時間離散的低域フィル
タによって得られるのみならず、ＳＩＮ比の改良もまた
公知のステレオデコーダに関して達成される。更に前記
の公知の場合に於けるよりも著しく低い出力サンプリン
グ周波数を信号情報の損失なしに使用することも可能で
ある。
【００１１】低域フィルタ回路によって生じるステレオ
差信号を周波数により抑圧することにより、クロストー
クをこの抑圧によって制限せしめ、線形信号の組合せを
適正に選定することに依って簡単に除却することが可能
で、従って左チャネルと右チャネルのステレオ音声信号
をデマトリクスすることが出来る。
差信号を周波数により抑圧することにより、クロストー
クをこの抑圧によって制限せしめ、線形信号の組合せを
適正に選定することに依って簡単に除却することが可能
で、従って左チャネルと右チャネルのステレオ音声信号
をデマトリクスすることが出来る。
【００１２】従って本発明による受信器の好ましい実施
例は、デマトリクス回路が第１及び第２のデマトリクス
段を有し、その両マトリスク段でサンプリング値の線形
和と差の結合が行なわれることを特徴とするものであ
る。
例は、デマトリクス回路が第１及び第２のデマトリクス
段を有し、その両マトリスク段でサンプリング値の線形
和と差の結合が行なわれることを特徴とするものであ
る。
【００１３】更に別の好ましい実施例は、比較的簡単な
回路構成により正確なデマトリクス化を可能とするもの
であって、デマトリックス回路が第１及び第３の信号結
合段を有し、その第１の結合段に於て補間回路の出力信
号サンプリング値の和と差が形成されて、それぞれ和信
号と差信号を発生し、また第２の結合段に於て前記の和
信号と差信号の和と差が形成されることを特徴とする。
回路構成により正確なデマトリクス化を可能とするもの
であって、デマトリックス回路が第１及び第３の信号結
合段を有し、その第１の結合段に於て補間回路の出力信
号サンプリング値の和と差が形成されて、それぞれ和信
号と差信号を発生し、また第２の結合段に於て前記の和
信号と差信号の和と差が形成されることを特徴とする。
【００１４】更に別の好ましい実施例は、正確にデマト
リックスするために必要なフィルタ回路の出力信号の偶
数および奇数のサンプリング信号値の時間配列を効果的
な方法で行なうもので、補間回路がフィルタ回路の出力
信号の前記偶数および奇数のサンプリング値の少なくと
も１つの振幅依存移相用のオールパスフィルタを含んで
おり、その移相によって偶数と奇数のサンプリング値の
間の位相差を補償することを特徴としている。
リックスするために必要なフィルタ回路の出力信号の偶
数および奇数のサンプリング信号値の時間配列を効果的
な方法で行なうもので、補間回路がフィルタ回路の出力
信号の前記偶数および奇数のサンプリング値の少なくと
も１つの振幅依存移相用のオールパスフィルタを含んで
おり、その移相によって偶数と奇数のサンプリング値の
間の位相差を補償することを特徴としている。
【００１５】更に別の好ましい実施例は、遅延補償分岐
部とフィルタ回路が偶数及び奇数の入力信号サンプリン
グ値を別々に処理するための信号分岐部とを有し、遅延
補償分岐部がｎ個のカスケード状に配置された遅延回路
を有し、信号分岐部が第１番目から第（２ｎ＋１）番目
までの遅延回路のカスケード回路ならびにこれらと並列
の第１番目から第（ｎ＋１）番目までの係数乗算器とを
有し、第１番目から第（ｎ＋１）番目の係数乗算器の出
力信号値が第（ｎ＋１）番目の遅延回路に時間対称的に
配置された信号サンプリング値に加算され、前記フィル
タ回路が遅延補償分岐と、第（２ｎ＋１）番目の遅延回
路と第１番目の係数乗算器の出力サンプリング値を加え
合わせるための加算器段を有することを特徴する。
部とフィルタ回路が偶数及び奇数の入力信号サンプリン
グ値を別々に処理するための信号分岐部とを有し、遅延
補償分岐部がｎ個のカスケード状に配置された遅延回路
を有し、信号分岐部が第１番目から第（２ｎ＋１）番目
までの遅延回路のカスケード回路ならびにこれらと並列
の第１番目から第（ｎ＋１）番目までの係数乗算器とを
有し、第１番目から第（ｎ＋１）番目の係数乗算器の出
力信号値が第（ｎ＋１）番目の遅延回路に時間対称的に
配置された信号サンプリング値に加算され、前記フィル
タ回路が遅延補償分岐と、第（２ｎ＋１）番目の遅延回
路と第１番目の係数乗算器の出力サンプリング値を加え
合わせるための加算器段を有することを特徴する。
【００１６】この方法を使用するときは、フィルタ回路
と、サンプリング周波数を更に簡単な方法で１０分の１
除算を行なうことが出来る。
と、サンプリング周波数を更に簡単な方法で１０分の１
除算を行なうことが出来る。
【００１７】更に斯かるフィルタ回路中での信号処理に
より、また高域選択を行なうために簡単な方法で前記の
低域フィルタ回路のほとんど全ての要素を使用すること
が出来る。ステレオマルチプレックス信号の周波数範囲
より上の前記追加信号を効果的な方法で選択することが
可能であり、他方ステレオマルチプレックス信号を有効
な程度にまで抑圧することが出来る。この目的のため
に、本発明による受信器は、好ましくは、低域フィルタ
回路に関して同一の半値周波数、階数および群遅延時間
を持ち、且つ遷移帯内の振幅特性の高域エッジが低域フ
ィルタ回路の場合に相当する半帯域高域フィルタ用の場
合に相当し、他方遅延補償分岐部と低域フィルタ回路の
信号分岐部とを共有し、また一方に於て遅延補償分岐部
の出力サンプリング値間に差を形成し、他方第（２ｎ＋
１）番目の遅延回路と第１番目の係数乗算器の出力サン
プリング値の合計を形成するための差分段階を備え、差
分段階の出力がまた半帯域の高域フィルタ回路の出力を
構成する半帯域高域フィルタ回路を特徴とする。
より、また高域選択を行なうために簡単な方法で前記の
低域フィルタ回路のほとんど全ての要素を使用すること
が出来る。ステレオマルチプレックス信号の周波数範囲
より上の前記追加信号を効果的な方法で選択することが
可能であり、他方ステレオマルチプレックス信号を有効
な程度にまで抑圧することが出来る。この目的のため
に、本発明による受信器は、好ましくは、低域フィルタ
回路に関して同一の半値周波数、階数および群遅延時間
を持ち、且つ遷移帯内の振幅特性の高域エッジが低域フ
ィルタ回路の場合に相当する半帯域高域フィルタ用の場
合に相当し、他方遅延補償分岐部と低域フィルタ回路の
信号分岐部とを共有し、また一方に於て遅延補償分岐部
の出力サンプリング値間に差を形成し、他方第（２ｎ＋
１）番目の遅延回路と第１番目の係数乗算器の出力サン
プリング値の合計を形成するための差分段階を備え、差
分段階の出力がまた半帯域の高域フィルタ回路の出力を
構成する半帯域高域フィルタ回路を特徴とする。
【００１８】
【実施例】図１に、無線周波数の搬送波でＦＭ変調した
ベースバンド変調信号を含む無線周波数ＦＭ受信信号を
受信するのに適した本発明に依る受信器を示す。
ベースバンド変調信号を含む無線周波数ＦＭ受信信号を
受信するのに適した本発明に依る受信器を示す。
【００１９】このベースバンド変調信号は多数の成分か
ら成っている。図３に示す周波数スペクトルのベースバ
ンド変調信号を実施例とする。図３では曲線Ｃ１によっ
て周波数範囲が０と１５ｋＨｚの間にあるステレオ和信
号（Ｌ＋Ｒ）が示されている。ｆｐは１９ｋＨｚのステ
レオパイロット信号であり、Ｃ２は抑圧３８ｋＨｚステ
レオ副搬送波で両側波帯振幅変調し且つ周波数範囲が２
３ｋＨｚと５３ｋＨｚの間にあるステレオ差信号（Ｌ−
Ｒ）であり、Ｃ３は５７ｋＨｚの囲りの４．８ｋＨｚ帯
域内のトラヒック伝送識別信号と結合可能なラジオデー
タ信号である。
ら成っている。図３に示す周波数スペクトルのベースバ
ンド変調信号を実施例とする。図３では曲線Ｃ１によっ
て周波数範囲が０と１５ｋＨｚの間にあるステレオ和信
号（Ｌ＋Ｒ）が示されている。ｆｐは１９ｋＨｚのステ
レオパイロット信号であり、Ｃ２は抑圧３８ｋＨｚステ
レオ副搬送波で両側波帯振幅変調し且つ周波数範囲が２
３ｋＨｚと５３ｋＨｚの間にあるステレオ差信号（Ｌ−
Ｒ）であり、Ｃ３は５７ｋＨｚの囲りの４．８ｋＨｚ帯
域内のトラヒック伝送識別信号と結合可能なラジオデー
タ信号である。
【００２０】ベースバンド変調信号中のステレオマルチ
プレックス信号は、偶数の半周期（０−π）中に２つの
ステレオ信号の１つ（例えばＬ）により振幅変調され、
また奇数の半周期（π−２π）中に、他方のステレオ信
号（例えばＲ）により振幅変調される３８ｋＨｚ搬送波
とみなすことが出来る。ステレオ左チャネル音声信号と
ステレオ右チャネル音声信号を受信器末端での時分割マ
ルチプレックスデコードに依りステレオマルチプレック
ス信号から直接デコードすること自体は、最初に示した
論文から公知である。
プレックス信号は、偶数の半周期（０−π）中に２つの
ステレオ信号の１つ（例えばＬ）により振幅変調され、
また奇数の半周期（π−２π）中に、他方のステレオ信
号（例えばＲ）により振幅変調される３８ｋＨｚ搬送波
とみなすことが出来る。ステレオ左チャネル音声信号と
ステレオ右チャネル音声信号を受信器末端での時分割マ
ルチプレックスデコードに依りステレオマルチプレック
ス信号から直接デコードすること自体は、最初に示した
論文から公知である。
【００２１】図示されている受信器は、逐次アンテナ入
力、チューナＴ、復調器回路、サンプラ又はＡ／Ｄ変換
器Ａ／Ｄ、時分割マルチプレックス・ステレオデコーダ
ＳＤ、モノ‐ステレオ選択器ＭＭＳ、パイロット信号フ
ィルタＰＦ、及び左右チャネルの音声信号を左チャネル
のステレオスピーカと右チャネルのステレオスピーカＲ
Ｓにそれぞれ供給する音声信号処理装置ＡＳＰに結合さ
れる。ステレオデコーダＳＤは、ＳＤの入力Ｉに結合さ
れた時間離散的半帯域フィルタ回路ＱＭＦを有してお
り、この回路は入力Ｉとステレオマルチプレックス信号
出力ＳＭＯの間の時間離散的半帯域フィルタ回路（ＱＭ
Ｆ Ｉ−ＳＭＯ）として、また入力Ｉとラジオデータ信
号出力ＲＤＯの間の時間離散的高域フィルタ回路（ＱＭ
Ｆ−Ｉ−ＲＤＯ）として機能する。ステレオデコーダＳ
Ｄはまた信号出力ＳＭＯに結合した離間回路ＩＣを含
み、デマトリクス回路ＤＥＭがそれに続いている。ラジ
オデータ信号出力ＲＤＯは、ラジオデータ信号を処理す
るためのラジオデータ信号処理装置ＲＤＳに結合されて
いる。受信されたラジオデータ信号の性質と情報に応じ
て、ラジオデータ信号処理装置ＲＤＳは同調制御信号を
チューナＴに供給することが出来、および／またはＲＤ
Ｓメッセージを表示装置に表示させることも出来る。
力、チューナＴ、復調器回路、サンプラ又はＡ／Ｄ変換
器Ａ／Ｄ、時分割マルチプレックス・ステレオデコーダ
ＳＤ、モノ‐ステレオ選択器ＭＭＳ、パイロット信号フ
ィルタＰＦ、及び左右チャネルの音声信号を左チャネル
のステレオスピーカと右チャネルのステレオスピーカＲ
Ｓにそれぞれ供給する音声信号処理装置ＡＳＰに結合さ
れる。ステレオデコーダＳＤは、ＳＤの入力Ｉに結合さ
れた時間離散的半帯域フィルタ回路ＱＭＦを有してお
り、この回路は入力Ｉとステレオマルチプレックス信号
出力ＳＭＯの間の時間離散的半帯域フィルタ回路（ＱＭ
Ｆ Ｉ−ＳＭＯ）として、また入力Ｉとラジオデータ信
号出力ＲＤＯの間の時間離散的高域フィルタ回路（ＱＭ
Ｆ−Ｉ−ＲＤＯ）として機能する。ステレオデコーダＳ
Ｄはまた信号出力ＳＭＯに結合した離間回路ＩＣを含
み、デマトリクス回路ＤＥＭがそれに続いている。ラジ
オデータ信号出力ＲＤＯは、ラジオデータ信号を処理す
るためのラジオデータ信号処理装置ＲＤＳに結合されて
いる。受信されたラジオデータ信号の性質と情報に応じ
て、ラジオデータ信号処理装置ＲＤＳは同調制御信号を
チューナＴに供給することが出来、および／またはＲＤ
Ｓメッセージを表示装置に表示させることも出来る。
【００２２】チューナＴ内では、８８〜１０８ＭＨｚの
間の周波数範囲内の所要の無線周波数ＦＭ受信信号がＦ
Ｍ中間周波数（ＩＦ）信号に変換され、また中間周波数
が選定、増幅されたのち、復調回路ＦＤ中でアナログベ
ースバンド信号に復調される。上述のベースバンド変調
信号は復調回路の出力端子にアナログ形式で出力され
る。このアナログ・ベースバンド復調信号はＡ／Ｄ変換
器でディジタル化されるが、ＡＤ変換器は１９ｋＨｚの
パイロット信号周波数の倍数、実際の装置では１５２ｋ
Ｈｚのサンプリング周波数（以下第１サンプリング周波
数という）を使用する。時分割マルチプレックス・ステ
レオデコーダＳＤでデジタル信号処理が行なわれるの
で、ベースバンド変調信号の種々の信号成分を別々に信
号処理することが最も重要である。実際には、エイリア
シング効果とスプリアス信号妨害によって、データチャ
ネルの信号成分はベースバンド・ステレオマルチプレッ
クス信号の周波数範囲に達すること、およびその逆の場
合も避けなければならない。斯かる信号分離は、入力Ｉ
とステレオマルチプレックス信号出力ＳＭＯの間で時間
離散的低域フィルタ回路ＱＭＦ（Ｉ−ＳＭＯ）として作
動する時間離散的半帯域フィルタ（ＱＭＦ）によって得
られる。
間の周波数範囲内の所要の無線周波数ＦＭ受信信号がＦ
Ｍ中間周波数（ＩＦ）信号に変換され、また中間周波数
が選定、増幅されたのち、復調回路ＦＤ中でアナログベ
ースバンド信号に復調される。上述のベースバンド変調
信号は復調回路の出力端子にアナログ形式で出力され
る。このアナログ・ベースバンド復調信号はＡ／Ｄ変換
器でディジタル化されるが、ＡＤ変換器は１９ｋＨｚの
パイロット信号周波数の倍数、実際の装置では１５２ｋ
Ｈｚのサンプリング周波数（以下第１サンプリング周波
数という）を使用する。時分割マルチプレックス・ステ
レオデコーダＳＤでデジタル信号処理が行なわれるの
で、ベースバンド変調信号の種々の信号成分を別々に信
号処理することが最も重要である。実際には、エイリア
シング効果とスプリアス信号妨害によって、データチャ
ネルの信号成分はベースバンド・ステレオマルチプレッ
クス信号の周波数範囲に達すること、およびその逆の場
合も避けなければならない。斯かる信号分離は、入力Ｉ
とステレオマルチプレックス信号出力ＳＭＯの間で時間
離散的低域フィルタ回路ＱＭＦ（Ｉ−ＳＭＯ）として作
動する時間離散的半帯域フィルタ（ＱＭＦ）によって得
られる。
【００２３】時間離散的半帯域低域フィルタ（ＱＭＦ
（Ｉ−ＳＭＯ））の低域部での低域選択に続いて、補間
回路ＩＣでの補間と、デマトリクス回路ＤＥＭでの左右
チャネルのステレオ音声信号のデマトリクス化が行なわ
れる。これらの左右チャネルのステレオ音声信号Ｌおよ
びＲは、デマトリクス回路ＤＥＭの第１及び第２の出力
に供給可能となるが、デマトリクス回路ＤＥＭはまた、
ステレオ和信号Ｌ＋Ｒを供給することの出来る第３の出
力を有している。モノ／ステレオ選択は、デマトリクス
回路ＤＥＭに続くモノ‐ステレオ選択器ＭＳＳにより行
なわれる。パイロット信号フィルタＰＦ内で、１９ｋＨ
ｚ混信成分が抑圧され、他方音声信号処理装置ＡＳＰ内
ではデジタル／アナログ交換と、可能な音声信号増幅お
よび音質調整が行なわれ、それに引続いて左右のスピー
カによって音の再生が行なわれる。
（Ｉ−ＳＭＯ））の低域部での低域選択に続いて、補間
回路ＩＣでの補間と、デマトリクス回路ＤＥＭでの左右
チャネルのステレオ音声信号のデマトリクス化が行なわ
れる。これらの左右チャネルのステレオ音声信号Ｌおよ
びＲは、デマトリクス回路ＤＥＭの第１及び第２の出力
に供給可能となるが、デマトリクス回路ＤＥＭはまた、
ステレオ和信号Ｌ＋Ｒを供給することの出来る第３の出
力を有している。モノ／ステレオ選択は、デマトリクス
回路ＤＥＭに続くモノ‐ステレオ選択器ＭＳＳにより行
なわれる。パイロット信号フィルタＰＦ内で、１９ｋＨ
ｚ混信成分が抑圧され、他方音声信号処理装置ＡＳＰ内
ではデジタル／アナログ交換と、可能な音声信号増幅お
よび音質調整が行なわれ、それに引続いて左右のスピー
カによって音の再生が行なわれる。
【００２４】デジタル信号処理用に要求されるクロック
周波数は前記の第１のサンプリング周波数に要求される
周波数を含んでおり、ステレオマルチプレックス信号出
力ＳＭＯに接続された位相結合ループにより１９ｋＨｚ
ステレオパイロット信号に結合される。この位相結合ル
ープは位相検出器として作動する逓倍器Ｍ１、低域フィ
ルタＬＰ１、調節可能な発振器ＶＣＯ、及び直角位相出
力部により第１の周波数逓倍段に結合された分周回路を
有している。分周回路ＤＩＶはこの直角位相に於て、ス
テレオマルチプレックス信号出力ＳＭＯから供給される
ステレオマルチプレックス信号中の１９ｋＨｚステレオ
パイロット信号に対して直角位相にある局部１９ｋＨｚ
ステレオパイロット信号を供給する。調節可能な発振器
ＶＣＯの周波数は、受信器中のディジタル信号処理に要
求される全てのクロック周波数とサンプリング周波数
が、別の分周器（図示されていない）によって前記の周
波数が導出することが出来るように選ばれる。
周波数は前記の第１のサンプリング周波数に要求される
周波数を含んでおり、ステレオマルチプレックス信号出
力ＳＭＯに接続された位相結合ループにより１９ｋＨｚ
ステレオパイロット信号に結合される。この位相結合ル
ープは位相検出器として作動する逓倍器Ｍ１、低域フィ
ルタＬＰ１、調節可能な発振器ＶＣＯ、及び直角位相出
力部により第１の周波数逓倍段に結合された分周回路を
有している。分周回路ＤＩＶはこの直角位相に於て、ス
テレオマルチプレックス信号出力ＳＭＯから供給される
ステレオマルチプレックス信号中の１９ｋＨｚステレオ
パイロット信号に対して直角位相にある局部１９ｋＨｚ
ステレオパイロット信号を供給する。調節可能な発振器
ＶＣＯの周波数は、受信器中のディジタル信号処理に要
求される全てのクロック周波数とサンプリング周波数
が、別の分周器（図示されていない）によって前記の周
波数が導出することが出来るように選ばれる。
【００２５】ステレオマルチプレックス信号出力ＳＭＯ
はまた第２の逓倍段Ｍ２に結合され、第２の逓倍段Ｍ２
には局部１９ｋＨｚ同相ステレオパイロット信号が分周
回路ＤＩＶの同相出力から加えられる。第２の逓倍段Ｍ
２は、受信したステレオマルチプレックス信号中の１９
ｋＨｚステレオパイロット信号用の同期振幅検出器とし
て作動する。第２の逓倍段Ｍ２からは、受信した１９ｋ
Ｈｚステレオパイロット信号によって制御される自動モ
ノ‐ステレオ切換のために、第２の低域フィルタＬＰ２
を介してモノラル‐ステレオ選択器ＭＳＳに制御信号が
加えられる。
はまた第２の逓倍段Ｍ２に結合され、第２の逓倍段Ｍ２
には局部１９ｋＨｚ同相ステレオパイロット信号が分周
回路ＤＩＶの同相出力から加えられる。第２の逓倍段Ｍ
２は、受信したステレオマルチプレックス信号中の１９
ｋＨｚステレオパイロット信号用の同期振幅検出器とし
て作動する。第２の逓倍段Ｍ２からは、受信した１９ｋ
Ｈｚステレオパイロット信号によって制御される自動モ
ノ‐ステレオ切換のために、第２の低域フィルタＬＰ２
を介してモノラル‐ステレオ選択器ＭＳＳに制御信号が
加えられる。
【００２６】既に上で述べた様に、ステレオマルチプレ
ックス信号の周波数範囲より上の信号成分を効果的に抑
圧することが、満足すべきステレオマルチプレックス信
号処理にとって本質的に重要である。特に、図３に示す
様にＲＤＳおよびＡＲＩ信号成分を含む変調信号につい
ては、エイリアシング効果およびその他の混乱が、これ
らの成分の抑圧が不十分なためにステレオ音声信号中に
発生することがある。ステレオマルチプレックス信号を
効果的に選択するために、時間離散的半帯域低域フィル
タＱＭＦ（Ｉ−ＳＭＯ）は、図３に曲線Ｃ４で理想化し
た形で示した振幅伝達特性を有する。従来公知のフィル
タ回路は振幅伝達特性の低域エッジがステレオマルチプ
レックス信号の高周波とＲＤＳ／ＡＲＩ信号の低周波と
の間の遷移帯域内にあるが、これに対して時間離散的半
帯域低域フィルタＱＭＦ（Ｉ−ＳＭＯ）の振幅伝達特性
の低域エッジは遷移帯域は、２３ｋＨｚと５３ｋＨｚの
間のステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）（曲線Ｃ２）の周波数範
囲内にある。従って、低域フィルタ回路（ＱＭＦ Ｉ−
ＳＭＯ）の低域エッジの傾斜は、所望のステレオマルチ
プレックス信号の周波数範囲よりも高い周波数範囲内に
ある信号成分を効果的に抑圧する様に、公知のフィルタ
回路の場合よりも可成り緩かにすることが出来る。その
結果、低域フィルタ回路（ＱＭＦ Ｉ−ＳＭＯ）は、比
較的低い階調（例えば第５階調）のものでよく、また比
較的低い周波数で作動せしめてもよく、従って低域フィ
ルタ回路は簡単な回路構成にすることが出来る。その他
の結果としては、ステレオクロストークが、低域フィル
タ回路ＱＭＦ（Ｉ−ＳＭＯ）によって選択されたステレ
オマルチプレックス信号の、７６ｋＨｚサンプリング周
波数に於て発生する偶数および奇数のサンプリング値の
間で発生することが挙げられる。従って、前述の公知の
時分割マルチプレックスデコーディング法により、選択
されたステレオマルチプレックス信号から直接左右のチ
ャネルのステレオ音声信号をデコードすることは、もは
や不可能であるが、このクロストークを除去するために
はデマトリクス操作が要求される。これについてはさら
に以下説明する。
ックス信号の周波数範囲より上の信号成分を効果的に抑
圧することが、満足すべきステレオマルチプレックス信
号処理にとって本質的に重要である。特に、図３に示す
様にＲＤＳおよびＡＲＩ信号成分を含む変調信号につい
ては、エイリアシング効果およびその他の混乱が、これ
らの成分の抑圧が不十分なためにステレオ音声信号中に
発生することがある。ステレオマルチプレックス信号を
効果的に選択するために、時間離散的半帯域低域フィル
タＱＭＦ（Ｉ−ＳＭＯ）は、図３に曲線Ｃ４で理想化し
た形で示した振幅伝達特性を有する。従来公知のフィル
タ回路は振幅伝達特性の低域エッジがステレオマルチプ
レックス信号の高周波とＲＤＳ／ＡＲＩ信号の低周波と
の間の遷移帯域内にあるが、これに対して時間離散的半
帯域低域フィルタＱＭＦ（Ｉ−ＳＭＯ）の振幅伝達特性
の低域エッジは遷移帯域は、２３ｋＨｚと５３ｋＨｚの
間のステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）（曲線Ｃ２）の周波数範
囲内にある。従って、低域フィルタ回路（ＱＭＦ Ｉ−
ＳＭＯ）の低域エッジの傾斜は、所望のステレオマルチ
プレックス信号の周波数範囲よりも高い周波数範囲内に
ある信号成分を効果的に抑圧する様に、公知のフィルタ
回路の場合よりも可成り緩かにすることが出来る。その
結果、低域フィルタ回路（ＱＭＦ Ｉ−ＳＭＯ）は、比
較的低い階調（例えば第５階調）のものでよく、また比
較的低い周波数で作動せしめてもよく、従って低域フィ
ルタ回路は簡単な回路構成にすることが出来る。その他
の結果としては、ステレオクロストークが、低域フィル
タ回路ＱＭＦ（Ｉ−ＳＭＯ）によって選択されたステレ
オマルチプレックス信号の、７６ｋＨｚサンプリング周
波数に於て発生する偶数および奇数のサンプリング値の
間で発生することが挙げられる。従って、前述の公知の
時分割マルチプレックスデコーディング法により、選択
されたステレオマルチプレックス信号から直接左右のチ
ャネルのステレオ音声信号をデコードすることは、もは
や不可能であるが、このクロストークを除去するために
はデマトリクス操作が要求される。これについてはさら
に以下説明する。
【００２７】低域フィルタ回路（ＱＭＦ Ｉ−ＳＭＯ）
によって選択されたステレオマルチプレックス信号の線
形デマトリックスを可能とするために、低域フィルタ回
路（ＱＭＦ Ｉ−ＳＭＯ）の位相転移はその作動範囲内
で実質的に線形であるべきである。換言すれば低域フィ
ルタ回路（ＱＭＦ Ｉ−ＳＭＯ）の群遅延時間は実質的
に一定であるべきである。更に通過帯域内での振幅転移
は実質的に平滑であり、また低域端の周波数範囲内に於
て、即ち遷移帯域内に於て、周波数と共に、半値転移が
３８ｋＨｚ副搬送波に於て得られるような方法で、また
振幅転移特性が前記半値転移を生じる点に対して実質的
に対称である様な方法で減少すべきである。低域フィル
タ回路（ＱＭＦ Ｉ−ＳＭＯ）は、従って３８ｋＨｚ入
力信号成分の振幅値を半分に、即ち６ｄＢだけ減少せし
め、１２５ｋＨｚの入力または第１のサンプリング周波
数および７６ｋＨｚの出力サンプリングを有するに十分
であり、また遷移帯域内の低域フィルタ回路の振幅変化
が周波数に依存し、周波数成分の和が３８ｋＨｚ副搬送
波を中心として実質的に対称にある周波派値に於て実質
的に一定であり、遷移帯域内にある通過帯域内の周波数
成分に等しい、という性質を持っている。
によって選択されたステレオマルチプレックス信号の線
形デマトリックスを可能とするために、低域フィルタ回
路（ＱＭＦ Ｉ−ＳＭＯ）の位相転移はその作動範囲内
で実質的に線形であるべきである。換言すれば低域フィ
ルタ回路（ＱＭＦ Ｉ−ＳＭＯ）の群遅延時間は実質的
に一定であるべきである。更に通過帯域内での振幅転移
は実質的に平滑であり、また低域端の周波数範囲内に於
て、即ち遷移帯域内に於て、周波数と共に、半値転移が
３８ｋＨｚ副搬送波に於て得られるような方法で、また
振幅転移特性が前記半値転移を生じる点に対して実質的
に対称である様な方法で減少すべきである。低域フィル
タ回路（ＱＭＦ Ｉ−ＳＭＯ）は、従って３８ｋＨｚ入
力信号成分の振幅値を半分に、即ち６ｄＢだけ減少せし
め、１２５ｋＨｚの入力または第１のサンプリング周波
数および７６ｋＨｚの出力サンプリングを有するに十分
であり、また遷移帯域内の低域フィルタ回路の振幅変化
が周波数に依存し、周波数成分の和が３８ｋＨｚ副搬送
波を中心として実質的に対称にある周波派値に於て実質
的に一定であり、遷移帯域内にある通過帯域内の周波数
成分に等しい、という性質を持っている。
【００２８】低域フィルタＱＭＦ（Ｉ−ＳＭＯ）中での
選択により、ステレオ差信号（ｌ−ｒ）の上下側波帯に
コヒーレント信号が付加されるが、これは最初のステレ
オ差信号Ｌ−Ｒ）の振幅の実質的に半分である。その結
果、最初の偶数および奇数の信号サンプリングによって
搬送されるステレオ情報のクロストークが明確に固定さ
れる。偶数および奇数のサンプリング時に、下記のステ
レオ信号の組合せが７６ｋＨｚサンプリング周波数に於
ける出力ＳＭＯに於て得られる。
選択により、ステレオ差信号（ｌ−ｒ）の上下側波帯に
コヒーレント信号が付加されるが、これは最初のステレ
オ差信号Ｌ−Ｒ）の振幅の実質的に半分である。その結
果、最初の偶数および奇数の信号サンプリングによって
搬送されるステレオ情報のクロストークが明確に固定さ
れる。偶数および奇数のサンプリング時に、下記のステ
レオ信号の組合せが７６ｋＨｚサンプリング周波数に於
ける出力ＳＭＯに於て得られる。
【００２９】 サンプリング時 ステレオ信号の組合せ ０ （Ｌ＋Ｒ）＋（ｌ−ｒ）＝３／２Ｌ＋１／２Ｒ １ （Ｌ＋Ｒ）−（ｌ−ｒ）＝１／２Ｌ＋３／２Ｒ ２ （Ｌ＋Ｒ）＋（ｌ−ｒ）＝３／２Ｌ＋１／２Ｒ 低域フィルタＱＭＦ（Ｉ−ＳＭＯ）の低域端による抑圧
によってステレオマルチプレックス信号中に導入される
左右チャネルのステレオ信号間のクロストークは、簡単
な線形信号処理操作によって実質的に補償することが出
来る。
によってステレオマルチプレックス信号中に導入される
左右チャネルのステレオ信号間のクロストークは、簡単
な線形信号処理操作によって実質的に補償することが出
来る。
【００３０】低域端は、ステレオ和信号（Ｌ＋Ｒ）の最
高周波数の後で、且つステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）の最低
周波数の前で開始されることが好ましく、また主として
線形減衰を示さなければならない。入力Ｉと出力ＳＭＯ
の間のフィルタＱＭＦ等の時間離散的半帯域低域フィル
タはそれ自体公知であって、ステレオマルチプレックス
信号の正確な選択に十分な程度に実質的に線形であっ
て、図３中の理想化曲線Ｃ４に近似する位相と振幅特性
を持つ様に寸法決定することが出来る。この様なフィル
タ回路は、上記のステレオマルチプレックス信号の選択
に非常に適している。
高周波数の後で、且つステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）の最低
周波数の前で開始されることが好ましく、また主として
線形減衰を示さなければならない。入力Ｉと出力ＳＭＯ
の間のフィルタＱＭＦ等の時間離散的半帯域低域フィル
タはそれ自体公知であって、ステレオマルチプレックス
信号の正確な選択に十分な程度に実質的に線形であっ
て、図３中の理想化曲線Ｃ４に近似する位相と振幅特性
を持つ様に寸法決定することが出来る。この様なフィル
タ回路は、上記のステレオマルチプレックス信号の選択
に非常に適している。
【００３１】図４に低域フィルタＱＭＦ（Ｉ−ＳＭＯ）
による濾波後のステレオマルチプレックス信号の周波数
スペクトルを示す。この図では、周波数と２次的関係で
増加し、特にステレオ差信号の上側の側波帯中で大きい
ＦＭトライアングルノイズが補足的に抑圧される。その
結果Ｓ／Ｎ比は、前記の公知の受信器に較べて改良され
る。
による濾波後のステレオマルチプレックス信号の周波数
スペクトルを示す。この図では、周波数と２次的関係で
増加し、特にステレオ差信号の上側の側波帯中で大きい
ＦＭトライアングルノイズが補足的に抑圧される。その
結果Ｓ／Ｎ比は、前記の公知の受信器に較べて改良され
る。
【００３２】信号出力ＳＭＯに於けるフィルタＱＭＦに
よって供給される選択されたマルチプレックス信号の交
互にとられた偶数および奇数のサンプリング値は、前記
した様に７６ｋＨｚのサンプリング周波数に於て生じ
る。これらの偶数及び奇数のサンプリング値は、３８ｋ
Ｈｚのサンプリング周波数に於て補間回路ＩＣの出力に
同時に供給可能となる様な方法で、補間回路中で互いに
位相ずれを生じる。この様な信号処理操作は公知のジレ
シプロカル半帯域フィルタによって実現することが出来
る。
よって供給される選択されたマルチプレックス信号の交
互にとられた偶数および奇数のサンプリング値は、前記
した様に７６ｋＨｚのサンプリング周波数に於て生じ
る。これらの偶数及び奇数のサンプリング値は、３８ｋ
Ｈｚのサンプリング周波数に於て補間回路ＩＣの出力に
同時に供給可能となる様な方法で、補間回路中で互いに
位相ずれを生じる。この様な信号処理操作は公知のジレ
シプロカル半帯域フィルタによって実現することが出来
る。
【００３３】既に上記した様に、左右の両チャネルの音
声信号は、デマトリクス回路ＤＥＭ中で線形信号の組合
せを適当に選ぶことによって実質的にデマトリクスされ
る。
声信号は、デマトリクス回路ＤＥＭ中で線形信号の組合
せを適当に選ぶことによって実質的にデマトリクスされ
る。
【００３４】図２には、図１に示した様な受信器中のス
テレオ情報の時分割マルチプレックスデコーダとして使
用するためのステレオデコーダの実施例を示した。時間
離散的半帯域フィルタ回路ＱＭＦ（Ｉ−ＳＭＯ）は、例
えばIEEE Transactions on Circuits and Systems, Vo
l. CAS 34, No.3, March 1987, pp.297〜300 に発表さ
れたP.P. Vaidyanathan およびT.Q. Ngugen による論文
「有限インパルス特性フィルタの設計のための要論」か
ら、それ自体は公知である。フィルタ回路ＱＭＦは遅延
回路３０を有し、この回路を経て入力Ｉは遅延補償分岐
部３１〜３４と結合され、また信号分岐部１〜５、１０
〜２０、および３５〜４０に結合されている。遅延回路
３０は第１のサンプリング周波数（１２５ｋＨｚ）に等
しいクロック周波数で作動し、フィルタＱＭＦのその他
の要素は第１のサンプリング周波数の値の半分（７６ｋ
Ｈｚ）に等しいクロック周波数で作動する。その結果、
偶数および奇数の入力信号サンプリングの１つ、例えば
偶数入力信号サンプリングを、且つこの例に於て信号分
岐部での奇数サンプリングを、又はその逆に、遅延させ
ることが可能となる。遅延補償分岐部は４つのカスケー
ド配列の遅延化回路３１〜３４を含み、また信号分岐部
には第１から第９までの信号遅延回路３５〜４３のカス
ケード回路が含まれる。各遅延回路３５〜４３は、加算
回路１０〜１９の直列接続の各対の間に加えられる。例
えば、第１の遅延回路３５が加算回路１０および１１の
間に加えられ、以下同様である。加算回路１０と１９、
１１と１８、１２と１７、１３と１６、１４と１５の入
力は第１から第５までの係数乗算器１〜５の出力にそれ
ぞれ接続される。これらの第１から第５までの係数乗算
器１〜５の入力はステレオデコーダＳＤの入力Ｉに共通
接続される。この構造によって第５の遅延回路３９の前
後での時間に対して対称的に信号サンプリング値が第１
から第５までの係数乗算器の出力信号値に加えられる。
加算回路１０の入力は基準零値に接続され、他方加算回
路１９の出力は差分段として作動する。遅延補償分岐の
出力は加算回路２０および２９の入力に接続される。こ
れらの加算回路の出力は、前述のステレオマルチプレッ
クス信号入力ＳＭＯとラジオデータ信号出力ＲＤＯを、
それぞれ構成する。図３中の曲線Ｃ４により説明した様
な振幅転移特性が係数乗算器１〜５の係数、即ち加重係
数を適当に選ぶことによって得られ、その曲線は本発明
によるステレオデコーダの正確な作動に十分近い所望の
振幅転移特性Ｃ４に近似する。
テレオ情報の時分割マルチプレックスデコーダとして使
用するためのステレオデコーダの実施例を示した。時間
離散的半帯域フィルタ回路ＱＭＦ（Ｉ−ＳＭＯ）は、例
えばIEEE Transactions on Circuits and Systems, Vo
l. CAS 34, No.3, March 1987, pp.297〜300 に発表さ
れたP.P. Vaidyanathan およびT.Q. Ngugen による論文
「有限インパルス特性フィルタの設計のための要論」か
ら、それ自体は公知である。フィルタ回路ＱＭＦは遅延
回路３０を有し、この回路を経て入力Ｉは遅延補償分岐
部３１〜３４と結合され、また信号分岐部１〜５、１０
〜２０、および３５〜４０に結合されている。遅延回路
３０は第１のサンプリング周波数（１２５ｋＨｚ）に等
しいクロック周波数で作動し、フィルタＱＭＦのその他
の要素は第１のサンプリング周波数の値の半分（７６ｋ
Ｈｚ）に等しいクロック周波数で作動する。その結果、
偶数および奇数の入力信号サンプリングの１つ、例えば
偶数入力信号サンプリングを、且つこの例に於て信号分
岐部での奇数サンプリングを、又はその逆に、遅延させ
ることが可能となる。遅延補償分岐部は４つのカスケー
ド配列の遅延化回路３１〜３４を含み、また信号分岐部
には第１から第９までの信号遅延回路３５〜４３のカス
ケード回路が含まれる。各遅延回路３５〜４３は、加算
回路１０〜１９の直列接続の各対の間に加えられる。例
えば、第１の遅延回路３５が加算回路１０および１１の
間に加えられ、以下同様である。加算回路１０と１９、
１１と１８、１２と１７、１３と１６、１４と１５の入
力は第１から第５までの係数乗算器１〜５の出力にそれ
ぞれ接続される。これらの第１から第５までの係数乗算
器１〜５の入力はステレオデコーダＳＤの入力Ｉに共通
接続される。この構造によって第５の遅延回路３９の前
後での時間に対して対称的に信号サンプリング値が第１
から第５までの係数乗算器の出力信号値に加えられる。
加算回路１０の入力は基準零値に接続され、他方加算回
路１９の出力は差分段として作動する。遅延補償分岐の
出力は加算回路２０および２９の入力に接続される。こ
れらの加算回路の出力は、前述のステレオマルチプレッ
クス信号入力ＳＭＯとラジオデータ信号出力ＲＤＯを、
それぞれ構成する。図３中の曲線Ｃ４により説明した様
な振幅転移特性が係数乗算器１〜５の係数、即ち加重係
数を適当に選ぶことによって得られ、その曲線は本発明
によるステレオデコーダの正確な作動に十分近い所望の
振幅転移特性Ｃ４に近似する。
【００３５】本発明を理解するためのフィルタＱＭＦの
作動については上掲の論文に詳記されている。フィルタ
ＱＭＦに続く補間回路ＩＣに於ては、信号出力部ＳＭＯ
にフィルタＱＭＦにより供給される偶数および奇数信号
サンプリングについて、ある一定の配列が行なわれる。
補間回路ＩＣは、フィルタ回路ＱＭＦの出力信号の前記
偶数及び奇数サンプリング値の少なくとも１個以上の振
幅依存移相を行ない、これらの偶数及び奇数のサンプリ
ング値は同時に供給される。この目的のために、ＦＩＲ
（有限インパルス特性）又はＩＩＲ（無限インパルス特
性）のフィルタが使用される。斯かるフィルタ自体は、
例えばProceeding of IEEEのVol. 76, No.1 January 19
88, pp19〜32に発表されたP.A. Regaliaらの論文「ディ
ジタル全域フィルタ−最初の汎用信号処理構成ブロッ
ク」から公知である。
作動については上掲の論文に詳記されている。フィルタ
ＱＭＦに続く補間回路ＩＣに於ては、信号出力部ＳＭＯ
にフィルタＱＭＦにより供給される偶数および奇数信号
サンプリングについて、ある一定の配列が行なわれる。
補間回路ＩＣは、フィルタ回路ＱＭＦの出力信号の前記
偶数及び奇数サンプリング値の少なくとも１個以上の振
幅依存移相を行ない、これらの偶数及び奇数のサンプリ
ング値は同時に供給される。この目的のために、ＦＩＲ
（有限インパルス特性）又はＩＩＲ（無限インパルス特
性）のフィルタが使用される。斯かるフィルタ自体は、
例えばProceeding of IEEEのVol. 76, No.1 January 19
88, pp19〜32に発表されたP.A. Regaliaらの論文「ディ
ジタル全域フィルタ−最初の汎用信号処理構成ブロッ
ク」から公知である。
【００３６】図２に示した補間回路ＩＣはフィルタＱＭ
Ｆの信号出力部ＳＭＯに接続され、遅延分岐部４４およ
び６，７，２４〜２６、４５より成る信号分岐部を有す
る。遅延補償分岐部にはクロック周波数７６ｋＨｚで作
動する遅延回路４４が設けられている。補間回路ＩＣの
信号分岐部には、係数乗算器が含まれており、その入力
側は信号出力部ＳＭＯに接続され、出力側は差分段とし
て作動する第１の加算段２４の反転入力に接続されてお
り、加算段２４の出力は同様に差分段として作動する加
算段２５の反転入力に接続され、また第２の係数乗算器
を経て、差分段として作動する第３の加算段２６の非反
転入力部に接続される。この第３の加算段２６の出力
は、加算段２５の反転入力部に接続され、また遅延回路
を経て加算段２４の非反転入力部、及び加算段２６の反
転入力部に接続される。６，７，２４〜２６，４５の信
号分岐部内の回路は、遅延回路４４のクロック周波数の
半値、即ち３８ｋＨｚのクロック周波数で作動する。遅
延回路４４の出力及び加算段２５の出力は、偶数及び奇
数信号サンプリングを３８ｋＨｚのサンプリング周波数
で同時に行なう補間回路ＩＣの出力を構成する。補間回
路ＩＣは逐次発生する偶数および奇数信号サンプリング
を、偶数入力信号サンプリングを奇数入力信号サンプリ
ングに対して振幅非依存型の移相を行なうことによっ
て、偶数と奇数の対として同時に行なわれる信号サンプ
リングに変換するか、もしくはその逆を実行する。係数
乗算器６の加重係数は、補間回路ＩＣの実際の信号処理
時には機能を持たないが、主としてＩＣのディジタル分
割回路の利用可能なレジスタ長の最適利用に役立つ。前
記移相は係数乗算器７の加重係数によって所望の値に調
節することが出来る。本発明を理解するために、補間回
路ＩＣの作動について更に詳記することは不要であっ
て、最後に挙げた論文が参照される。
Ｆの信号出力部ＳＭＯに接続され、遅延分岐部４４およ
び６，７，２４〜２６、４５より成る信号分岐部を有す
る。遅延補償分岐部にはクロック周波数７６ｋＨｚで作
動する遅延回路４４が設けられている。補間回路ＩＣの
信号分岐部には、係数乗算器が含まれており、その入力
側は信号出力部ＳＭＯに接続され、出力側は差分段とし
て作動する第１の加算段２４の反転入力に接続されてお
り、加算段２４の出力は同様に差分段として作動する加
算段２５の反転入力に接続され、また第２の係数乗算器
を経て、差分段として作動する第３の加算段２６の非反
転入力部に接続される。この第３の加算段２６の出力
は、加算段２５の反転入力部に接続され、また遅延回路
を経て加算段２４の非反転入力部、及び加算段２６の反
転入力部に接続される。６，７，２４〜２６，４５の信
号分岐部内の回路は、遅延回路４４のクロック周波数の
半値、即ち３８ｋＨｚのクロック周波数で作動する。遅
延回路４４の出力及び加算段２５の出力は、偶数及び奇
数信号サンプリングを３８ｋＨｚのサンプリング周波数
で同時に行なう補間回路ＩＣの出力を構成する。補間回
路ＩＣは逐次発生する偶数および奇数信号サンプリング
を、偶数入力信号サンプリングを奇数入力信号サンプリ
ングに対して振幅非依存型の移相を行なうことによっ
て、偶数と奇数の対として同時に行なわれる信号サンプ
リングに変換するか、もしくはその逆を実行する。係数
乗算器６の加重係数は、補間回路ＩＣの実際の信号処理
時には機能を持たないが、主としてＩＣのディジタル分
割回路の利用可能なレジスタ長の最適利用に役立つ。前
記移相は係数乗算器７の加重係数によって所望の値に調
節することが出来る。本発明を理解するために、補間回
路ＩＣの作動について更に詳記することは不要であっ
て、最後に挙げた論文が参照される。
【００３７】デマトリクス回路は、左右両チャネルのス
テレオ音声信号をデマトリクス化するための第１及び第
２の信号組合せ段を有する。第１及び第２の信号組合せ
段は、加算段２７，２８、および差分段として作動し、
加算段２７，２８の出力に結合される加算段２３，２２
とを有する。補間回路の遅延回路４４の出力をＩＣ１と
し、補間回路ＩＣの加算段の出力をＩＣ２とすれば、Ｉ
Ｃ１は係数回路８を経て加算段２７の反転入力部に接続
され、且つまた加算段２２と加算段２１の入力に接続さ
れる。ＩＣ１はまた加算段２８の非反転入力に接続され
ている。ＩＣ２は係数乗算器９を経て加算段２７の非反
転入力に接続される。ＩＣ２はまた加算段２８の反転入
力および加算段２３及び２１の入力とに接続される。加
算段２１〜２３の出力部は、それぞれベースバンド・モ
ノラル音声信号、右チャネルステレオ音声信号および左
チャネルステレオ音声信号を供給する。係数乗算器８お
よび９は、これらの係数乗算器に供給されるサンプリン
グ値に、それぞれ１／２および２の加重係数を乗じる。
これらの加重係数は、他のＳＤの係数乗算器によりＩＣ
１およびＩＣ２のサンプリング値に導入される加重係数
を補償するように、また同時にＤＥＭ中の左チャネルと
右チャネルのステレオ音声信号の効果的なデマトリクス
化を可能とする様に選ばれる。
テレオ音声信号をデマトリクス化するための第１及び第
２の信号組合せ段を有する。第１及び第２の信号組合せ
段は、加算段２７，２８、および差分段として作動し、
加算段２７，２８の出力に結合される加算段２３，２２
とを有する。補間回路の遅延回路４４の出力をＩＣ１と
し、補間回路ＩＣの加算段の出力をＩＣ２とすれば、Ｉ
Ｃ１は係数回路８を経て加算段２７の反転入力部に接続
され、且つまた加算段２２と加算段２１の入力に接続さ
れる。ＩＣ１はまた加算段２８の非反転入力に接続され
ている。ＩＣ２は係数乗算器９を経て加算段２７の非反
転入力に接続される。ＩＣ２はまた加算段２８の反転入
力および加算段２３及び２１の入力とに接続される。加
算段２１〜２３の出力部は、それぞれベースバンド・モ
ノラル音声信号、右チャネルステレオ音声信号および左
チャネルステレオ音声信号を供給する。係数乗算器８お
よび９は、これらの係数乗算器に供給されるサンプリン
グ値に、それぞれ１／２および２の加重係数を乗じる。
これらの加重係数は、他のＳＤの係数乗算器によりＩＣ
１およびＩＣ２のサンプリング値に導入される加重係数
を補償するように、また同時にＤＥＭ中の左チャネルと
右チャネルのステレオ音声信号の効果的なデマトリクス
化を可能とする様に選ばれる。
【００３８】上述したところから明らかなように、本発
明の着想はまた、既に示したフィルタ回路とは異なる種
類のフィルタ回路によって案出されることも出来、また
時間離散的半帯域低域フィルタ回路は、例えば切換式コ
ンデンサを使用し、既に示した場合と異なる形態ではあ
るが、その作動がフィルタの性質に関して特許請求の範
囲に示されたところに対応するディジタル及び非ディジ
タル形式とすることも非常によく可能である。
明の着想はまた、既に示したフィルタ回路とは異なる種
類のフィルタ回路によって案出されることも出来、また
時間離散的半帯域低域フィルタ回路は、例えば切換式コ
ンデンサを使用し、既に示した場合と異なる形態ではあ
るが、その作動がフィルタの性質に関して特許請求の範
囲に示されたところに対応するディジタル及び非ディジ
タル形式とすることも非常によく可能である。
【００３９】図２に示した対称性ＦＩＲフィルタ型の時
間離散的半帯域フィルタＱＭＦは、加算回路２９によっ
て高域フィルタに拡張することも容易に可能である。フ
ィルタ回路ＱＭＦは、図３に曲線Ｃ４により図解した低
域特性に対立する、入力Ｉと出力ＲＤＯとの間の高域特
性の転移を行なう。従ってまたラジオデータ信号ＲＤＳ
および／またはＡＲＩ信号を選択するためにフィルタＱ
ＭＦを使用することが出来る。
間離散的半帯域フィルタＱＭＦは、加算回路２９によっ
て高域フィルタに拡張することも容易に可能である。フ
ィルタ回路ＱＭＦは、図３に曲線Ｃ４により図解した低
域特性に対立する、入力Ｉと出力ＲＤＯとの間の高域特
性の転移を行なう。従ってまたラジオデータ信号ＲＤＳ
および／またはＡＲＩ信号を選択するためにフィルタＱ
ＭＦを使用することが出来る。
【００４０】上述の時間離散的半帯域フィルタＱＭＦの
実施例に於ては、高域特性は加算回路２９によって容易
に得られる。このフィルタに関する論文から公知である
ように、入力Ｉとラジオデータ信号出力ＲＤＯの間で高
域フィルタとして作動する時間離散的半帯域フィルタ回
路ＱＭＦは、低域フィルタ回路と同じ半値周波数、階調
および群遅延時間を持ち、振幅特性の高域エッジは低域
フィルタ回路の遷移帯域に対応する遷移帯域内にあり、
また遅延補償分岐部と低域フィルタの信号分岐部とを共
有している。高域フィルタ回路は、一方に於て遅延補償
分岐部の出力サンプリング値と、他方に於て（２ｎ＋
１）次の遅延回路と第１の係数乗算器の出力サンプリン
グ値の和との間に差を形成するための差分段を備えてい
る。このとき差分段の出力はまた半帯域高域フィルタ回
路の出力を構成する。
実施例に於ては、高域特性は加算回路２９によって容易
に得られる。このフィルタに関する論文から公知である
ように、入力Ｉとラジオデータ信号出力ＲＤＯの間で高
域フィルタとして作動する時間離散的半帯域フィルタ回
路ＱＭＦは、低域フィルタ回路と同じ半値周波数、階調
および群遅延時間を持ち、振幅特性の高域エッジは低域
フィルタ回路の遷移帯域に対応する遷移帯域内にあり、
また遅延補償分岐部と低域フィルタの信号分岐部とを共
有している。高域フィルタ回路は、一方に於て遅延補償
分岐部の出力サンプリング値と、他方に於て（２ｎ＋
１）次の遅延回路と第１の係数乗算器の出力サンプリン
グ値の和との間に差を形成するための差分段を備えてい
る。このとき差分段の出力はまた半帯域高域フィルタ回
路の出力を構成する。
【図１】本発明の一実施例による受信器の構成を示した
回路図。
回路図。
【図２】図１に示した様な受信器中で使用するための時
分割マルチプレックス・ステレオデコーダの構成を示し
た回路図。
分割マルチプレックス・ステレオデコーダの構成を示し
た回路図。
【図３】図２に示した様なステレオデコーダ用に使用す
るためのステレオマルチプレックス信号の周波数スペク
トルと時間離散的半帯域低域フィルタ回路の転移特性を
示した説明図。
るためのステレオマルチプレックス信号の周波数スペク
トルと時間離散的半帯域低域フィルタ回路の転移特性を
示した説明図。
【図４】時間離散的半帯域低域フィルタ回路の出力部に
於けるステレオマルチプレックス信号の周波数スペクト
ルを示した説明図。
於けるステレオマルチプレックス信号の周波数スペクト
ルを示した説明図。
ＳＤ ステレオデコーダ ＤＥＭ デマトリクス回路 ＳＭＯ ステレオマルチプレックス出力部 ＱＭＦ Ｉ−ＳＭＯ 時間離散的半帯域フィルタ回路 ＱＭＦ Ｉ−ＲＤＯ 時間離散的高域フィルタ回路 ＲＤＯ ラジオデータ信号出力部 ＲＤＳ ラジオデータ信号処理装置 Ｍ１ 逓倍器 ＬＰ 低域フィルタ ＶＣＯ 発振器 ＭＳＳ モノラル‐ステレオ選択器 ＩＣ 補間回路 １〜９ 係数乗算器 １０〜２９ 加算回路 ３０〜３４ 遅延回路 ３５〜４３ 信号遅延回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (73)特許権者 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔ ｈｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (72)発明者 ヨハン、カミエル、ユゼフ、バン、ギン ダードイレン ベルギー国ハセルト、ケンピシェ、ステ ーンウェーク、293 (56)参考文献 特開 平３−6939（ＪＰ，Ａ) 欧州特許出願公開308520（ＥＰ，Ａ １) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04H 5/00
Claims (7)
- 【請求項１】チューナーと、ベースバンド・ステレオ和
信号（Ｌ＋Ｒ）、１９ｋＨｚステレオパイロット信号お
よび抑圧された３８ｋＨｚ副搬送波で振幅変調されたダ
ブルサイドバンドであるステレオ差信号（Ｌ−Ｒ）を含
むステレオマルチプレックス信号を供給するための復調
回路と、アナログ信号を時間離散信号に変換するための
サンプラと、時間離散的ステレンマルチプレックス信号
を時間離散的左チャネルおよび右チャネルステレオ信号
へ時分割マルチプレックスデコードするためのステレオ
デコーダとを含む信号路を有する受信器であって、受信
器が有限インパルス特性と実質的に一定の群遅延時間を
有する時間離散的半帯域低域フィルタ回路を含んでお
り、その振幅転移特性の低域端が、少なくとも一部が前
記変調ステレオ差信号の周波数範囲と共通である遷移帯
域中にあり、また前記３８ｋＨｚステレオ副搬送波の周
波数で、それに対して低域端が実質的に点対称である周
波数に半値転移を有し、前記受信器がまたフィルタ回路
の出力信号の時間順偶数および奇数サンプリング値を同
時に発生するサンプリング値の時間順対に変換するため
にフィルタ回路の出力に接続された補間回路と、前記の
サンプリング値の対の線形結合とフィルタ回路によって
生じる左チャネルおよび右チャネルのステレオ信号の間
のクロストークの補償のために補間回路に結合されたデ
マトリクス回路とを含むことを特徴する受信器。 - 【請求項２】請求項１記載の受信器において、補間回路
が低域フィルタ回路の出力信号の前記偶数および奇数の
サンプリング値の少なくとも１つ以上の振幅依存移相の
ためのオールパスフィルタを含んでおり、移相が偶数と
奇数のサンプリング値の間の位相差を補償することを特
徴とする受信器。 - 【請求項３】請求項１または２記載の受信器において、
デマトリクス回路がサンプリング値の線形和と差の組合
せを実行する第１および第２のデマトリクス段を有する
ことを特徴とする受信器。 - 【請求項４】請求項１から３のいずれかに記載の受信器
であって、低域フィルタ回路が遅延補償分岐部と、偶数
および奇数の信号サンプリングを別々に処理するための
信号分岐部とを有し、遅延補償分岐部がｎ個のカスケー
ド配置の遅延回路を有し、信号分岐部が第１から第（２
ｎ＋１）までの遅延回路のカスケード回路と、これに並
列の第１から第（ｎ＋１）までの係数乗算器を有し、第
１から第（ｎ＋１）までの係数乗算器の出力信号値が第
（ｎ＋１）番目の遅延回路を中心として時間対称的に行
なわれる出力信号のサンプリング値に加算され、前記フ
ィルタ回路は遅延補償分岐部、第（２ｎ＋１）番目の遅
延回路及び第１の係数乗算器の出力サンプリング値を相
互に加え合せるための加算段を有することを特徴とする
受信器。 - 【請求項５】請求項２から４のいずれかに記載の受信器
において、補間回路の入力が遅延回路を経て補間回路の
第１の出力に結合され、オールパスフィルタ装置が第１
から第３までのそれぞれ反転および非反転の入出力部を
持つ第１から第３までの加算器を有し、補間回路の入力
が第１の係数乗算器を経て第１の加算段の反転入力部に
接続され、前記加算段の出力が第２の加算段の反転入力
に接続され、且つ第２の係数乗算器を経て第３の加算段
の反転入力に接続され、第３の加算段の出力が第２の加
算段および別の遅延回路の入力に結合され、前記別の遅
延回路の出力が第１の加算段の非反転入力および第３の
加算段の反転入力に接続され、また第２の加算段の出力
が補間回路の第２の出力を構成することを特徴とする受
信器。 - 【請求項６】請求項３から５のいずれかに記載の受信器
において、デマトリクス回路が第１及び第２の信号結合
段を有し、第１の信号結合段に於て補間回路の出力信号
のサンプリング値の和および差が形成され、それぞれ和
信号および差信号を発生し、また第２の信号結合段に於
て前記和信号と差信号の和および差が形成されることを
特徴とする受信器。 - 【請求項７】請求項３、４または５のいずれかに記載の
受信器において、低域フィルタ回路に関して同一の半値
周波数、階調及び群遅延時間を有し、低域フィルタ回路
の場合に対応する遷移帯域内に振幅特性の高域エッジを
有し、低域フィルタ回路の遅延分岐部と信号分岐部とを
共有する半帯域高域フィルタ回路であって、一方に於て
遅延補償分岐部の出力サンプリング値の間の差を生じ、
他方第（２ｎ＋１）番目の遅延回路と第１の係数乗算器
の出力サンプリング値の和を生じるための差分段を備
え、差分段の出力がまた半帯域低域フィルタ回路の出力
を構成する半帯域高域フィルタ回路を特徴とする受信
器。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| EP91201051 | 1991-05-03 | ||
| NL91201051.9 | 1991-05-03 |
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|---|---|
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| EP (1) | EP0512606B1 (ja) |
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| EP0691050B1 (de) * | 1993-03-24 | 1996-12-18 | Blaupunkt-Werke GmbH | Schaltungsanordnung zur ableitung von signalen zur maskierung von audiosignalen |
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| CN1082757C (zh) * | 1994-06-22 | 2002-04-10 | Ntt移动通信网株式会社 | 用于数字通信接收机的相干检测器和相干检测方法 |
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| EP1094627A1 (en) * | 1999-10-20 | 2001-04-25 | Sony International (Europe) GmbH | Method and device to retrieve RDS information |
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| WO2003077435A1 (en) * | 2002-03-12 | 2003-09-18 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Receiver with a signal path |
| ATE459215T1 (de) | 2002-11-19 | 2010-03-15 | Nxp Bv | Empfänger |
| EP1571757B1 (en) * | 2004-03-04 | 2012-05-23 | Harman Becker Automotive Systems GmbH | FM radio receiver processing system |
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