JP2932290B2 - ４位相復調回路 - Google Patents
４位相復調回路Info
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- JP2932290B2 JP2932290B2 JP1305098A JP30509889A JP2932290B2 JP 2932290 B2 JP2932290 B2 JP 2932290B2 JP 1305098 A JP1305098 A JP 1305098A JP 30509889 A JP30509889 A JP 30509889A JP 2932290 B2 JP2932290 B2 JP 2932290B2
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- Japan
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- signal
- multiplier
- phase
- qpsk
- vco
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 本発明は、衛星放送受信機において、音声信号を復調
をするための４位相復調回路に関するものである。
をするための４位相復調回路に関するものである。
「従来の技術」 一般に、衛星放送受信機は第３図に示すように、放送
衛星（１）からの電波は、パラボラアンテナ（２）で受
信し、BSコンバータ（３）で1GHz帯の中間周波数帯に変
換し、BSチューナ（４）に送られる。このBSチューナ
（４）では、選局回路（５）により希望するチャンネル
を選択し、FM復調回路（６）でFM復調をした後、映像−
音声分離回路（７）で映像信号と音声信号に分離する。
このうち、映像信号はデエンファシス回路（８）、エネ
ルギー拡散信号除去回路（９）によってもとの映像信号
を再生し、テレビ受像機（10）の映像入力端子（11）に
加える。他方、音声信号は４位相復調（以下QPSKとい
う）回路（12）、PCM復調回路（13）によって復調し、
デエンファシス回路（14）によってもとの音声信号に再
生する。そして前記テレビ受像機（10）の音声入力端子
（15）に加える。このようにして衛星放送の受信を可能
とする。
衛星（１）からの電波は、パラボラアンテナ（２）で受
信し、BSコンバータ（３）で1GHz帯の中間周波数帯に変
換し、BSチューナ（４）に送られる。このBSチューナ
（４）では、選局回路（５）により希望するチャンネル
を選択し、FM復調回路（６）でFM復調をした後、映像−
音声分離回路（７）で映像信号と音声信号に分離する。
このうち、映像信号はデエンファシス回路（８）、エネ
ルギー拡散信号除去回路（９）によってもとの映像信号
を再生し、テレビ受像機（10）の映像入力端子（11）に
加える。他方、音声信号は４位相復調（以下QPSKとい
う）回路（12）、PCM復調回路（13）によって復調し、
デエンファシス回路（14）によってもとの音声信号に再
生する。そして前記テレビ受像機（10）の音声入力端子
（15）に加える。このようにして衛星放送の受信を可能
とする。
以上のような衛星放送受信機において、QPSK回路（1
2）は、第２図のように構成され、音声信号の復調をア
ナログ処理していた。この従来のQPSK回路（12）におい
て、QPSK信号は、乗算器（17）（18）、LPF（19）（2
0）を通り、２値化器（21）（22）と位相差検出器（2
3）に送られる。位相差検出器（23）では、QPSK信号の
発生側の搬送波の位相と、VCO（24）から発生する再生
搬送波の位相差を比較し、その差が０となるようにVCO
（24）に制御信号を加える。このVCO（24）からの発振
信号は、一方の乗算器（17）に−90゜移相器（25）を介
して送られ、また、他方の乗算器（18）にそのまま送ら
れて入力したQPSK信号と乗算される。そして位相差が次
第に０になって、復調信号として２値化器（21）（22）
から出力する。なお、（26）はビットクロック再生回路
である。
2）は、第２図のように構成され、音声信号の復調をア
ナログ処理していた。この従来のQPSK回路（12）におい
て、QPSK信号は、乗算器（17）（18）、LPF（19）（2
0）を通り、２値化器（21）（22）と位相差検出器（2
3）に送られる。位相差検出器（23）では、QPSK信号の
発生側の搬送波の位相と、VCO（24）から発生する再生
搬送波の位相差を比較し、その差が０となるようにVCO
（24）に制御信号を加える。このVCO（24）からの発振
信号は、一方の乗算器（17）に−90゜移相器（25）を介
して送られ、また、他方の乗算器（18）にそのまま送ら
れて入力したQPSK信号と乗算される。そして位相差が次
第に０になって、復調信号として２値化器（21）（22）
から出力する。なお、（26）はビットクロック再生回路
である。
以上のQPSK回路（12）には、QPSK信号から低周波のデ
ータ情報成分を検出するため、乗算器（17）とLPF（1
9）、乗算器（18）とLPF（20）がそれぞれ従属して接続
されている。
ータ情報成分を検出するため、乗算器（17）とLPF（1
9）、乗算器（18）とLPF（20）がそれぞれ従属して接続
されている。
ここで、QPSK信号は、cos（ωct＋φ）と表わされ
る。cosωctは、再生搬送波で、cosφは、データ情報成
分である。VCO（24）は、入力QPSK信号からφ成分が取
り去られ、cosωctを出力するので、乗算器（18）によ
る乗算結果は、 となる。後続のLPF（20）では、高周波成分のcos（２ω
ct＋φ）が除去されて、データ情報成分のcosφの成分
だけが取り出される。
る。cosωctは、再生搬送波で、cosφは、データ情報成
分である。VCO（24）は、入力QPSK信号からφ成分が取
り去られ、cosωctを出力するので、乗算器（18）によ
る乗算結果は、 となる。後続のLPF（20）では、高周波成分のcos（２ω
ct＋φ）が除去されて、データ情報成分のcosφの成分
だけが取り出される。
同様に、乗算器（17）では、−90゜移相器（25）で90
゜位相をずらした−sinωctと入力QPSK信号とが乗算さ
れて、 が得られ、LPF（19）でデータ情報成分sinφだけが取り
出される。
゜位相をずらした−sinωctと入力QPSK信号とが乗算さ
れて、 が得られ、LPF（19）でデータ情報成分sinφだけが取り
出される。
ここで、第１、第２、第３、第４象限では、cosφ
は、＋、−、−、＋、sinφは、＋、＋、−、−と符号
が変わり、これらは、２値化器（21）（22）でそれぞれ
２値化され、データ情報成分π/4、３π/4、５π/4、７
π/4に対応して（1,1）（0,1）（0,0）（1,0）の組み合
わせが得られる。
は、＋、−、−、＋、sinφは、＋、＋、−、−と符号
が変わり、これらは、２値化器（21）（22）でそれぞれ
２値化され、データ情報成分π/4、３π/4、５π/4、７
π/4に対応して（1,1）（0,1）（0,0）（1,0）の組み合
わせが得られる。
「発明が解決しようとする課題」 しかるに、従来のQPSK回路（12）は、すべてアナログ
信号が処理していたので、回路パラメータにばらつきが
あること、動作がやや不安定であること、VCO（24）か
らの出力は、正弦波であるため−90゜移相器（25）での
移相量に誤差が生じることなどの問題があった。
信号が処理していたので、回路パラメータにばらつきが
あること、動作がやや不安定であること、VCO（24）か
らの出力は、正弦波であるため−90゜移相器（25）での
移相量に誤差が生じることなどの問題があった。
本発明は、QPSKの復調をディジタルで行うことによっ
て従来の問題点を解決するような回路を得ることを目的
とする。
て従来の問題点を解決するような回路を得ることを目的
とする。
「課題を解決するための手段」 本発明は、QPSK入力端子に入力したQPSK信号を２つに
分岐し、それぞれ乗算器、LPF、２値化器を介して復調
出力端子へ送るとともに、前記２つのLPFの出力を位相
検出器を介してVCOへ送り、このVCOの再生搬送波信号を
前記一方の乗算器には移相器を介して、また、他方の乗
算器には、そのまま送ることにより入力した搬送波と再
生搬送波の位相差が０となるように制御するようにした
ものにおいて、前記QPSK入力端子と乗算器との間にA/D
変換器を介在し、前記乗算器およびLPFは、ディジタル
形を用い、前記位相検出器とVCOとの間に、ディジタル
信号をアナログ信号に変換するD/A変換器を介在し、こ
のVCOからその基本周波数を搬送波の４倍にした矩形波
を出力するようにしてなることを特徴とする４位相復調
回路である。
分岐し、それぞれ乗算器、LPF、２値化器を介して復調
出力端子へ送るとともに、前記２つのLPFの出力を位相
検出器を介してVCOへ送り、このVCOの再生搬送波信号を
前記一方の乗算器には移相器を介して、また、他方の乗
算器には、そのまま送ることにより入力した搬送波と再
生搬送波の位相差が０となるように制御するようにした
ものにおいて、前記QPSK入力端子と乗算器との間にA/D
変換器を介在し、前記乗算器およびLPFは、ディジタル
形を用い、前記位相検出器とVCOとの間に、ディジタル
信号をアナログ信号に変換するD/A変換器を介在し、こ
のVCOからその基本周波数を搬送波の４倍にした矩形波
を出力するようにしてなることを特徴とする４位相復調
回路である。
「作用」 QPSK入力端子に入力したQPSK信号をA/D変換器でディ
ジタル量に変換し、その信号は、ディジタル乗算器とデ
ィジタルLPFを通過し、２値化器と位相差検出器に送ら
れる。位相差検出器では、QPSK信号の発生側の搬送波の
位相と、VCOより発生する再生搬送波の位相差とを比較
しその差が０となるようにD/A変換した信号をVCOに加え
る。すなわち、VCOは、ディジタル動作が困難であるた
め、アナログ信号に変換して加える。VCOからは、矩形
波が出力するが、これは実質的なディジタル信号であ
り、これが−90゜の移相器を介し、また直接乗算器へ加
えられてディジタル処理される。
ジタル量に変換し、その信号は、ディジタル乗算器とデ
ィジタルLPFを通過し、２値化器と位相差検出器に送ら
れる。位相差検出器では、QPSK信号の発生側の搬送波の
位相と、VCOより発生する再生搬送波の位相差とを比較
しその差が０となるようにD/A変換した信号をVCOに加え
る。すなわち、VCOは、ディジタル動作が困難であるた
め、アナログ信号に変換して加える。VCOからは、矩形
波が出力するが、これは実質的なディジタル信号であ
り、これが−90゜の移相器を介し、また直接乗算器へ加
えられてディジタル処理される。
「実施例」 以下、本発明の一実施例を第１図に基き説明する。
第２図の従来回路と異なる点は、QPSK入力端子（16）
とディジタル形乗算器（27）（28）の間に、A/D変換器
（31）を挿入し、また、乗算器（27）（28）とLPF（2
9）（30）は、それぞれディジタル形を用い、さらに、
位相差検出器（23）とVCO（24）の間にD/A変換器（32）
を介在したことである。
とディジタル形乗算器（27）（28）の間に、A/D変換器
（31）を挿入し、また、乗算器（27）（28）とLPF（2
9）（30）は、それぞれディジタル形を用い、さらに、
位相差検出器（23）とVCO（24）の間にD/A変換器（32）
を介在したことである。
以上のような構成において、QPSK入力端子（16）に入
力したQPSK信号をA/D変換器（31）でディジタル量に変
換し、その信号は、ディジタル乗算器（27）（28）とデ
ィジタルLPF（29）（30）を通過し、２値化器（21）（2
2）と位相差検出器（23）に送られる。位相差検出器（2
3）では、QPSK信号の発生側の搬送波の位相と、VCO（2
4）より発生する再生搬送波の位相差とを比較しその差
が０となるようにD/A変換器（32）でアナログに変換し
た信号をVCO（24）に加える。すなわち、VCO（24）は、
ディジタル動作が困難であるため、アナログ信号に変換
して加える。VCO（24）からは、矩形波が出力するが、
これは実質的なディジタル信号であり、これが−90゜移
相器（25）を介して一方のディジタル乗算器（27）へ送
られるとともに、直接他方のディジタル乗算器（28）へ
送られる。このディジタル乗算器（27）（28）のデータ
が再びディジタルLPF（29）（30）を介して位相検出器
（23）で比較され、D/A変換された制御信号をVCO（24）
に加える。この動作を位相差が０になるまで繰返えして
２値化器（21）（22）で２値化して復調出力として出力
端子（33）（34）からテレビ受信機（10）へ送られる。
力したQPSK信号をA/D変換器（31）でディジタル量に変
換し、その信号は、ディジタル乗算器（27）（28）とデ
ィジタルLPF（29）（30）を通過し、２値化器（21）（2
2）と位相差検出器（23）に送られる。位相差検出器（2
3）では、QPSK信号の発生側の搬送波の位相と、VCO（2
4）より発生する再生搬送波の位相差とを比較しその差
が０となるようにD/A変換器（32）でアナログに変換し
た信号をVCO（24）に加える。すなわち、VCO（24）は、
ディジタル動作が困難であるため、アナログ信号に変換
して加える。VCO（24）からは、矩形波が出力するが、
これは実質的なディジタル信号であり、これが−90゜移
相器（25）を介して一方のディジタル乗算器（27）へ送
られるとともに、直接他方のディジタル乗算器（28）へ
送られる。このディジタル乗算器（27）（28）のデータ
が再びディジタルLPF（29）（30）を介して位相検出器
（23）で比較され、D/A変換された制御信号をVCO（24）
に加える。この動作を位相差が０になるまで繰返えして
２値化器（21）（22）で２値化して復調出力として出力
端子（33）（34）からテレビ受信機（10）へ送られる。
「発明の効果」 本発明は上述のように構成したので以下のような効果
を有する。
を有する。
（１）回路パラメータがディジタルであるためばらつき
がない。
がない。
（２）動作が安定する。
（３）ディジタル信号をアナログ信号に変換するD/A変
換器を介在し、このVCOからその基本周波数を搬送波の
４倍にした矩形波を出力するようにしたので、−90゜の
移相器はディジタル的に移相量を発生でき、この移相量
の誤差がなくなる。
換器を介在し、このVCOからその基本周波数を搬送波の
４倍にした矩形波を出力するようにしたので、−90゜の
移相器はディジタル的に移相量を発生でき、この移相量
の誤差がなくなる。
第１図は本発明による４位相復調回路の一実施例を示す
ブロック図、第２図は従来の回路のブロック図、第３図
は一般的な衛星放送受信機のブロック図である。 （１）……放送衛星、（２）……パラボラアンテナ、
（３）……BSコンバータ、（４）……BSチューナ、
（５）……選局回路、（６）……FM復調回路、（７）…
…映像−音声分離回路、（８）……デエンファシス回
路、（９）……エネルギー拡散信号除去回路、（10）…
…テレビ受像機、（11）……映像入力端子、（12）……
４位相復調回路、（13）……、（14）……デエンファシ
ス回路、（15）……音声入力端子、（16）……QPSK入力
端子、（17）（18）……乗算器、（19）（20）……LP
F、（21）（22）……２値化器、（23）……位相差検出
器、（24）……VCO、（25）……−90゜移相器、（26）
……ビットクロック再生回路、（27）（28）……乗算
器、（29）（30）……LPF、（31）……A/D変換器、（3
2）……D/A変換器。
ブロック図、第２図は従来の回路のブロック図、第３図
は一般的な衛星放送受信機のブロック図である。 （１）……放送衛星、（２）……パラボラアンテナ、
（３）……BSコンバータ、（４）……BSチューナ、
（５）……選局回路、（６）……FM復調回路、（７）…
…映像−音声分離回路、（８）……デエンファシス回
路、（９）……エネルギー拡散信号除去回路、（10）…
…テレビ受像機、（11）……映像入力端子、（12）……
４位相復調回路、（13）……、（14）……デエンファシ
ス回路、（15）……音声入力端子、（16）……QPSK入力
端子、（17）（18）……乗算器、（19）（20）……LP
F、（21）（22）……２値化器、（23）……位相差検出
器、（24）……VCO、（25）……−90゜移相器、（26）
……ビットクロック再生回路、（27）（28）……乗算
器、（29）（30）……LPF、（31）……A/D変換器、（3
2）……D/A変換器。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平３−66244（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (1)
- 【請求項１】QPSK入力端子に入力したQPSK信号を２つに
分岐し、それぞれ乗算器、LPF、２値化器を介して復調
出力端子へ送るとともに、前記２つのLPFの出力を位相
検出器を介してVCOへ送り、このVCOの再生搬送波信号を
前記一方の乗算器には移相器を介して、また、他方の乗
算器には、そのまま送ることにより入力した搬送波と再
生搬送波の位相差が０となるように制御するようにした
ものにおいて、前記QPSK入力端子と乗算器との間にA/D
変換器を介在し、前記乗算器およびLPFは、ディジタル
形を用い、前記位相検出器とVCOとの間に、ディジタル
信号をアナログ信号に変換するD/A変換器を介在し、こ
のVCOからその基本周波数を搬送波の４倍にした矩形波
を出力するようにしてなることを特徴とする４位相復調
回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1305098A JP2932290B2 (ja) | 1989-11-24 | 1989-11-24 | ４位相復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1305098A JP2932290B2 (ja) | 1989-11-24 | 1989-11-24 | ４位相復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03165149A JPH03165149A (ja) | 1991-07-17 |
| JP2932290B2 true JP2932290B2 (ja) | 1999-08-09 |
Family
ID=17941080
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1305098A Expired - Lifetime JP2932290B2 (ja) | 1989-11-24 | 1989-11-24 | ４位相復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2932290B2 (ja) |
-
1989
- 1989-11-24 JP JP1305098A patent/JP2932290B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03165149A (ja) | 1991-07-17 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20050105 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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|
| A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20070308 |
|
| A131 | Notification of reasons for refusal |
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| A02 | Decision of refusal |
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| RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
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|
| A072 | Dismissal of procedure |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A072 Effective date: 20080603 |
|
| A072 | Dismissal of procedure |
Effective date: 20080606 Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A072 |