JP3137410B2 - Ａｍ／ｆｍダイレクト受信機 - Google Patents
Ａｍ／ｆｍダイレクト受信機Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＡＭ／ＦＭダイレクト受
信機に関する。特に本発明ではサンプリング信号共用化
に伴うディジタル処理の精度向上を目的とする。
信機に関する。特に本発明ではサンプリング信号共用化
に伴うディジタル処理の精度向上を目的とする。
【０００２】
【従来の技術】従来このような技術の分野として、特開
昭５８−１８４８４２号公報に記載のものがある。これ
に記載されているＡＭステレオ放送の方式はモトローラ
方式といわれるもので、送信側では主チャンネル１＋Ｌ
＋Ｒと副チャンネルＬ−Ｒで直角変調し、その合成波を
リミッターを通して振幅変化分を取り除いたのち、１＋
Ｌ＋Ｒで再び振幅変調したものである。ステレオ識別信
号としてのパイロット信号は２５Ｈｚが使用される。受
信側ではＡＭ検波により主チャンネル１＋Ｌ＋Ｒを求
め、位相検波により位相φを求めｔａｎφ＝（Ｌ−Ｒ）
／（１＋Ｌ＋Ｒ）の関係より副チャンネルＬ−Ｒを求
め、これらからＬ及びＲ信号を得る。
昭５８−１８４８４２号公報に記載のものがある。これ
に記載されているＡＭステレオ放送の方式はモトローラ
方式といわれるもので、送信側では主チャンネル１＋Ｌ
＋Ｒと副チャンネルＬ−Ｒで直角変調し、その合成波を
リミッターを通して振幅変化分を取り除いたのち、１＋
Ｌ＋Ｒで再び振幅変調したものである。ステレオ識別信
号としてのパイロット信号は２５Ｈｚが使用される。受
信側ではＡＭ検波により主チャンネル１＋Ｌ＋Ｒを求
め、位相検波により位相φを求めｔａｎφ＝（Ｌ−Ｒ）
／（１＋Ｌ＋Ｒ）の関係より副チャンネルＬ−Ｒを求
め、これらからＬ及びＲ信号を得る。
【０００３】そしてＡＭ／ＦＭダイレクト受信機は受信
帯域幅の異なるＡＭ受信部とＦＭ受信部が設けられ両者
を切り換えて使用されるものである。これらのＡＭ受信
部、ＦＭ受信部では信号処理にＤＳＰ（Digital Signal
Processor) が採用されて、ディジタル信号処理が行わ
れている。ところでＤＳＰに使用されるサンプリング周
波数は処理する信号の最大周波数の２倍程度になる。本
受信機ではダイレクト方式を採用し、直交変換後におい
てＡＭ受信部の取り扱う周波数の範囲は０〜１０ＫＨｚ
で、ＦＭ受信部の取り扱う範囲は０〜１５０ＫＨｚであ
る。したがって通常サンプリング周波数はＦＭ受信部の
取り扱う周波数の範囲に基づき約３００ＫＨｚに決めら
れている。
帯域幅の異なるＡＭ受信部とＦＭ受信部が設けられ両者
を切り換えて使用されるものである。これらのＡＭ受信
部、ＦＭ受信部では信号処理にＤＳＰ（Digital Signal
Processor) が採用されて、ディジタル信号処理が行わ
れている。ところでＤＳＰに使用されるサンプリング周
波数は処理する信号の最大周波数の２倍程度になる。本
受信機ではダイレクト方式を採用し、直交変換後におい
てＡＭ受信部の取り扱う周波数の範囲は０〜１０ＫＨｚ
で、ＦＭ受信部の取り扱う範囲は０〜１５０ＫＨｚであ
る。したがって通常サンプリング周波数はＦＭ受信部の
取り扱う周波数の範囲に基づき約３００ＫＨｚに決めら
れている。
【０００４】ダイレクト検波受信機に関する技術として
は、特開昭６１−２７３００５号公報に記載されたもの
がある。なおＡＭ／ＦＭダイレクト受信機の全体構成は
実施例の項で説明することとする。
は、特開昭６１−２７３００５号公報に記載されたもの
がある。なおＡＭ／ＦＭダイレクト受信機の全体構成は
実施例の項で説明することとする。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら通常の場
合にはＡＭ受信部にとって上記サンプリング周波数（約
３００ＫＨｚ）は、使用周波数の２倍以上であるので、
信号処理に問題がないが、下記に説明する場合には信号
処理の精度の点で問題が生じる。すなわち、ＡＭステレ
オの受信部における副チャンネル信号の処理では、上述
のように直交変換後の信号から位相φを導出している。
この位相φは通常直交変換後の信号を周波数復調し、こ
の復調信号を積分して求められる。但し、積分するとき
そのままではＤＣ利得が無限大になり、ＤＣ成分が不定
となるのでＤＣ成分をカットする。このＤＣ成分をカッ
トするときに、最も低い変調信号であるステレオパイロ
ット信号（２５Ｈｚ）以下でＤＣ成分をカットしなけれ
ばならない。以下に位相φを求める構成について説明す
る。
合にはＡＭ受信部にとって上記サンプリング周波数（約
３００ＫＨｚ）は、使用周波数の２倍以上であるので、
信号処理に問題がないが、下記に説明する場合には信号
処理の精度の点で問題が生じる。すなわち、ＡＭステレ
オの受信部における副チャンネル信号の処理では、上述
のように直交変換後の信号から位相φを導出している。
この位相φは通常直交変換後の信号を周波数復調し、こ
の復調信号を積分して求められる。但し、積分するとき
そのままではＤＣ利得が無限大になり、ＤＣ成分が不定
となるのでＤＣ成分をカットする。このＤＣ成分をカッ
トするときに、最も低い変調信号であるステレオパイロ
ット信号（２５Ｈｚ）以下でＤＣ成分をカットしなけれ
ばならない。以下に位相φを求める構成について説明す
る。
【０００６】図５は従来のＡＭ／ＦＭダイレクト受信機
における副チャンネルの位相を導出するディジタルフィ
ルタを示す図である。本図に示すディジタルフィルタ
は、フィードバックループを有する二次のＩＩＲ形の一
例である。すなわちこのディジタルフィルタは、入力信
号に所定の係数ＦＷを乗算して出力する乗算器１００
と、該乗算器１００の出力を１サンプリング周期の時間
だけ遅延して一次遅延信号を出力する遅延器１０１と、
さらに遅延して二次遅延信号を出力する遅延器１０２
と、一次遅延信号に係数Ｆ１を乗算して出力する乗算器
１０３と、二次の遅延信号に係数Ｆ２を乗算して出力す
る乗算器１０４と、出力信号を遅延して一次フィードバ
ック信号を出力する遅延器１０５と、さらに遅延して二
次フィードバック信号を出力する遅延器１０６と、一次
フィードバック信号に所定係数Ｇ１を乗算して出力する
乗算器１０７と、二次フィードバック信号に所定係数Ｇ
２を乗算して出力する乗算器１０８と、乗算器１００、
１０３、１０４、１０７、１０８の出力をすべて加算し
て出力信号とする加算器１０９とを含む。
における副チャンネルの位相を導出するディジタルフィ
ルタを示す図である。本図に示すディジタルフィルタ
は、フィードバックループを有する二次のＩＩＲ形の一
例である。すなわちこのディジタルフィルタは、入力信
号に所定の係数ＦＷを乗算して出力する乗算器１００
と、該乗算器１００の出力を１サンプリング周期の時間
だけ遅延して一次遅延信号を出力する遅延器１０１と、
さらに遅延して二次遅延信号を出力する遅延器１０２
と、一次遅延信号に係数Ｆ１を乗算して出力する乗算器
１０３と、二次の遅延信号に係数Ｆ２を乗算して出力す
る乗算器１０４と、出力信号を遅延して一次フィードバ
ック信号を出力する遅延器１０５と、さらに遅延して二
次フィードバック信号を出力する遅延器１０６と、一次
フィードバック信号に所定係数Ｇ１を乗算して出力する
乗算器１０７と、二次フィードバック信号に所定係数Ｇ
２を乗算して出力する乗算器１０８と、乗算器１００、
１０３、１０４、１０７、１０８の出力をすべて加算し
て出力信号とする加算器１０９とを含む。
【０００７】図６は図５のディジタルフィルタの特性で
あってサンプリング周波数３００ＫＨｚの場合のものを
示す図である。本図の特性を求めるにあたって、サンプ
リング周波数は３００ＫＨｚであり、積分フィルタとし
てのカットオフ周波数が２５Ｈｚとなるように各定数は
ＦＷ＝２．６１４６９Ｅ−４、Ｆ１＝０、Ｆ２＝２．６
１４６９Ｅ−４、Ｇ１＝Ｇ２＝０とし、演算の精度は最
も一般的な１６ビットデータの浮動小数点とした場合で
ある。この結果として、本図に示すように、周波数２５
Ｈｚ付近では演算誤差が生じていることがわかる。
あってサンプリング周波数３００ＫＨｚの場合のものを
示す図である。本図の特性を求めるにあたって、サンプ
リング周波数は３００ＫＨｚであり、積分フィルタとし
てのカットオフ周波数が２５Ｈｚとなるように各定数は
ＦＷ＝２．６１４６９Ｅ−４、Ｆ１＝０、Ｆ２＝２．６
１４６９Ｅ−４、Ｇ１＝Ｇ２＝０とし、演算の精度は最
も一般的な１６ビットデータの浮動小数点とした場合で
ある。この結果として、本図に示すように、周波数２５
Ｈｚ付近では演算誤差が生じていることがわかる。
【０００８】図７は図５のディジタルフィルタの特性で
あってサンプリング周波数４０ＫＨｚの場合のものを示
す図である。本図に示す特性によれば、ＡＭ信号のみを
考えてサンプリング周波数を４０ＫＨｚにし，各定数は
ＦＷ＝１．９５９６４−３、Ｆ１＝０、Ｆ２＝１．９５
９６４Ｅ−３、Ｇ１＝Ｇ２＝０とした場合のものである
が、この場合には前記のような問題がなくなるとういこ
とが理解できる。つまり、カットオフ周波数ｆc とサン
プリング周波数ｆs に大きな差があると演算の有効桁数
に限りがあるためｆs ／ｆc ＝３００ＫＨｚ／２５Ｈ≒
１０4 回足されて結果がでるディジタルフィルタ等では
演算誤差の問題が生じる。このような問題は、ＡＭステ
レオ放送に限らず、一般のＡＭ放送の復調信号に周波数
特性を制御する処理を施す場合においても生じる。しか
しサンプリング周期をＡＭまたはＦＭ受信で変えること
は構成上、コスト上困難である。
あってサンプリング周波数４０ＫＨｚの場合のものを示
す図である。本図に示す特性によれば、ＡＭ信号のみを
考えてサンプリング周波数を４０ＫＨｚにし，各定数は
ＦＷ＝１．９５９６４−３、Ｆ１＝０、Ｆ２＝１．９５
９６４Ｅ−３、Ｇ１＝Ｇ２＝０とした場合のものである
が、この場合には前記のような問題がなくなるとういこ
とが理解できる。つまり、カットオフ周波数ｆc とサン
プリング周波数ｆs に大きな差があると演算の有効桁数
に限りがあるためｆs ／ｆc ＝３００ＫＨｚ／２５Ｈ≒
１０4 回足されて結果がでるディジタルフィルタ等では
演算誤差の問題が生じる。このような問題は、ＡＭステ
レオ放送に限らず、一般のＡＭ放送の復調信号に周波数
特性を制御する処理を施す場合においても生じる。しか
しサンプリング周期をＡＭまたはＦＭ受信で変えること
は構成上、コスト上困難である。
【０００９】したがって本発明は、上記問題点に鑑みて
サンプリング周期をＦＭ受信に合わせたままでＡＭステ
レオ受信の副チャンネルの信号処理で生じるＤＣ成分を
精度よく除去できるＡＭ／ＦＭダイレクト受信機を提供
することを目的とする。
サンプリング周期をＦＭ受信に合わせたままでＡＭステ
レオ受信の副チャンネルの信号処理で生じるＤＣ成分を
精度よく除去できるＡＭ／ＦＭダイレクト受信機を提供
することを目的とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明は前記問題点を解
決するために、受信帯域幅の異なるＡＭ放送及びＦＭ放
送の受信信号をディジタル処理するＡＭ／ＦＭダイレク
ト受信機において、ＡＭ放送の受信信号を処理するデジ
タルフィルタ部におけるデジタル処理の遅延時間を、Ｆ
Ｍ放送の受信信号を処理するデジタル処理に用いるサン
プリング周期の整数倍長くする。
決するために、受信帯域幅の異なるＡＭ放送及びＦＭ放
送の受信信号をディジタル処理するＡＭ／ＦＭダイレク
ト受信機において、ＡＭ放送の受信信号を処理するデジ
タルフィルタ部におけるデジタル処理の遅延時間を、Ｆ
Ｍ放送の受信信号を処理するデジタル処理に用いるサン
プリング周期の整数倍長くする。
【００１１】
【作用】本発明のＡＭ／ＦＭダイレクト受信機によれ
ば、前記ＡＭ検波部によって前記ＡＭ放送の受信信号を
ＡＭ検波してステレオ用の主チャンネル信号１＋Ｌ＋Ｒ
が形成される。前記ＡＭ用位相復調部によって、前記主
チャンネル信号１＋Ｌ＋Ｒとｔａｎφ＝（Ｌ−Ｒ）／
（１＋Ｌ＋Ｒ）との関係から演算処理してステレオ用の
副チャンネル信号Ｌ−Ｒを形成するため、ＦＭ検波後の
信号が積分されて位相φが求められ、積分の際に生じる
直流成分が除去されかつこの処理信号にステレオ識別信
号であるパイロット信号２５Ｈｚが含まれている。ＦＭ
放送の受信信号のディジタル処理に用いるサンプリング
周期に対応して、ＡＭ放送の受信信号を処理するデジタ
ルフィルタ部におけるディジタル処理の遅延時間が、該
サンプリング周期の整数倍長くなることによって、遅延
後の乗算の演算回数が低減して有効桁数の末桁の繰り返
し加算による位相積分の誤差が減少し、さらに遅延して
加算する間隔が大きくなるので位相積分の直流成分のカ
ットオフ周波数とサンプリング周波数に大きな差があっ
てもこのカットオフ周波数の精度が向上する。
ば、前記ＡＭ検波部によって前記ＡＭ放送の受信信号を
ＡＭ検波してステレオ用の主チャンネル信号１＋Ｌ＋Ｒ
が形成される。前記ＡＭ用位相復調部によって、前記主
チャンネル信号１＋Ｌ＋Ｒとｔａｎφ＝（Ｌ−Ｒ）／
（１＋Ｌ＋Ｒ）との関係から演算処理してステレオ用の
副チャンネル信号Ｌ−Ｒを形成するため、ＦＭ検波後の
信号が積分されて位相φが求められ、積分の際に生じる
直流成分が除去されかつこの処理信号にステレオ識別信
号であるパイロット信号２５Ｈｚが含まれている。ＦＭ
放送の受信信号のディジタル処理に用いるサンプリング
周期に対応して、ＡＭ放送の受信信号を処理するデジタ
ルフィルタ部におけるディジタル処理の遅延時間が、該
サンプリング周期の整数倍長くなることによって、遅延
後の乗算の演算回数が低減して有効桁数の末桁の繰り返
し加算による位相積分の誤差が減少し、さらに遅延して
加算する間隔が大きくなるので位相積分の直流成分のカ
ットオフ周波数とサンプリング周波数に大きな差があっ
てもこのカットオフ周波数の精度が向上する。
【００１２】
【実施例】以下本発明の実施例について図面を参照して
説明する。図１は本発明の実施例にかかるＡＭ／ＦＭダ
イレクト受信機の全体構成を示す図である。本図に示す
ＡＭ／ＦＭダイレクト受信機は、受信信号を直交変換す
る直交変換部１と、直交変換部１からの高周波成分を除
去しかつ外部からＡＭ又はＦＭ受信かの選択によりカッ
トオフ周波数を切り換える低域通過フィルタ２と、該低
域通過フィルタ２の信号からの振幅変調信号を検波して
主チャンネル１＋Ｌ＋Ｒ信号を形成するＡＭ検波部３
と、前記低域通過フィルタ２からの周波数変調信号を検
波しかつＦＭout 信号再生に使用されるＦＭ検波部４
と、該ＦＭ検波部４の出力信号を積分して位相φに変調
しかつ積分により生じる直流成分を除去するための演算
処理において１サンプリング周期の遅延時間をｎ倍にし
て演算するＡＭ位相復調部５と、該ＡＭ位相導出部５で
得られた位相φの正接をとりｔａｎφを演算する正接演
算部６と、前記ＡＭ検波部３の出力信号と前記正接演算
部６の出力信号を掛けて副チャンネルＬ−Ｒ信号を形成
する掛け算部７と、主チャンネル信号及び副チャンネル
信号から各Ｌ及びＲ信号を形成するマトリックス８とを
含む。低域通過フィルタ２は高周波雑音に対して後段の
ディジタル回路において折り返し信号が混入するのを除
去するためのものである。本実施例では、ＡＭ受信部と
ＦＭ受信部ではＦＭ検波４が共通して使用する場合につ
いて示す。以下にＡＭ位相復調部５について説明する。
なおサンプリング周期はＦＭ受信部に合致させて３００
ＫＨｚ用いている。
説明する。図１は本発明の実施例にかかるＡＭ／ＦＭダ
イレクト受信機の全体構成を示す図である。本図に示す
ＡＭ／ＦＭダイレクト受信機は、受信信号を直交変換す
る直交変換部１と、直交変換部１からの高周波成分を除
去しかつ外部からＡＭ又はＦＭ受信かの選択によりカッ
トオフ周波数を切り換える低域通過フィルタ２と、該低
域通過フィルタ２の信号からの振幅変調信号を検波して
主チャンネル１＋Ｌ＋Ｒ信号を形成するＡＭ検波部３
と、前記低域通過フィルタ２からの周波数変調信号を検
波しかつＦＭout 信号再生に使用されるＦＭ検波部４
と、該ＦＭ検波部４の出力信号を積分して位相φに変調
しかつ積分により生じる直流成分を除去するための演算
処理において１サンプリング周期の遅延時間をｎ倍にし
て演算するＡＭ位相復調部５と、該ＡＭ位相導出部５で
得られた位相φの正接をとりｔａｎφを演算する正接演
算部６と、前記ＡＭ検波部３の出力信号と前記正接演算
部６の出力信号を掛けて副チャンネルＬ−Ｒ信号を形成
する掛け算部７と、主チャンネル信号及び副チャンネル
信号から各Ｌ及びＲ信号を形成するマトリックス８とを
含む。低域通過フィルタ２は高周波雑音に対して後段の
ディジタル回路において折り返し信号が混入するのを除
去するためのものである。本実施例では、ＡＭ受信部と
ＦＭ受信部ではＦＭ検波４が共通して使用する場合につ
いて示す。以下にＡＭ位相復調部５について説明する。
なおサンプリング周期はＦＭ受信部に合致させて３００
ＫＨｚ用いている。
【００１３】図２は図１のｎ次のＡＭ位相復調部を示す
図である。本図（ａ）に示すＡＭ位相復調部５はｎ次の
ＩＩＲ形のディジタルフィルタの一例であり、出力信号
を１サンプリング周期のｎ倍時間だけ遅延してｎ次フィ
ードバック信号を出力する遅延器３０と、ｎ次フィード
バック信号に所定係数Ｈ１を乗算して出力する乗算器３
１と、入力信号に所定係数Ｈ２を乗算して出力する乗算
器３２と、乗算器３１と３２の出力を加算して出力信号
とする加算器３３とを含む。このディジタルフィルタは
積分器としての機能をもつ。
図である。本図（ａ）に示すＡＭ位相復調部５はｎ次の
ＩＩＲ形のディジタルフィルタの一例であり、出力信号
を１サンプリング周期のｎ倍時間だけ遅延してｎ次フィ
ードバック信号を出力する遅延器３０と、ｎ次フィード
バック信号に所定係数Ｈ１を乗算して出力する乗算器３
１と、入力信号に所定係数Ｈ２を乗算して出力する乗算
器３２と、乗算器３１と３２の出力を加算して出力信号
とする加算器３３とを含む。このディジタルフィルタは
積分器としての機能をもつ。
【００１４】本図（ｂ）に示すＡＭ位相復調部５はｎ次
のＦＩＲ形のディジタルフィルタの一例であり、入力信
号に所定係数Ｈ３を乗算して出力する乗算器４０と、該
乗算器４０の出力を１サンプリング周期のｎ倍時間だけ
遅延してｎ次遅延信号を出力する遅延器３４１、ｎ次遅
延信号に所定係数Ｈ４を乗算して出力する乗算器４２
と、乗算器４０と４２の出力を加算して出力信号とする
加算器４３とを含む。このディジタルフィルタは低域通
過フィルタとしての機能をもつ。
のＦＩＲ形のディジタルフィルタの一例であり、入力信
号に所定係数Ｈ３を乗算して出力する乗算器４０と、該
乗算器４０の出力を１サンプリング周期のｎ倍時間だけ
遅延してｎ次遅延信号を出力する遅延器３４１、ｎ次遅
延信号に所定係数Ｈ４を乗算して出力する乗算器４２
と、乗算器４０と４２の出力を加算して出力信号とする
加算器４３とを含む。このディジタルフィルタは低域通
過フィルタとしての機能をもつ。
【００１５】図３は図１の２ｎ次の別のＡＭ位相復調部
を示す図である。本図（ａ）に示すＡＭ位相復調部５は
２ｎ次のディジタルフィルタであり、フィードバックル
ープを有する２ｎ次のＩＩＲ形の一例である。すなわち
入力信号に所定の係数ＦＷを乗算して出力する乗算器５
０と、該乗算器５０の出力を１サンプリング周期のｎ倍
時間だけ遅延してｎ次遅延信号を出力する遅延器５１
と、さらに１サンプリング周期のｎ倍時間だけ遅延して
２ｎ次遅延信号を出力する遅延器５２と、ｎ次遅延信号
に係数Ｆ１を乗算して出力する乗算器５３と、２ｎ次の
遅延信号に係数Ｆ２を乗算して出力する乗算器５４と、
出力信号を１サンプリング周期のｎ倍時間だけ遅延して
ｎ次フィードバック信号を出力する遅延器５５と、さら
に遅延して２ｎ次フィードバック信号を出力する遅延器
５６と、ｎ次フィードバック信号に所定係数Ｇ１を乗算
して出力する乗算器５７と、２ｎ次フィードバック信号
に所定係数Ｇ２を乗算して出力する乗算器５８と、乗算
器５０、５３、５４、５７、５８の出力をすべて加算し
て出力信号とする加算器５９とを含む。
を示す図である。本図（ａ）に示すＡＭ位相復調部５は
２ｎ次のディジタルフィルタであり、フィードバックル
ープを有する２ｎ次のＩＩＲ形の一例である。すなわち
入力信号に所定の係数ＦＷを乗算して出力する乗算器５
０と、該乗算器５０の出力を１サンプリング周期のｎ倍
時間だけ遅延してｎ次遅延信号を出力する遅延器５１
と、さらに１サンプリング周期のｎ倍時間だけ遅延して
２ｎ次遅延信号を出力する遅延器５２と、ｎ次遅延信号
に係数Ｆ１を乗算して出力する乗算器５３と、２ｎ次の
遅延信号に係数Ｆ２を乗算して出力する乗算器５４と、
出力信号を１サンプリング周期のｎ倍時間だけ遅延して
ｎ次フィードバック信号を出力する遅延器５５と、さら
に遅延して２ｎ次フィードバック信号を出力する遅延器
５６と、ｎ次フィードバック信号に所定係数Ｇ１を乗算
して出力する乗算器５７と、２ｎ次フィードバック信号
に所定係数Ｇ２を乗算して出力する乗算器５８と、乗算
器５０、５３、５４、５７、５８の出力をすべて加算し
て出力信号とする加算器５９とを含む。
【００１６】本図（ａ）に示すｎ次遅延器５１、５２、
５５、５６は、本図（ｂ）に示すように、１サンプリン
グ周期だけ遅延する遅延器をｎ個直列接続したものであ
る。なおｎ次遅延器の構成は図２においても同様であ
る。本図の構成において、遅延器５５、５６、乗算器５
７、５８、加算器５９は積分機能を備え、遅延器５１、
５２、乗算器５３、５４、加算器５９は低域通過フィル
タの機能を備えている。
５５、５６は、本図（ｂ）に示すように、１サンプリン
グ周期だけ遅延する遅延器をｎ個直列接続したものであ
る。なおｎ次遅延器の構成は図２においても同様であ
る。本図の構成において、遅延器５５、５６、乗算器５
７、５８、加算器５９は積分機能を備え、遅延器５１、
５２、乗算器５３、５４、加算器５９は低域通過フィル
タの機能を備えている。
【００１７】図４は図３のディジタルフィルタの特性で
あってサンプリング周波数３００ＫＨｚとした場合のも
のを示す図である。本図の特性を求めるにあたって、サ
ンプリング周波数は３００ＫＨｚであり、積分フィルタ
としてのカットオフ周波数が２５Ｈｚとなるように各定
数はＦＷ＝１．８２７４１Ｅ−３、Ｆ１＝０、Ｆ２＝
１．８２７４１Ｅ−３、Ｇ１＝Ｇ２＝０、ｎ＝７とし、
演算の精度は最も一般的な１６ビットデータの浮動小数
点とした場合である。この結果として、周波数２５Ｈｚ
付近では、図６に示すような演算誤差が生じないことが
わかる。この場合、サンプリング周波数を実質的に４
２．８６ＫＨｚにしたことに相当する。
あってサンプリング周波数３００ＫＨｚとした場合のも
のを示す図である。本図の特性を求めるにあたって、サ
ンプリング周波数は３００ＫＨｚであり、積分フィルタ
としてのカットオフ周波数が２５Ｈｚとなるように各定
数はＦＷ＝１．８２７４１Ｅ−３、Ｆ１＝０、Ｆ２＝
１．８２７４１Ｅ−３、Ｇ１＝Ｇ２＝０、ｎ＝７とし、
演算の精度は最も一般的な１６ビットデータの浮動小数
点とした場合である。この結果として、周波数２５Ｈｚ
付近では、図６に示すような演算誤差が生じないことが
わかる。この場合、サンプリング周波数を実質的に４
２．８６ＫＨｚにしたことに相当する。
【００１８】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｆ
Ｍ放送の受信信号のディジタル処理に用いるサンプリン
グ周期に対応して、ＡＭ放送の受信信号を処理するデジ
タルフィルタ部におけるディジタル処理の遅延時間を長
くすることによって、遅延後の乗算の演算回数が低減し
て有効桁数の末桁の繰り返し加算による位相積分の誤差
が減少し、さらに遅延して加算する間隔が大きくなるの
で位相積分の直流成分のカットオフ周波数とサンプリン
グ周波数に大きな差があってもこのカットオフ周波数の
精度が向上する。
Ｍ放送の受信信号のディジタル処理に用いるサンプリン
グ周期に対応して、ＡＭ放送の受信信号を処理するデジ
タルフィルタ部におけるディジタル処理の遅延時間を長
くすることによって、遅延後の乗算の演算回数が低減し
て有効桁数の末桁の繰り返し加算による位相積分の誤差
が減少し、さらに遅延して加算する間隔が大きくなるの
で位相積分の直流成分のカットオフ周波数とサンプリン
グ周波数に大きな差があってもこのカットオフ周波数の
精度が向上する。
【図１】本発明の実施例にかかるＡＭ／ＦＭダイレクト
受信機の全体構成を示す図である。
受信機の全体構成を示す図である。
【図２】図１のｎ次のＡＭ位相復調部を示す図である。
【図３】図１の２ｎ次の別のＡＭ位相復調部を示す図で
ある。
ある。
【図４】図３のディジタルフィルタの特性であってサン
プリング周波数３００ＫＨｚとした場合のものを示す図
である。
プリング周波数３００ＫＨｚとした場合のものを示す図
である。
【図５】従来のＡＭ／ＦＭダイレクト受信機における副
チャンネルの位相を導出するディジタルフィルタを示す
図である。
チャンネルの位相を導出するディジタルフィルタを示す
図である。
【図６】図５のディジタルフィルタの特性であってサン
プシング周波数３００ＫＨｚの場合のものを示す図であ
る。
プシング周波数３００ＫＨｚの場合のものを示す図であ
る。
【図７】図５のディジタルフィルタの特性であってサン
プシング周波数４０ＫＨｚの場合のものを示す図であ
る。
プシング周波数４０ＫＨｚの場合のものを示す図であ
る。
１…直交変換部 ２…低域通過フィルタ ３…ＡＭ検波部 ４…ＦＭ検波部 ５…ＡＭ位相復調部 ６…正接演算部 ７…掛け算部 ８…マトリックス
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04B 1/10 - 1/26 H04H 5/00 303 H04L 27/00 - 27/22
Claims (1)
- 【請求項１】 受信帯域幅の異なるＡＭ放送及びＦＭ放
送の受信信号をディジタル処理するＡＭ／ＦＭダイレク
ト受信機において、ＡＭ放送の受信信号を処理するデジ
タルフィルタ部におけるデジタル処理の遅延時間を、Ｆ
Ｍ放送の受信信号を処理するデジタル処理に用いるサン
プリング周期の整数倍長くすることを特徴とするＡＭ／
ＦＭダイレクト受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04049454A JP3137410B2 (ja) | 1992-03-06 | 1992-03-06 | Ａｍ／ｆｍダイレクト受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04049454A JP3137410B2 (ja) | 1992-03-06 | 1992-03-06 | Ａｍ／ｆｍダイレクト受信機 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05252065A JPH05252065A (ja) | 1993-09-28 |
| JP3137410B2 true JP3137410B2 (ja) | 2001-02-19 |
Family
ID=12831591
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04049454A Expired - Fee Related JP3137410B2 (ja) | 1992-03-06 | 1992-03-06 | Ａｍ／ｆｍダイレクト受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3137410B2 (ja) |
-
1992
- 1992-03-06 JP JP04049454A patent/JP3137410B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05252065A (ja) | 1993-09-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20001031 |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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