JP2874511B2 - クワッドラチャ検波受信機用の平衡位相振幅ベースバンド・プロセッサ - Google Patents

クワッドラチャ検波受信機用の平衡位相振幅ベースバンド・プロセッサ

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JP2874511B2 JP5100130A JP10013093A JP2874511B2 JP 2874511 B2 JP2874511 B2 JP 2874511B2 JP 5100130 A JP5100130 A JP 5100130A JP 10013093 A JP10013093 A JP 10013093A JP 2874511 B2 JP2874511 B2 JP 2874511B2
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Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は一般に通信システムに関
し、具体的には通信システム内の受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】情報信号は通常、送信機から通信システ
ム内の受信機に伝送される間、搬送波信号を変調する。
情報信号が搬送波信号を変調するには、振幅変調，位相
変調または周波数変調など広範な方式を使用できる。振
幅変調（ＡＭ）ステレオシステムでは、大量の情報を比
較的狭い周波数帯域内で伝送できるように、一般に搬送
波の振幅が情報信号によって変調される。また被伝送信
号に関連したステレオ情報も、この周波数帯域内で伝送
できる。業界向けに、ＡＭステレオ情報を送受信するシ
ステムがいくつか開発されている。各システムは、所定
の周波数帯域内で２つの可聴チャネルを、高いステレオ
音質で干渉がほとんどない形で提供する方式を実現して
いる。しかしながら標準の１つ、直角（クワッドラチ
ャ）振幅変調を行なうＡＭステレオ・システムが最も使
用頻度が高く、事実上の業界標準になっている。×××
××社が登録商標「××××××」の名称で実施許諾し
た業界標準のＡＭステレオシステムはコンパチブル直角
振幅変調ステレオシステムという。「Ｃ−ＱＵＡＭ」ス
テレオ・システムでは通常、主要情報信号に振幅変調を
用い、ステレオ情報信号に直角タイプの位相変調を用い
て、ステレオ情報を提供する。直角位相変調は、９０度
の位相角によって、ステレオ情報信号の左チャネル
（Ｌ）および右チャネル（Ｒ）の複合(composite) と差
(difference)を分離して伝送する。Ｃ−ＱＵＡＭステレ
オ・システムを用いて放送された信号は、その後受信機
において、ステレオ情報の左右チャネルの複合と差に分
離しなければならない。「Ｃ−ＱＵＡＭ」ステレオ受信
機では一般に標準アナログ回路を使用して、ステレオ成
分を放送信号から抽出する。この放送信号は純粋な直角
情報信号に変換され、ついで直角復調器を用いて、放送
信号の左右チャネルの複合と差の両方を抽出する。放送
信号が放送信号の左右チャネルの複合のみ有する場合に
は、放送信号はモノーラルとなり、すなわちステレオ成
分を持たない。ステレオ成分は、放送信号の左右チャネ
ルの差として伝送される。放送信号は、直角復調器に入
力される前に予め、位相変調成分を含んでいる元の被伝
送直角信号に変換しなければならない。これを行うに
は、放送信号を利得変調する。放送信号をベースバンド
信号に変換するには、包絡線検波器と側波帯検出器の両
方を用いて放送信号を復調しなければならない。包絡線
検波器は放送信号を復調して、放送信号の左右チャネル
の複合信号を発生する。同様に、側波帯検出器は利得変
調された放送信号を復調して、放送信号の左右チャネル
の差を表す差信号を発生する。その後、包絡線検波器
と、側波帯検出器の同相成分の双方が発生する信号を比
較して、その結果得られる誤差信号利得によって側波帯
検出器の入力を変調する。ついで複合信号および差信号
をそれぞれ「マトリックス」と標識される論理回路に送
出する。マトリックスは複合信号および差信号をそれぞ
れ処理して、左チャネル信号および右チャネル信号を別
個に出力する。「Ｃ−ＱＵＡＭ」エンコーダと受信機の
オペレーションの詳細については、1985年に×××××
社が刊行した”Ｉｎｔｒｏｄｕｃｔｉｏｎ ｔｏ ｔｈ
ｅ Ｍｏｔｏｒｏｌａ ”××××××” ＡＭ Ｓｔ
ｅｒｅｏ Ｓｙｓｔｅｍ”を参照されたい。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】アナログ方式でもベー
スバンド信号を充分に復調し、その後ベースバンド信号
を左ステレオ信号と右ステレオ信号に分離するが、その
結果得られる左右ステレオ信号の信号品質はアナログ方
式の性質上制限される。たとえばマトリックスが演算を
実行する間、複合信号および差信号はそれぞれ、位相と
振幅が完全に平衡をとれていなければならない。信号の
位相と振幅の平衡がとれていない場合には、ベースバン
ド信号の左チャネルおよび右チャネルが混合して、その
結果音に歪みが生じる。精密な設計と製造により、アナ
ログ方式でも、複合信号および差信号それぞれの位相と
振幅両方の平衡を充分にとって、ひずみを目立たなくで
きる。しかしながらそのような精密度を達成するのは難
しい。また一般にアナログ回路は復調機能を近似的に行
う。そのためアナログ方式のＣ−ＱＵＡＭ受信機で原音
をシミュレートする可聴音を提供するには、受信機が出
力する音を細心にモニターして処理しなければならな
い。またアナログ方式は複数の離散的な成分を必要とす
るので、各成分間の情報の復調中および伝送中に雑音が
生じる。また一般的なＣ−ＱＵＡＭ受信機のアナログ実
現では、Ｃ−ＱＵＡＭ受信機の入力において可聴信号に
対し利得変調を実行する。可聴信号は通常、入力におい
て高周波数でサンプリングされるので、利得変調オペレ
ーションの精度および正確度は、オペレーションの実行
速度によって制限される場合がある。復調中に位相誤差
および／または周波数誤差が入り込む結果、アナログ方
式のＣ−ＱＵＡＭステレオ・システムが出力する音は、
ひずみが増す場合がある。そのため、放送信号を復調し
て高品質のステレオ信号を発生するＡＭステレオ受信機
に対する必要性が存在する。このステレオ受信機はま
た、放送信号に歪みを生じる恐れのある位相誤差成分ま
たは振幅成分を付加すべきではない。またＡＭステレオ
受信機は、ステレオ音質をさらに劣化させるような外部
雑音を入り込ませるベきではない。ＡＭステレオ受信機
はまたタイムリーかつ経済的にステレオ信号を発生すべ
きである。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記の必要性は本発明に
よって満足される。したがって、包絡線検波器を有する
直角受信機用の不平衡位相振幅ベースバンドプロセッサ
のための回路とそのオペレーション方法の一実施例が提
供される。直角受信機は、同相成分および直角成分を有
する被復調信号を受信する。包絡線検波器は、同相成分
と直角成分の両方に応答してエンベロープ信号を発生す
る。ベースバンド・プロセッサは利得係数を提供するた
めの適応利得回路を含む。適応利得回路は、エンベロー
プ信号を受信するために包絡線検波器に結合された第１
入力、および同相成分を受信するための第２入力を有す
る。またベースバンド・プロセッサは、利得係数と、被
復調信号の同相成分を論理的に結合して複合信号を発生
するための第１論理回路を含む。第１論理回路は、利得
係数を受け取るために適応利得手段に結合している。ベ
ースバンド・プロセッサはまた、利得係数と、被復調信
号の直角成分とを論理的に結合して差信号を発生するた
めの第２論理回路を含む。差信号および複合信号は同時
に発生する。第２論理回路は、利得係数を受け取るため
に適応利得手段に結合している。上記およびその他の特
徴ならびに利点は、添付図面と合わせて、以下の詳細な
説明によって明確に把握されよう。
【０００５】
【実施例】本発明は、デジタル・ベースバンド・プロセ
ッサ回路、および放送信号を復調して、平衡のとれた可
聴信号の左右チャネルを経済的でタイムリーに提供する
オペレーション方法を提供する。ここに示すデジタル・
ベースバンド・プロセッサ回路とオペレーション方法
は、位相もしくは振幅の不平衡によるひずみを生じず
に、可聴信号の左右チャネルを提供する。可聴情報の左
右チャネルは外部ユーザに送られ、その際、各チャネル
の位相もしくは振幅の平衡をとる必要はない。アナログ
受信機は非対称的であるので、受信機に入力される情報
の同相成分と直角成分の平衡をとって、対応する被復調
可聴信号の左右チャネルを適正に提供しなければならな
い。そのため以前のアナログ方式では、復調された可聴
信号の左右チャネルを適正に提供すべく、入力情報信号
の同相成分と直角成分の平衡を適正にとるために、比較
的複雑な回路を付加する必要があった。したがってデジ
タル・ベースバンド・プロセッサ回路が導出する可聴音
は、以前のアナログ方式で一般に必要とされる複雑な回
路がない形で改良される。またここに記載するデジタル
・ベースバンド・プロセッサ回路は、ベースバンド・プ
ロセッサの真のデジタル実現を提供するものであり、こ
のプロセッサでは離散成分による雑音は入り込まない。
一般にデジタル実現は１個の回路の中に集積されてお
り、外部雑音は通常生じない。本発明のもう１つの特徴
は、可聴信号の左右チャネルを分離するのに必要な利得
変調オペレーションが、入力信号を復調して同相成分お
よび直角成分を形成した後で実行されることである。こ
の点において、利得変調オペレーションはより低い周波
数でも実行できる。先に述べたように、利得変調オペレ
ーションは、低い周波数で実行された場合の方がより正
確で精密な結果をもたらす。また入力信号に固有の雑音
を、利得変調オペレーションで処理する前に除去して、
この雑音がステレオ情報の一部として増幅、処理されな
いようにできる。その結果、ここに記載するＣ−ＱＵＡ
Ｍ受信機のデジタル実現が提供する左右可聴チャネルの
信号品質は、通常のアナログ方式に比べて格段に向上す
る。信号のひずみは位相もしくは振幅の不平衡によって
ではなく、各成分間の雑音、または入力信号に固有の雑
音によって生じる。そのため、ここに記載するＣ−ＱＵ
ＡＭ受信機のデジタル実現によって、より鮮明で本物に
近い可聴音が得られる。またここではデジタル「Ｃ−Ｑ
ＵＡＭ」ステレオ・システムに即して検討しているが、
本発明は、モデムから受信機システムに及ぶ各種通信シ
ステムでも実現できる。
【０００６】図１は、本発明に基づくベースバンド・プ
ロセッサを有するも「Ｃ−ＱＵＡＭ」ステレオ受信機シ
ステム１０の実現を示したものである。このベースバン
ド・プロセッサは、適応利得補償器２８，掛算器３０，
掛算器３２，高域通過フィルタ３４，高域通過フィルタ
３６を含んでいる。ベースバンド・プロセッサの構成要
素の他に、「Ｃ−ＱＵＡＭ」ステレオ受信機システム１
０はまた、掛算器１２，掛算器１４，数値制御発振器１
６，第１デシメーション付き低域通過フィルタ１８，第
２デシメーション付き低域通過フィルタ２０，ループ・
フィルタ２２，デジタル包絡線検波器２４，位相検波器
２６，帯域通過フィルタ４０，２５Ｈｚトーン検出器４
２，第１加算器４４，第２加算器４８を有する。ここに
記載する実現では、ループ・フィルタ２２，位相検波器
２６および数値制御発振器１６は、変調された情報信号
の位相誤差成分をデジタル的に補正するのに使用する。
「情報」と称される被変調情報信号が受信機システム１
０に与えられる。一般にこの情報信号は、低い周波数信
号に変換されたアナログ信号であり、ＡＤ変換器（図示
せず）によってデジタル信号に変換され、「Ｃ−ＱＵＡ
Ｍ」送信機（図示せず）から受信機システム１０に伝送
される。情報信号は掛算器１２と掛算器１４の両方の第
１入力に与えられる。位相補正中間周波数（ＩＦ）の余
弦値は「Ｉ（ｋ）」と称され、これは掛算器１２の第２
入力に与えられる。同様に位相補正中間周波数信号の正
弦値は「Ｑ（ｋ）」と標識され、これは掛算器１４の第
２入力に与えられる。掛算器１２の出力は「ＳI
（ｋ）」と称され、被変調情報信号の同相成分を、デシ
メーション付き低域通過フィルタ１８に入力として与え
る。低域通過フィルタ１８はＳI （ｋ）信号をフィルタ
しデシメート(decimate ）して、「同相」と標識される
出力信号を発生する。この同相信号は、デジタル包絡線
検波器２４，適応利得補償器２８，掛算器３０のそれぞ
れに第１入力として与えられる。掛算器１４の出力はＳ
Q （ｋ）と称され、これは被変調情報信号の直角成分
を、デシメーション付き低域通過フィルタ２０に入力と
して与える。低域通過フィルタ２０は、ＳQ （ｋ）信号
をフィルタしデシメートして「直角」と称される出力を
与える。この直角信号は、デジタル包絡線検波器２４の
第２入力，適応利得補償器２８の第２入力および掛算器
３２の第１入力として与えられる。デジタル包絡線検波
器２４は、「エンベロープ」と称される信号を発生す
る。このエンベロープ信号は、適応利得補償器２８に対
して第３入力として与えられる。適応利得補償器２８の
出力は「利得」と称され、掛算器３０および掛算器３２
のそれぞれに対する第２入力となる。掛算器３０の出力
は高域通過フィルタ３４に送出される。高域通過フィル
タ３４は掛算器３０の出力をフィルタして「チャネル複
合」と称される信号を発生する。チャネル複合信号は、
加算器４４および加算器４８の両方に第１入力として与
えられる。掛算器３２の出力は、高域通過フィルタ３６
に送出される。高域通過フィルタ３６は掛算器３２の出
力をフィルタして、「チャネル差」と称される信号を発
生する。チャネル差信号は後に、加算器４４および加算
器４８の両方の第２入力に与えられる。加算器４４の出
力は「Ｌ（ｎ）」と称される信号であり、加算器４８の
出力は「Ｒ（ｎ）」と称される信号である。Ｌ（ｎ）信
号もＲ（ｎ）信号も共に「Ｃ−ＱＵＡＭ」受信機システ
ム１０の外部ユーザに送出される。掛算器３２の出力は
また帯域通過フィルタ４０および位相検波器２６にも送
出される。帯域通過フィルタ４０の出力は、２５Ｈｚト
ーン検出器４２への入力となる。２５Ｈｚトーン検出器
４２の出力は、「Ｃ−ＱＵＡＭ」受信機システム１０の
外部ユーザに「Ｐ（ｎ）」と標識される出力を送る。位
相検波器２６の出力は、ループ・フィルタ２２に対する
入力となる。ループ・フィルタ２２は、「補正」と標識
される信号を数値制御発振器１６の入力に与える。その
後、数値制御発振器１６は、修正した位相誤差を反映す
るＩ（ｋ）信号を掛算器１２の第２入力に、また修正し
た位相誤差を反映するＱ（ｋ）信号を掛算器１４の第２
入力に与える。オペレーション中、掛算器１２，１４
は、情報信号をデジタル的に周波数変換して復調する働
きをする。同様に、適応利得補償器２８および掛算器３
０，３２はひとまとまりとなって、情報信号の同相成分
および直角成分から、可聴信号の左右チャネルを形成す
るのに必要な情報を含む利得信号を発生する。またルー
プ・フィルタ２２および数値制御発振器１６はひとまと
まりとなって、情報信号の位相誤差を推定して補正す
る。デジタル信号プロセッサ（図示せず）内でソフトウ
ェア・プログラムを実行して、本発明に基づく「Ｃ−Ｑ
ＵＡＭ」デジタル信号受信機の完全なデジタル実現を提
供してもよい。ここに記載した例では、ステレオ受信機
システム１０は、×××××社の××××××××など
デジタル信号プロセッサを用いて実現してもよい。しか
しながら、現在市販されている他のデジタル信号プロセ
ッサを用いて、ステレオ受信機システム１０を実現して
もよい。オペレーション中、「情報」と称される被変調
デジタル信号が、掛算器１２および掛算器１４の両方の
第１入力に与えられる。この情報信号は通常つぎの式に
よって特性が決定される。
【０００７】
【数１】 情報＝［Ｃ＋Ｌ（ｋ）＋Ｒ（ｋ）］ｃｏｓ（（ｗc ／ｗs ）ｋ＋ｇ（ｋ）＋ｆe （ｋ）） 数１において、Ｃは情報信号の搬送波の振幅に相当する
一定値を、Ｌ（ｋ）は、所定の無次元時係数（ｋ）にお
ける左の可聴チャネル信号の振幅を表し、Ｒ（ｋ）は、
同じ所定の時係数（ｋ）における右の可聴チャネル信号
の振幅を表す。情報信号の角中心周波数はｗc に相当
し、先に述べた外部ＡＤ変換器（図示せず）による情報
信号の角サンプリング周波数はｗs に相当する。値
（ｋ）はまた、時係数を表すのにも与えられる。直角情
報信号は数１ではｇ（ｋ）項によって反映され、位相誤
差情報成分はｆe 項によって表される。直角情報項ｇ
（ｋ）は次の形で表される。
【数２】 ｇ（ｋ）＝ｔａｎ-1［（Ｌ（ｋ）−Ｒ（ｋ）＋．０５ｓｉｎ（（２５／ｆs ）２ πｋ））／（Ｃ＋Ｌ（ｋ）＋Ｒ（ｋ））］ ここで（．０５ｓｉｎ（（２５／ｆs ）２πｋ））項は
従来のＡＭステレオ受信機が基準信号として用いる２５
Ｈｚパイロット・トーンである。伝送中、アナログ信号
の位相角は周囲条件によって変化する。たとえば大気条
件や受信機の装置上の制限によって、伝送されたデジタ
ル信号の位相角が変異する場合がある。位相角の変異
は、信号が受信機ユーザに出力される前に概算して補正
しなければならず、さもないとその信号によって音に歪
みが生じる。そのため受信機が高品質の可聴音を提供可
能にするには、ユーザに送出される前に、アナログ信号
の位相角の変異を検出して補正しなければならない。掛
算器１２，１４は情報信号を復調して、「ＳI （ｋ）」
と称される同相のサンプル出力信号および「ＳQ
（ｋ）」と称される直角サンプル出力信号をそれぞれ発
生する。ＳI （ｋ）信号を発生するためには、情報信号
を、数値制御発振器１６が発生する所定の第１出力信号
（「Ｉ（ｋ）」と称する。）と掛け合わせる。このＩ
（ｋ）信号は通常次の形で表される。
【数３】 Ｉ（ｋ）＝ｃｏｓ（（ｗc ／ｗs ）ｋ＋ｆe *（ｋ）） 数３のｆe *（ｋ）項は、受信機システム１０が高品質の
可聴音を提供可能にするのに必要な位相誤差補正値を提
供する。そのため掛算器１２が情報信号とＩ（ｋ）信号
とを掛け合わせると、その結果次式のようなＳI （ｋ）
信号が得られる。
【数４】 ＳI （ｋ）＝［（Ｃ＋Ｌ（ｋ）＋Ｒ（ｋ））ｃｏｓ（（ｗc ／ｗs ）ｋ＋ｇ（ｋ ）＋ｆe （ｋ））］ｘ［ｃｏｓ（（ｗc ／ｗs ）ｋ＋ｆe *（ｋ））］ これを単純化すると数５のようになる。
【数５】 ＳI （ｋ）＝１／２［（Ｃ＋Ｌ（ｋ）＋Ｒ（ｋ））ｃｏｓ［（ｇ（ｋ）＋（ｆe −ｆe *）］］＋Ｄ（ｋ） ここでＤ（ｋ）は二重周波数項である。またそれぞれが
非常にゆっくりと経時的に変化するにつれ、ｆe 項およ
びｆe *項の中からｋ項が消える。同じ様に、ＳQ （ｋ）
信号を発生するために、情報信号は、数値制御発振器１
６が発生する所定の第２出力信号（「Ｑ（ｋ）」と称す
る。）と掛け合わされる。一般にＱ（ｋ）信号は次の形
で表される。
【数６】 Ｑ（ｋ）＝−ｓｉｎ（（ｗc ／ｗs ）ｋ＋ｆe *（ｋ）） このため掛算器１４が情報信号をＱ（ｋ）信号と掛け合
わせると、その結果、次式のようなＳQ （ｋ）信号が得
られる。
【数７】 ＳQ （ｋ）＝［（Ｃ＋Ｌ（ｋ））ｃｏｓ（＼Ｆ（ｗc ，ｗs ）ｋ＋ｇ（ｋ）＋ ｆe （ｋ）］ｘ［−ｓｉｎ（（ｗc ／ｗs ）ｋ＋ｆe *（ｋ））］ これを単純化すると数８のようになる。
【数８】 ＳQ （ｋ）＝１／２［Ｃ（１＋Ｌ（ｋ）＋Ｒ（ｋ））］ｓｉｎ［ｇ（ｋ）＋ （ｆe −ｆe *）］＋Ｄ（ｋ） ここでもＤ（ｋ）は二重周波数項である。ＳI （ｋ）信
号およびＳQ （ｋ）はそれぞれ、情報信号の被復調同相
成分および被復調直角成分である。デシメーション付き
低域通過フィルタ１８，２０は二重周波数項Ｄ（ｋ）を
除去し、ＳI （ｋ）信号およびＳQ （ｋ）信号のそれぞ
れのサンプリング周波数を低くする。この例では、デシ
メーション付き低域通過フィルタ１８，２０は二重周波
数項Ｄ（ｋ）をフィルタして、後にＳI （ｋ）入力信号
およびＳQ （ｋ）入力信号をそれぞれ４でデシメートす
る。デシメーション中、ＳI （ｋ）入力信号およびＳQ
（ｋ）入力信号は、その信号の入力周波数の分数である
周波数でサンプリングされる。たとえばデシメーション
付き低域通過フィルタ１８が４でデシメートする場合、
ＳI （ｋ）信号は、ＳI （ｋ）信号がデシメーション付
き低域通過フィルタ１８に入力されるときの周波数の４
分の１にあたる周波数でサンプリングされる。そのため
デシメーション付き低域通過フィルタ１８，２０のそれ
ぞれ１つからの信号出力は、その信号が入力されたとき
の周波数の４分の１にあたるサンプリング周波数を有す
る。デシメーション付き低域通過フィルタ１８は、デジ
タル包絡線検波器２４，適応利得補償器２８および掛算
器３０のそれぞれの入力に同相信号を送る。この同相信
号は次の形で表される。
【数９】 同相＝１／２［（Ｃ＋Ｌ（ｎ）＋Ｒ（ｎ））ｃｏｓ（ｇ（ｎ）＋（ｆe −ｆe *） ）］ 数９を見ると分かるように、デシメーション付き低域通
過フィルタ１８は、ＳI（ｋ）信号から二重周波数項Ｄ
（ｋ）を除去する。またデシメーションは新しい時係数
ｎに反映され、ここでｎは（ｋ／４）に等しい。そのた
め、数５で与えられたＳI （ｋ）信号が、二重周波数項
Ｄ（ｋ）がなく、またサンプリング周波数が低下した形
で与えらる。デシメーション付き低域通過フィルタ１８
は、デシメーション・プロセスを有する標準の低域通過
デジタル・フィルタを用いて実現してもよい。このデシ
メーション・プロセス付き標準低域通過デジタルフィル
タは、データ処理装置内で実行される従来の一連のソフ
トウェア命令としてデジタル的に実現してもよい。同じ
様に、デシメーション付き低域通過フィルタ２０は、デ
ジタル包絡線検波器２４，適応利得補償器２８および掛
算器３２の入力に揃って直角信号を与える。この直角信
号は次の形で表される。
【数１０】 直角＝１／２［（Ｃ＋Ｌ（ｎ）＋Ｒ（ｎ））ｓｉｎ（ｇ（ｎ）＋（ｆe −ｆe *） ）］ 数１０を見て分かるように、デシメーション付き低域通
過フィルタ２０はＳQ （ｋ）信号から二重周波数項Ｄ
（ｋ）を除去する。またデシメーションは新しい時係数
ｎに反映され、ここでｎは（ｋ／４）に等しい。そのた
め数８によって与えられたＳQ （ｋ）信号が、二重周波
数項Ｄ（ｋ）がなく、またサンプリング周波数が低下し
た形で与えられる。低域通過フィルタ１８と同様、デシ
メーション付き低域通過フィルタ２０も、デシメーショ
ン・プロセス付き標準低域通過デジタルフィルタを用い
て実現してもよい。同じ様に、デシメーション・プロセ
ス付き標準低域通過デジタルフィルタは、データ処理装
置内で実行される一連のソフトウェア命令としてデジタ
ル的に実現してもよい。同相信号および直角信号はそれ
ぞれ、受信機システム１０の残りの各部に、デシメート
された被復調同相信号および被復調直角信号を送る。こ
こに記載する例では、同相信号および直角信号はデジタ
ル的に得ている。しかしながら両信号ともアナログ受信
機（図示せず）のサンプル入力であってもよい。両信号
とも、デジタル包絡線検波器２４に入力されてエンベロ
ープ信号を発生する。このエンベロープ信号の値は、同
相信号，直角信号の両方によって決まり、情報信号のエ
ンベロープの値を示す信号を発生する。エンベロープ信
号は次の形で表される。
【０００８】
【数１１】 エンベロープ＝（同相2 （ｎ）＋直角2 （ｎ））1/2 一般に知られる三角恒等式を使用すると、数１１は次式
のような「エンベロープ」信号を発生するように単純化
できる。
【数１２】 エンベロープ＝１／２（Ｃ＋Ｌ（ｎ）＋Ｒ（ｎ）） デジタル包絡線検波器２４は、同相信号および直角信号
の２乗値を計算するのに従来の掛算器回路（図示せず）
を、同相信号および直角信号の２乗を加算するのに従来
の加算回路（図示せず）を、また同相および直角信号の
２乗の和の平方根を計算するのに従来の回路を使用す
る。掛算器回路，加算器および平方根を計算するための
回路は通常、データ処理装置内に常駐しており、そのた
め、デジタル包絡線検波器２４が実行する演算をデータ
処理装置が実施できるようにするソフトウェア・プログ
ラムは簡単に実現できる。デジタル包絡線検波器２４の
出力であるエンベロープ信号は、適応利得補償器２８に
送出される。適応利得補償器２８は利得係数を提供し、
この係数を用いて、同相信号および直角信号のそれぞれ
から可聴情報の左右チャネルを形成できる。この利得係
数は、適応利得補償器２８によって利得信号として発生
する。この利得信号は、利得信号の近似値を求めて補正
する反復プロセスを用いて発生する。この反復プロセス
は次式で表される。
【数１３】 利得i+1 ＝利得i ＋Ｄ［ｓ・エンベロープ−利得i ・同相］ 数１３において、添え字ｉは近似値が生成されている時
間の１点を指す。そのため、添え字ｉ＋１が与えられる
ときには、次の時間点で近似値計算が実行されている。
「Ｄ」は、利得i 信号の実際値と理論値との差を補正す
るのに選択された第１の換算係数である。またｓは、利
得信号と同相信号の積と等しくなるようにエンベロープ
信号を変更するのに用いる第２換算係数である。Ｄ値も
ｓ値も受信機システム１０の特性に従って選択し、使用
するそれぞれのシステムに応じて異なる。オペレーショ
ン中、数１３の反復プロセスは利得i が利得i に等しく
なると完了する。この等価性を達成するには、数１３の
「ｓ・エンベロープ−利得i ・同相」の部分がゼロに収
束する必要がある。数１３の前記の部分を数学的に処理
すると、つぎの関係式が抽出できる。
【数１４】利得i ・同相＝ｓ・エンベロープ／同相 数９と数１２を結合して数１４をさらに単純化すると、
つぎの関係式が得られる。位相誤差は無視できる程度と
見なす。
【数１５】同相＝エンベロープ・ｃｏｓ ｇ（ｎ） 数１５で与えられた関係式を数１４に代入すると、利得
信号の値はつぎのように表される。
【数１６】利得i ＝ｓ／ｃｏｓ ｇ（ｎ） 故に、掛算器３０を用いて同相信号と直角信号を掛け合
わせると、その結果、次式のような積が得られる。
【数１７】利得i ・同相＝ｓ・エンベロープ
【数１８】利得i ・同相＝ｓ／２（ｃ＋Ｌ＋Ｒ）情報信
号の同相成分は、可聴信号の左右チャネルの複合に反映
される。つぎに、受信機システム１０に入力された情報
信号から直角信号を得るために、左右チャネル間の差を
含む信号を、情報信号から抽出しなければならない。情
報信号の同相成分の場合と同様、数１０を数１２に結合
すると、つぎの関係式が得られる。
【数１９】直角＝エンベロープ・ｓｉｎ ｇ（ｎ）その
後、掛算器３２を用いて、直角信号と利得信号とを掛け
合わせると、つぎの ような結果が得られる。
【数２０】 直角・利得＝（エンベロープ・ｓｉｎ ｇ（ｎ））（ｓ／ｃｏｓ ｇ（ｎ））
【０００９】
【数２１】 直角・利得＝ｓ・エンベロープ・ｔａｎ ｇ（ｎ） 数２で以前述べたように、
【数２２】 ｔａｎ ｇ（ｎ）＝（Ｌ−Ｒ＋Ｐ）／（Ｃ＋Ｌ＋Ｒ） 数１２を見て分かるように、エンベロープは「１／２
（Ｃ＋Ｌ＋Ｒ）」に等しい。故に、
【数２３】 ｔａｎ ｇ（ｎ）＝（Ｌ−Ｒ＋ｐ）／（２・エンベロープ） 数２０と数２３を結合すると、直角信号と利得信号の積
はつぎの式に等しくなる。
【数２４】直角・利得＝ｓ／２（Ｌ−Ｒ） ついで掛算器３０，３２の出力はそれぞれ、高域通過フ
ィルタ３４，３６によって高域通過フィルタリングが行
われる。高域通過フィルタ３４は、掛算器３０が提供す
る積から一定値「Ｃ」を除去して、次式のようなチャネ
ル複合信号を発生する。提供する積から一定値「Ｃ」を
除去して、次式のようなチャネル複合信号を発生する。
【数２５】チャネル複合＝Ｌ＋Ｒ 同じ様に、高域通過フィルタ３６は、掛算器３２が提供
する積の出力からパイロット・トーン「Ｐ（ｎ）」を除
去して、チャネル差信号を発生する。チャネル差信号は
次の形で表される。
【数２６】チャネル差＝Ｌ−Ｒ チャネル差信号はニゲートされて、加算器４８によって
チャネル複合信号と加算されて、「Ｒ（ｎ）」と称され
る信号を発生する。Ｒ（ｎ）信号は受信機１０のユーザ
に対して右のステレオ情報を提供する。同じ様にチャネ
ル差信号は加算器４４の第２入力となる。加算器４４は
チャネル差信号とチャネル複合信号を足して「Ｌ
（ｎ）」と称される信号を発生する。Ｌ（ｎ）信号は受
信機システム１０のユーザに左のステレオ情報を提供す
る。帯域通過フィルタ４０から、所定の周波数範囲内に
ある周波数だけを出力できるようにすると、同相情報信
号，直角情報信号および位相誤差情報は、帯域通過フィ
ルタ４０から出力されない。というよりむしろ、帯域通
過フィルタ４０は、パイロット周波数信号Ｐ（ｎ）のみ
を通して、２５Ｈｚトーン検出器４２に出力できる。Ｐ
（ｎ）信号を受信すると、２５Ｈｚトーン検出器４２
は、パイロット信号Ｐ（ｎ）が存在することを示す信号
を発生する。情報信号の伝送中に発生する位相誤差は通
常、時間遅延，大気条件または受信機の非線形性による
ものである。一般に大気条件も受信機の非線形性も、低
い周波数信号を有する情報信号の位相を変異させる。そ
のため位相検波器２６は、基本的には、情報信号に固有
の位相誤差を検出する低域通過フィルタである。包絡線
検波器２６は従来型の低域通過デジタルフィルタ回路で
あり、この回路はデータ処理装置によって実行されるソ
フトウェア・プログラムとしてデジタル的に実現され
る。位相検波器２６はループ・フィルタ２２に接続され
ていて、位相誤差情報のみを含む出力を出す。位相検波
器２６が実行するフィルタリング・オペレーションは、
所定のソフトウェア・プログラムで制御する標準および
従来の論理回路によって実行してもよい。×××××社
の××××××××と共に使用するように作成された所
定のソフトウェア・プログラムの例を付属書類１に示
す。ループ・フィルタ２２が掛算器３２の出力を受け取
ると、補正信号が出される。ついで補正信号が数値制御
発振器１６に送出される。ついで数値制御発振器１６は
補正信号を用いてＩ（ｋ）信号およびＱ（ｋ）信号を生
成する。数値制御発振器１６が実行する演算は、標準お
よび従来の論理回路を用いて、またはデータ処理装置内
の所定のソフトウェア・プログラムによって実行しても
よい。情報信号のつぎのサンプルが掛算器１２，１４に
よって復調され、信号の位相誤差が数値制御発振器１６
によって概算される。そのため位相誤差の正弦および余
弦を計算することによって、信号の位相角の近似値が求
められ、これが反復されて収束する。
【００１０】図２は、ここに記載するベースバンド・プ
ロセッサが、情報信号の左右可聴チャネルを分離するた
めに実行する一連の段階の流れ図を示したものである。
先に述べたように、ベースバンド・プロセッサは、適応
利得補償器２８，掛算器３０，３２および高域通過フィ
ルタ３４，３６を含んでいる。ここに記載するベースバ
ンド・プロセッサが実施するオペレーションを実行する
のに必要な各機能は、ソフトウェア・プログラムを用い
て実行してもよい。ソフトウェア実現の１つの例を付属
書類１に示す。付属書類１のソフトウェア・プログラム
は×××××社の××××××××信号処理装置によっ
て実行する。図２を参照して、情報信号を左右のチャネ
ルに分離するのに必要な段階をまとめるとつぎのように
なる。 １．同相信号および直角信号を得る。 ２．エンベロープ値を計算する。（数１１および数１
２） ３．エンベロープ信号とｓのかけ算、同相信号と利得信
号のかけ算を同時に行う。 ４．エンベロープ信号とｓの積から、同相信号と利得信
号の積を引く。 ５．数１３で与えられた公式を用いて、利得i+1 を計算
する。 ６．同相信号と利得i+1 のかけ算、直角信号と利得i+1
のかけ算を同時に行う。 ７．段階６で形成されるそれぞれの積に高域通過フィル
タリングを行って、可聴情報の左右チャネルを両方有す
る複合信号、および同様に可聴情報の左右両方のチャネ
ルを有する差信号を発生する。 ここに記載するベースバンド・プロセッサでは、左右の
チャネルはたがいに平衡がとれている。利得信号は掛算
器３０，３２の両方に同時に与えられる。また高域通過
フィルタ３４，３６は同一に実現されて、それらが整合
して、同じ速度で出力を提供するようにしている。同様
に加算器４４，４８は同時にチャネル複合信号およびチ
ャネル差信号を受け取って数学的処理を行い、左の可聴
情報が右の可聴情報に対応するようにしている。情報信
号の同相成分および直角成分のそれぞれに対して実行さ
れるオペレーションは同時に対称的に実行されるので、
左右の可聴信号は、システム設計によって「自然に」平
衡がとられ、Ｃ−ＱＵＡＭ受信機のアナログ実現で以前
必要とされたような補償回路を必要としない。そのた
め、ここに記載するベースバンド・プロセッサは、可聴
情報の左右チャネルを作る回路とその方法の両方の対称
的性質によって、複雑性が大幅に改善される。またここ
に記載するＡＭ受信機の実現は、アナログ論理というよ
り、デジタル論理を用いて完全に実現できる。そのため
アナログ方式の離散成分に関連した雑音は存在しない。
ただし、同相信号および直角信号を、ベースバンド・プ
ロセッサの入力に与えるのには、アナログ復調器を使用
してもよい。またデジタル方式を用いると、可聴情報の
左右チャネルを、アナログ成分が実行したような近似値
ではなく、正確に生成でき、ひいては、可聴音のより鮮
明でより正確な再生が得られる。同相信号と直角信号の
それぞれをフィルタして、低い周波数にデシメートした
後に、適応利得補償器に、この同相信号と直角信号の両
方を掛け合わせるので、受信機システム１０は、さらに
良質の可聴音を提供できる。先に述べたように、利得係
数は、低い周波数の方がより正確に生成できる。また低
域通過フィルタリングは、情報信号の伝送中に生じた雑
音の相当部分を除去する働きをする。またここに記載す
るデジタル受信機が実行する段階および機能は、それぞ
れソフトウェア・プログラムとして実現できる。ソフト
ウェア・プログラムは後にデジタルデータ処理装置によ
って実行する。特にデジタル信号プロセッサ装置の現在
のハードウェア実現は、ここに記載するデジタル「Ｃ−
ＱＵＡＭ」受信機システム１０の必要条件を充分にサポ
ートする。充分理解すべきことは、ここに記載するデジ
タル「Ｃ−ＱＵＡＭ」受信機システムは、広範な音声の
改善をもたらすことである。しかしながらここに記載す
る本発明の実現は例示のためのものであって、ここに記
載する機能を実行するには、他の多くの実現も存在し得
る。たとえば複数のソフトウェア・プログラムを提供し
て、受信機システム１０の各構成要素が実行する演算機
能をそれぞれ実行してもよい。複数のソフトウェア・プ
ログラムは、受信機システム１０のユーザが提供し、複
数のデジタル・データ処理装置の内のいずれか１つによ
って実行してもよい。また複数のソフトウェア・プログ
ラムを若干変更して、複数のデジタルデータ処理装置の
いずれか１つに、前記演算機能を実行させてもよい。受
信機システム１０の各構成要素の１つ１つをソフトウェ
ア・プログラムでデジタル的に実現して、デジタルデー
タ処理システムで実行してもよい。掛算器１２，掛算器
１４，数値制御発振器１６，デシメーション付き低域通
過フィルタ１８，デシメーション付き低域通過フィルタ
２０，ループ・フィルタ２２，デジタル包絡線検波器２
４，位相検波器２６，適応利得補償器２８，掛算器３
０，掛算器３２，高域通過フィルタ３４，高域通過フィ
ルタ３６，加算器４４，加算器４８，帯域通過フィルタ
４０および２５Ｈｚトーン検出器４２が実行する各機能
を、一連のソフトウェア命令によって、通常のデジタル
信号処理装置に実行させるようにする。たとえばデジタ
ル信号処理装置内の１個の汎用掛算器を用いて、掛算器
１２，掛算器１４，掛算器３０および掛算器３２が実行
する各機能を実行してもよい。またソフトウェア・プロ
グラムの形式および内容は、受信機システム１０のユー
ザによって異なる。ソフトウェア・プログラムが要求す
る数学計算を実行する回路は、従来の形式で実現する。
通常、従来の加算器，掛算器および除算器を用いて、こ
こに記載する機能を実行するためのソフトウェア・プロ
グラムを実行する。本発明の原理を説明してきたが、当
業者は、この説明が例示目的だけのためで、本発明の範
囲を限定するものではないことを明確に把握しよう。し
たがって添付請求の範囲は、本発明の真正の意図および
範囲に属する本発明のすべての変形をカバーすることを
意図している。
【００１１】以下に示すサブルーチンは、低域通過フィ
ルタによりｔａｎ（ｆｅ−ｆｅ ＊ ）を算出するためのも
のである。サブルーチン内で実行されるこのソフトウェ
ア命令の詳細については、１９８９年にモトローラ社が
刊行した”ＤＳＰ５６０００／ＤＳＰ５６００１Ｄｉｇ
ｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ Ｕｓｅ
ｒ’ｓ Ｍａｎｕａｌ，（ＤＳＰ５６０００ＵＭ／Ａ
Ｄ）” を参照されたい。図１では、このサブルーチン
を、位相検波器２６によって表している。この検波器へ
の入力は、直角チャネルマニピュレータ３８の出力とな
る。このプログラムではこれをｑｓｔａｒという。ポイ
ンタｒ６，ｒ７はそれぞれ位相検波器２６の以前の入力
データおよび出力データを指す。１ｐｆｒ６，１ｐｆｒ
７，１ｐｆｃｄｄｒおよびｎｏｍｏｄの各項は、ＤＳＰ
５６００１のユーザが決定するオフセット値を表す標識
である。ポインタｒ２は低域通過フィルタの係数を指
す。モジューロ・アドレスｍ２，ｍ６，ｍ７はこれに基
づいて算定する。 ｏｒｇｐ：＄１００ ｍｏｖｅ ｙ：ｑｓｔａｒ，ｙ１；直角チャネルマニピユレータ３８の ；出力をレジスタｙ１に移動する。 ｍｏｖｅ ｘ：１ｐｆｒ６，ｒ６；以前の入力データの場所をポインタ ；ｒ６に移動する。 ｍｏｖｅ ｘ：１ｐｆｒ７，ｒ７；以前の出力データの場所をポインタ ；ｒ７に移動する。 ｍｏｖｅ ｘ：１ｐｆｃｄｄｒ，ｒ２；フィルタ係数の場所をポインタｒ２ ；に移動する。 ｍｏｖｅ ＃１，ｍ６ ；モジューロ・アドレスをセットアップする。 ｍｏｖｅ ｍ６，ｍ７ ｍｏｖｅ ♯ｎｏｍｏｄ，ｍ２ ｍｏｖｅ ｘ：（ｒ２）＋，ｘ０；第１フィルタ係数をレジスタｘ０に移動す る。 つぎの５つの命令はフィルタを実行し、その結果をレジ
スタａの中に蓄積して、係数によって、古い入力データ
および古い出力データを増分する。最後の命令では、最
新の入力データを記憶場所に格納して、つぎのサンプル
がフィルタされるときに使用する。フィルタの出力はレ
ジスタｘ１に移動し、ついでループ・フィルタ２２の入
力となる。 ｍｐｙ ｘ０，ｙ１，ａｘ：（ｒ２）＋，ｘ０ ｙ：（ｒ６）＋，ｙ０ｍａｃ ｘ０，ｙ０，ａｘ：（ｒ２）＋，ｘ０ ｙ：（ｒ６），ｙ０ ｍａｃ ｘ０，ｙ０，ａｘ：（ｒ２）＋，ｘ０ ｙ：（ｒ７）＋，ｙ０ｍａｃ ｘ０，ｙ０，ａｘ：（ｒ２）＋，ｘ０ ｙ：（ｒ７）＋，ｙ０ｍａｃｘ０，ｙ ０，ａ ｙ１，ｙ：（ｒ６） コードの最終行は、フィルタをレジスタｘ１に移動し、
新しい出力を新しい出力メモリに移動して、つぎのフィ
ルタ対象のサンプルに使用する。 ｍｏｖｅ ａ，ｘ１ ａ，ｙ：（ｒ７）
【００１２】次に示すサブルーチンは、利得信号を発生
するためのものである。このサブルーチン内で実行され
るソフトウェア命令の詳細に関しては、１９８９年にモ
トローラ社が刊行した”ＤＳＰ５６０００／ＤＳＰ５６
００１ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓ
ｓｏｒ Ｕｓｅｒ’ｓ Ｍａｎｕａｌ，（ＤＳＰ５６０
００ＵＭ／ＡＤ）”を参照されたい。図１では、このサ
ブルーチンを、デジタル包絡線検波器２４および適応利
得補償器２８の両方によって表している。包絡線検波器
２４への第１入力は、このプログラムでは「ｉｉｎ」と
いう同相信号である。また包絡線検波器２４への第２の
入力は、このプログラムでは「ｑｉｎ」という直角信号
である。 ｏｒｇ ｐ：ｓｔａｒｔ ｍｏｖｅ ｘ：ｉｃｈａｎｎｅｌ，ｘ０；デシメーシヨン付き低域通過フィ ；ルタ１８の出力をレジスタｘ０に移 ；動する。これは図１に示す同相信号 ；である。 ｍｏｖｅ ｙ：ｑｃｈａｎｎｅｌ，ｙ０；デシメーション付き低域通過フィ ；ルタ２０の出力をレジスタｙ０に移 ；動する。これは図１に示す直角信号 ；である。 ｍｏｖｅ ｘ０，ｘ：ｉｉｎ ；同相信号が転送した値を、ｘ：ｉｉ ；ｎによって指定した記憶場所に格納する。 ｍｏｖｅ ｙ０，ｙｑｉｎ ；直角信号が転送した値を、ｙ：ｑｉ ；ｎによって指定した記憶場所に格納 ；する。 ｍｐｙ ｘ０，ｘ０，ａ ｘ０，ｂ；同相信号を介して転送した値を２乗し ；て、その結果をレジスタａに格納する。 ｍａｃｒ ｙ０，ｙ０，ａｂ，ｘ１ ；直角信号を介して転送した値を２乗 ；して、その２乗値を、既にレジスタ ；ａに格納された同相信号の２乗と加 ；算する。その和をレジスタａに格納 ；する。 ｍｏｖｅ ａ，ｘ０ ；レジスタａの内容をレジスタｘ０ ；に移動する。 ｊｍｐ ＜ｓｑｒｔ ；平方根関数を実行するサブルーチ ；ンにジャンプする。平方根関数の結 ；果は、デジタル包絡線検波器２４の ；出力、すなわちレジスタｂ内に格納 ；されるエンベロープ信号となる。 ｒｅｐ ＃３ ；エンベロープ信号を３回右に数学 ；的に桁移動して、エンベロープ信 ；号にｓを効率的に掛け合わせる。こ ；こ記載する例ではｓ＝．１２５ ａｓｒ ｂ ｍｏｖｅ ｘ：ｉｉｎ，ｘ０ ；同相信号が転送した値をレジスタ ；ｘ０に移動する。 ｍｏｖｅ ｙ：ｇａｉｎｆａｃｔｏｒ，ｙ１；利得信号の以前格納した値を ；レジスタｙ１に移動する。 ｍｐｙ ｘ０，ｙ１，ａ ；同相信号が転送した値と、以前格 ；納した利得信号が転送した値とを掛 ；け合わせて、その結果をレジスタａ ；に格納する。 ｓｕｂ ａ，ｂ＃＞ｂｇａｉｎｍｌ，ｙ０；レジスタｂの内容（エンベ ；ロープ・ ｓ−同相・利得ｉ）から ；レジスタａの内容を引く ｃｌｒ ａ ｂ，ｘ１ ；後の演算のためレジスタをクリアする。 ｍｏｖｅ ｙ１，ａ ；利得信号の以前格納した値をレジ ；タａに移動する。 ｍａｃｒ ｘ１，ｙ０，ａｙ：ｑｉｎ，ｙ０ ＧＡＩＮｉ＋１＝Σ（ｉ＝０，． ．．，ｍ）Ｘ ；ここでｘ＝利得ｉ＋Ｄ［ｓ・エン ；ベロープ−利得ｉ・同相］。結果を ；レジスタａに格納する。 ｍｏｖｅ ａ，ｙ１ ；レジスタａの内容（利得ｉ＋１）をレ ；ジスタｙ１に移動する。 ｍｐｙ ｙ１，ｙ０，ａ ａ，ｙ：ｇａｉｎｆａｃｔｏｒ ；直角信号を介して転送された値 ；に、利得ｉ＋１信号の値を掛け合わせ ；て、その結果をレジスタａに格納 ；する。 ｍｐｙ ｙ１，ｘ０，ｂ ；同相信号を介して転送された値に、 ；利得ｉ＋１信号の値を掛け合わせる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に基づく平衡振幅位相ベースバンドプロ
セッサのブロック図を示したものである。
【図２】本発明に基づくベースバンド・プロセッサが実
行する一連の段階を流れ図で示したものである。
【符号の説明】
１０ 「Ｃ−ＱＵＡＭ」受信機システム １２，１４ 掛算器 １６ 数値制御発振器 １８，２０ デシメーション付き低域通過フィルタ ２２ ループ・フィルタ ２４ デジタル包絡線検波器 ２６ 位相検波器 ２８ 適応利得補償器 ３０，３２ 掛算器 ３４，３６ 高域通過フィルタ ４０ 帯域通過フィルタ ４２ ２５Ｈｚトーン検出器 ４４，４８ 加算器
フロントページの続き (72)発明者 ピーター・ジェイ・マクレーン カナダ国オンタリオ州ケイ７エム・６エ −１、キングソトン、スタンフォード・ ストリート620 (56)参考文献 特開 昭62−34434（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−83360（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04L 27/00 H04H 5/00 303

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 包絡線検波器（２４）を有する直角受信
    機システム（１０）用の対称平衡位相振幅ベースバンド
    プロセッサであって、前記直角受信機は、同相成分およ
    び直角成分を有する被復調信号を受信し、前記包絡線検
    波器は、前記同相成分および前記直角成分の両方に応答
    してエンベロープ信号を発生し、また前記ベースバンド
    ・プロセッサは：利得係数を提供するための適応利得
    （２８）手段であって、前記適応利得手段は、前記エン
    ベロープ信号を受信するために包絡線検波器に結合され
    た第１入力および前記同相成分を受信するために第２入
    力を有する適応利得手段；前記利得係数と、前記被復調
    信号の前記同相成分とを論理的に結合して複合信号を発
    生するための第１論理手段（３０）であって、前記第１
    論理手段は、前記利得係数を受け取るために前記適応利
    得手段に結合されている第１論理手段；および前記利得
    係数と、前記被復調信号の前記直角成分とを論理的に結
    合して差信号を発生するための第２論理手段（３２）で
    あって、前記差信号および前記複合信号は同時に発生
    し、前記第２論理手段は、前記利得係数を受け取るため
    に前記適応利得手段に結合された第２論理手段；によっ
    て構成されることを特徴とするベースバンド・プロセッ
    サ。
  2. 【請求項２】 直角受信機用の対称平衡位相振幅ベース
    バンドプロセッサを有するデジタル受信機（１０）にお
    いて、振幅変調された信号を処理する方法であって、前
    記処理方法は：前記振幅変調された信号をデジタル的に
    復調して、同相成分および直角成分を有する被復調信号
    を発生する段階（１２，１４，１６）；前記被復調信号
    の前記同相成分および前記直角成分の両方を用いること
    によって、エンベロープ信号を発生する段階（２４）；
    前記エンベロープ信号および前記同相成分を用いること
    によって、利得係数を提供する段階（２８）；前記利得
    係数と、前記被復調信号の前記同相成分とを論理的に結
    合して、複合信号を発生する段階（３０）；および前記
    利得係数と、前記被復調信号の前記直角成分とを論理的
    に結合して、差信号を発生する段階（３２）であって、
    前記差信号および前記複合信号は同時に発生する、前記
    利得係数と、前記被復調信号の前記直角成分とを論理的
    に結合する段階；によって構成されることを特徴とす
    る、直角受信機用の対称平衡位相振幅ベースバンドプロ
    セッサを有するデジタル受信機において、振幅変調され
    た信号を処理する方法。
  3. 【請求項３】 直角変調デジタルステレオ受信機（１
    ０）であって、前記受信機は：同相成分および直角成分
    を有する被復調信号を発生するデジタル復調手段（１
    ２，１４，１６）であって、前記デジタル復調手段は、
    デジタル変調された入力信号を受信するための第１入力
    および位相誤差補正信号を受信するための第２入力を有
    するデジタル復調手段；同相成分および直角成分を有す
    るデシメート信号を発生するために、前記デジタル復調
    手段に結合されたフィルターおよびデシメーション手段
    （１８，２０）；エンベロープ信号を発生するデジタル
    包絡線検波器手段（２４）であって、前記デジタル包絡
    線検波器は、前記フィルターおよびデシメーション手段
    に結合されており、前記デシメート信号の前記同相成分
    を受信するための第１入力および前記デシメート信号の
    前記直角成分を受信するための第２入力を有するデジタ
    ル包絡線検波器手段；利得係数を提供するための適応利
    得手段（２８）であって、前記適応利得手段は、前記エ
    ンベロープ信号を受信するために前記包絡線検波器に結
    合された第１入力および前記同相成分を受信するための
    第２入力を有する適応利得手段；前記利得係数と、前記
    被復調信号の前記同相成分とを論理的に結合して中間複
    合信号を発生するための第１論理手段（３０）であっ
    て、前記第１論理手段は、前記利得係数を受け取るため
    に前記適応利得手段に結合された第１論理手段；前記利
    得係数と、前記被復調信号の前記直角成分とを論理的に
    結合して、中間差信号を発生するための第２論理手段
    （３２）であって、前記差信号および前記複合信号は同
    時に発生し、前記第２論理手段は前記利得係数を受け取
    るために前記適応利得手段に結合された第２論理手段；
    位相誤差情報値を提供するための位相誤差検出器（２
    ６）であって、前記位相誤差検出器は、前記中間差信号
    を受信するために、前記第２論理手段に結合されている
    位相誤差検出器；および前記所定の位相誤差情報値を受
    け取って使用することに応答して、前記位相誤差補正信
    号を発生するために、前記位相誤差検出器に結合された
    ループ・フィルタ（２２）；によって構成されることを
    特徴とする直角変調デジタルステレオ受信機。
  4. 【請求項４】 デジタル信号プロセッサにおいて、直角
    振幅変調された信号を復調して可聴情報を提供するため
    のオペレーション方法であって、前記オペレーション方
    法は：前記振幅変調された信号をデジタル的に復調し
    て、同相成分および直角成分を有する被復調信号を発生
    する段階（１２，１４，１６）；同相成分および直角成
    分を有するデシメート信号を発生するために、前記被復
    調信号をフィルタしデシメートする段階（１８，２
    ０）；前記デシメート信号の前記同相成分および前記直
    角成分の両方を用いることによって、エンベロープ信号
    を生成する段階（２４）；前記エンベロープ信号と、前
    記デシメート信号の前記同相成分とを用いることによっ
    て、利得係数を生成する段階（２８）；前記利得係数
    と、前記デシメート信号の前記同相成分とを論理的に結
    合して、中間複合信号を発生する段階（３０）；前記利
    得係数と、前記デシメート信号の前記直角成分とを論理
    的に結合して、中間差信号を発生する段階（３２）であ
    って、前記中間差信号および前記中間複合信号は同時に
    発生する、前記利得係数と、前記デシメート信号の前記
    直角成分とを論理的に結合する段階；前記中間差信号に
    応答して、位相誤差情報値を生成する段階（２６）；お
    よび前記位相誤差情報値に応答して、位相誤差補正信号
    を発生する段階（２２）であって、前記位相誤差補正信
    号は前記振幅変調された信号の位相誤差を補正するのに
    用いられる、位相誤差補正信号を発生する段階；によっ
    て構成されることを特徴とする、デジタル信号プロセッ
    サにおいて、直角振幅変調された信号を復調して可聴情
    報を発生するためのオペレーション方法。
  5. 【請求項５】 直角受信機用の対称平衡位相振幅ベース
    バンドプロセッサを有するアナログ受信機において、振
    幅変調された信号を処理する方法であって、前記処理方
    法は：前記振幅変調された信号をアナログ復調して、同
    相成分および直角成分を有する被復調信号を発生する段
    階；前記同相成分をサンプリングして、デジタル同相成
    分を発生する段階（１８）；前記直角成分をサンプリン
    グしてデジタル直角成分を発生する段階（２０）；前記
    被復調信号の前記デジタル同相成分および前記デジタル
    直角成分の両方を用いることによって、エンベロープ信
    号を発生する段階（２４）；前記エンベロープ信号およ
    び前記同相成分を用いることによって、利得係数を提供
    する段階（２８）；前記利得係数と、前記被復調信号の
    前記デジタル同相成分とを論理的に結合して、複合信号
    を発生する段階（３０）；および前記利得係数と、前記
    被復調信号の前記デジタル直角成分とを論理的に結合し
    て差信号を発生する段階であって、前記差信号および前
    記複合信号は同時に発生する、前記利得係数と、前記被
    復調信号の前記デジタル直角成分とを論理的に結合する
    段階；によって構成されることを特徴とする、直角受信
    機用の対称平衡位相振幅ベースバンドプロセッサを有す
    るアナログ受信機において、振幅変調された信号を処理
    する方法。
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