JPS61210734A - デイジタル化された復調ｆｍステレオ信号を復号するデイジタル回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は、ディジタル回路、特に復調したＦＭステレオ
信号を左右のチャンネル成分に復号するディジタル・フ
ィルタに関する。更に本発明のディジタル回路は、特に
、単独に集積回路チップ」二に形成するか又は他のＦＭ
および／またはＡＭ信号処理回路と共に同じチップ上に
形成することのできる、ステレオ・チャンネル復号用の
簡単化された回路を対象とする。

ＦＭステレオ放送においては、３つの基本信号か送信さ
れている。信号スペクトルの一部は左右のチャンネル成
分の和（Ｌ十Ｒ）を表わす信号の送信に割当られている
。スペクトルの他の一部は左右のチャンネル成分間の差
（Ｌ−Ｒ）を表わす信号を送信するのに割当られている
。標準ＦＭステレオ放送信号の第３の部分は１．９　ｋ
ｌｌｚのパイロット・１・−ンを含んでいる。このトー
ンは信号を左右のチャンネル成分に復調するのに使用さ
れる。

本発明は特に既にディジタル化されている復調信号を受
信する回路部分を対象とする。本明細書で使用されてい
る［ディジタル化（ｄｉｇｉｔｉｚｅ）　Ｊという用語
は周期的にサンプリングしたアナログ信号を等価な二進
数の表現に変換することを意味する。典型的には、各ア
ナログ・サンプル値は一連の二進ディピッｌ−（ビット
）による表現に変換される。しかしなから、アナログ・
サンプル値は典型的には各位置（桁）が２のベキ数であ
る特定の重み付は係数に相当する二進表現に変換される
が、本発明では他の数表現システムを用いてもよいこと
に注意されたい。

こ＼で本発明は、左右両チャンネルの情報を含む、既に
復調されディジタル化された信号を受信する回路に関す
るものであることに注意されたい。

従って、本発明の回路の機能は抽出された左チャンネル
および右チャンネルの情報を表わすディジタル化された
出力信号を発生することである。

従来、ＦＭ受信器における１９ｋＨｚのパイロット・１
・−ンの再生は全てアナログ回路による設計原理を使用
して達成されている。この原理では、典型的には周波数
を２分の１にする分周器に出力を供給する３　８　ｋｔ
ｌｚの発振器を１９ｋｌｌｚの１・−ンにロックする位
相ロックループ（Ｐ　Ｌ　Ｌ）を使用している。パイロ
ット・１・−ンの再生は左右のチャンネル情報信号を分
離するために不可欠である。

しかしながら、実質的に他の全ての周波数を阻止しなが
ら、１９ｋｌｌｚの１・−ンを減衰さぜることなく通過
させるような周波数応答特性を有するディジタル・フィ
ルタを設けることは簡単なことではない。最終的なチャ
ンネル分離用の所望の３８ｋｌｌｚのトーンを発生する
ためには、信号出力に適当な位相関係が存在することが
必要である。更に、加算および減算のような演算を行う
ディジタル回路を構成することは比較的簡単であること
が知られているか、掛算のような演算を行うディジタル
回路を設けることは比較的により困難であることもまた
知られている。従って、適当なディジタル・フィルタの
望ましい特徴の１つは、実行される掛算動作の数が最小
になるように実施することである。ディジタル回路を集
積回路チップ−にに作ることが好ましい場合には、チッ
プの大きさおよび価格の点でスペースおよび電力の両方
を節約するようにできる限りディジタル掛算回路を少な
くすることか望ましい。

発明の概要 本発明によれは、必要とする掛算の数を減らした独特の
構成を有するディジタル・フィルタか提供され、このフ
ィルタは例えばディジタル化された１９ｋｌｌｚのパイ
ロット・１・−ンの出力と９０゜移相した］９ｋｌｌｚ
の１・−ンを表わす別のサンプル出力を発生ずるため用
いられる。これにより、到来信号を左右のチャンネル成
分に分離するために使用される所望の３８　ｋｌｌｚの
ステレオ搬送波信号を発生ずることができる。本発明の
好適実施例においては、ディジタル・フィルタはパイロ
ット・１・−ンの１９ｋｌｌｚの周波数の１２倍である
２２８ｋｌｌｚの→ノ゛ンプリング速度で動作する。こ
のサンプリング速度における動作は、特に回路の簡単化
という点では、必要な掛算回路の数を最小にできるので
非常に有益である。第１のディジタル掛算回路か成る時
刻におけるディジタル・フィルタの出力とそれより早い
時刻におけるフィルタの出力との積を形成して、ディン
タル化された３　８　ｋｌｌｚのステレオ搬送波信号を
発生する。この信号は次いで第２のディジタル掛算回路
で使用され、この第２のディジタル掛算回路は出力にデ
ィジタル化されたｒＬ、−ＲＪ倍信号発生する。その後
、簡単な加算回路および減算回路を使用して左右のチャ
ンネル成分か別々の信号路に取り出される。

従って、本発明の目的は、復調されディジタル化された
ＦＭステレオ信号を左右のチャンネル成分に復号するデ
ィジタル回路を提供することにある。

また、本発明の目的は最小の数の掛算回路を使用したＦ
Ｍステレオ信号復号用のディジタル回路を提供すること
にある。

本発明の更に他の目的は、単独でまたは他の復号および
復調回路の一部として集積回路チップ」二に容易に形成
できるディジタル・チャンネル分離回路を提供すること
にある。

本発明の更に他の目的はＦＭ信号のディジタル処理を行
うことである。

本発明の目的は、必要なスペースおよび電力を小さく、
かつ単一の集積回路チップ上に容易に形成できるような
ＦＭステレオ信号復号用のディジタル回路を提供するこ
とにある。

本発明の主題は特許請求の範囲に記載したが、本発明の
構成および実施方法、ならびに他の目的および利点につ
いては添付の図面を参照した以下の説明からよりよく理
解されよう。

発明の詳しい記載 本発明の動作を理解するには、本発明の回路に印加され
る信号のスペクトル分布を知るのが便利である。復調さ
れたＦＭ信号は本質的に前述した３つの異なる成分を有
する。具体的に云うと復調されたＦＭ信号は０乃至１５
ｋｌｌｚの周波数範囲に左右のステレオ・チャンネル成
分の和（Ｌ＋Ｒ）を表わす信号を含んでいる。また、現
在のＦＣＣ規格によって要求されているように１９ｋｌ
ｌｚ±２Ｉｌｚの周波数内にある１　９　ｋｌｌｚのパ
イロット・トーンが設けられている。パイロット・トー
ンの周波数の２倍の３８　ｋｌｌｚの周波数を中心とし
て、左右のチャンネル成分の差（Ｌ−Ｒ）の情報が両側
波帯抑圧搬送波（ＤＳＳＣ）信号中に符号化されている
。差Ｌ−Ｒの情報は典型的には図示のように２３　ｋｌ
ｌｚ乃至５３　ｋｌｌｚの周波数帯域内にある。第１図
に示す信号のスペクトルは、本質的に本発明の回路に入
力としてデジタル形式で供給される信号のスペクトルで
ある。

本発明のディジタル・フィルタ回路は基本的にはディジ
タル化された１　９　ｋｌｌｚのパイロット・トーンを
取り出すためのディジタル・フィルタとして設計される
。しかしながら、本発明の目的を達成するために、１９
ｋｌｌｚの周波数を中心とした極端に狭い帯域を有する
ディジタル・フィルタを形成するために従来の設計手順
を適用することはさほど簡単なことではない。特に、本
発明では非常に簡単に実施することができるようにディ
ジタル・フィルタ用のサンプリング速度を選択した。更
に、本発明のフィルタはディジタル化された１９ｋＨｚ
正弦波信号を発生しなければならないだけでなく、同じ
信号の余弦波信号を容易に発生できるように動作しなけ
ればならない。回路を簡単にするだめに、特殊な形式の
ディジタル・フィルタを記述するＺ変換伝達関数で追加
の極位置を選択することも必要である。更に、回路の簡
単化のために追加の変換棒を選択すると、実効的に１９
　ｋｌｌｚの周波数を中心とする単一の狭帯域のみを有
する伝達関数を発生ずるように隣接の伝達関数の零点を
選択することも必要になる。

第２図は選択された極の数Ｍか６である場合の本発明の
ディジタル・フィルタの好適実施例を示すものである。

特に、第２図に示す線図は本発明のディジタル・フィル
タの好適実施例の２変換Ｈ（２）の極および零点をプロ
ットシたものである。

この特定の場合において、Ｈ（ｚ）の極の数Ｍは６であ
り、サンプリング速度は２Ｍｘ１９ｋｌｌｚに等しい２
２８　ｋｌｌｚである。従来のように第２図においては
、伝達関数の零点は○で示されており、伝達関数の極は
×で指定されている。ディジタル信号処理の分野で知ら
れているように、図示の単位円に沿った種々の点は角周
波数ωの異なる値に対応している。特に、０°の角度は
０１１ｚの周波数に対応している。単位円に沿って正の
実軸から測定して反時計方向に移動するに連れて、ωの
値は１１′Ｌ調に増大し、本設計においては１８０°の
角度が１１４　ｋｌｌｚの周波数に相当し、３６０°の
角度は２２８　ｋｌｌｚの周波数に相当【７ている。本
発明の１」的は１９ｋｌｌｚの周波数において大きな応
答特性を有するようにすることであるので、１９ｋｌｌ
ｚと２２８　ｋｌｌｚの比が３０°と３６０°の比に対
応することから正の実軸に対して３０″の角度の所に極
を有することが必要であることか理解されよう。

しかしなから、またディジタル信号処理の分野で知られ
ているように、単位円上に直接置かれた極を有すること
はこのような極の位置においては不安定になりやすいの
で好ましくない。従って、３０°の角度の所に示されて
いる極は単位円の中に若干入った所に設けられる。後で
詳しく説明するか、３０°の角度に示されている極は（
またその他の極も）原点から１、．２−Ｎの距離の所に
設けることか好ましい。Ｎは２より大きい実数であるが
、８のような整数が好ましい。極または零点は実現可能
な回路を形成するために複素共役対で生しることか必要
であるので、第２の整合用の極は３３０°の角度の所に
あることか必要とされる。

１９　ｋｌｌｚの周波数の所で急峻な応答ピークを作る
ことか本発明の設計目的である場合には、単にこれらの
２つの位置、すなわち３０°および３３０°の所におけ
る極で十分であろう。しかしながら、回路の簡単化のた
めに本発明のフィルタは単位円の中に作に入った所で、
円の周囲に均等に分配されている多くの極を用いる。こ
の場合において、サンプリング速度は２２８　ｋｌｌｚ
であるので、全体でＭ＝６の極か選択され、この各極は
３６０°／Ｍの角度たけ円に沿って隣りの極から分離さ
れている。この極の分布は分母かｚＭＭｇＯ形である伝
達関数を形成する。」−述したように、βは典型的には
１．２−Ｎとなるように選択される。

しかしなから、９０’、１５０°、２１０’および２７
０°の角度の所に余分な極があることによりフィルタの
出力に好ましくない成分が通常発生する。すなわち、こ
れらの極が単独で存在する場合には、フィルタは所望の
周波数以外の周波数を通過するように作用する。従って
、本発明の設計においてはこれらの極の影響を軽減する
ために、これらの極に隣接してそれぞれの角度の所に零
点を設ける。従って、伝達関数の零点は第２図に示すよ
うに９０°、１５０°、２１０°および２７０°の角度
の所に設けられている。しかしながら、これらの零点は
単位円それ自身の−にに位置している。また、このよう
な位置は、これらの零点を含む因子の代数的展開を行っ
たときディジタル掛算回路を必要とするような係数が生
じないという理由で回路の簡単化を促進するのに役立っ
ている。

一般に、零点はまた複素共役対で生じ、十分な対称性を
有するので、余分な掛算を行うことな〈実施可能である
。しかしながら、１５０°および２１０°の角度の所に
設けられている零点については右十分の面内に対応した
対照的な零点か設けられていない。このような零点を設
けることは当然フィルタの１９ｋｌｌｚの選択性を損う
ものである。

更に、零点は、直流成分を除去し、更に回路の簡単化を
促進するために、ｚ＝＋１およびｚ−−１の所に設けら
れている。

従って、本発明の好適なディジタル・フィルタの実施例
は次式にはゾ等しい２変換伝達関数を有している。

（ｚ２＋１）　　（ｚ２−１）　　（ｚ　　十〜ｒ治ｚ
＋１）こ＼において、Ｎは２より大きい実数であり、■
は換算係数である。上式は展開することができ、分子お
よび分母を共に２６の因数で割ると、その結果次のよう
になる。

ｘ＋、、／Ｔ　（ｚ　’−７−５）　＋ｚ　”−ｚ−４
−ｚ　’Ｈ（ｚ）の上記の第２の式はディジタル・フィ
ルタに対する人出力関係を表わす一層直接的な形式を与
える。具体的に示すと、次式が得られる。

」一式においてはＮ＝８とし、換算係数Ｈは０．００２
８２とした。」一式においては、サンプリング周期Ｔは
、しばしば使用される本発明に従って簡単化のために抑
圧されている。（ｎ）に関する上式はディジタル回路に
おいて容易に実施し得る形式に書かれている。

一１二記のディジタル・フィルタを実施する特定の回路
が第３図に示されている。例えは、第３図の回路はディ
ジタル式に表わされている値ｘ　（ｎ）乃至ｘ（ｎ−６
）を記憶するクロック作動式のシフトレジスタを有して
いる。更に、出力ｙ　（ｎ）はまた−組のクロック作動
式シフトレジスタに供給され、同様な符号が付されてい
る。第３図のディジタル回路はまた図示のように加算器
、減算器および掛算器を有している。また、掛算器の代
りにシフト回路装置（ｓｈｉｆｔｅｒ　）が示されてい
る。

第３図に示す回路の内、ディジタル・フィルタ部分は本
質的にＸ値に対するシフトレジスタとｙ値に対するシフ
トレジスタとの間の回路部分である。

出力Ｙ　（ｎ）は図示の回路によって発生されることが
容易にわかる。特にｘ（ｎ−１）およびＸ（ｎ−５）に
関連する項は４桁でＪｌの１０進数を表わす１．７３２
の掛算の前に差の演算において一緒にグループ化されて
いる。従って、このグループ化は必要とするディジタル
掛算器の数を減らしていることがわかる。また、第３図
に実施例が示されている本発明のディジタル・フィルタ
部分はこの単一の掛算器のみを含んでいることがわかる
。これは本発明の重要な利点である。更に、Ｈ（ｚ）に
関する上式においてＮとして２より大きい整数を選択す
ることによって、掛算器の代わりにシフト装置を使用す
ることが可能である。また、周知のように、２のベキ数
の掛算は二進数の位置を単にシフトさせることによって
容易に達成される。値Ｎは第２図において互いに隣接し
ている極および零点間の距離を制御する。Ｎの値が大き
くなればなるはと、極および零点は一層近接する。しか
しながら、実用的な実施のため及び安定性の問題を避け
るために、Ｎは本発明においては８の近くの整数に選択
することか好ましい。

従って、上述したディジタル・フィルタ回路は出力ｙ　
（ｎ）としてディジタル化表現の１９ｋｌｌｚパイロツ
ト・トーンを発生することかわかる。フィルタは２２　
’８　ｋＨｚのサンプリング速度で動作するので、ｙ　
（ｎ）乃至ｙ（ｎ−６）の各サンプルは３０°の位相角
度で分離されている。これは１２に等しい２Ｍによって
３６００が３０°ずつの区分に分割されるためである。

従って、ｙ（ｎ−３）におけるサンプルはｙ　（ｎ）に
対して９０゜移相した関係にあるので、余弦波信号を表
わしている。次の三角恒等式を次に使用する。

Ｓｉｎ　ＸＣｏ５　Ｙ＝＋　［Ｓｉｎ　　（Ｘ十Ｙ）＋
Ｓｉｎ　　（Ｘ−Ｙ）　］ 上記の特定の例では、Ｘ＝Ｙてあり、Ｓｉｎ　ＸＣｏ５
Ｙ＝＋５ｉｎ２Ｘになることがわかる。従って、本発明
は掛算器を使用してｙ　（ｎ）およびｙ　（ｎ　−３）
の積を形成して、その結果信号ｃ　（ｎ）を発生する。

この信号は３８　ｋｌｌｚのステレオ搬送波信号を表わ
している。一般に、上記三角恒等式から、掛算は２つの
信号の和、すなイっち２つの周波数の和に基づいた信号
と、２つの周波数の差に基づいた信号との和を発生する
ように動作する。」−述したフィルタにおいては、ディ
ジタル・フィルタに対して極の数Ｍ＝６を選択して出力
信号ｙ（ｎ−３）を形成する。この出力信号はｙ　（ｎ
）に対して適当な位相を有していて、ディジタル掛算器
の出力として３８　ｋｌｌｚのステレオ搬送波信号ｃ　
（ｎ）を発生させることができる。

信号ｃ　（ｎ）を発生することにより、第３図において
Ｌ−Ｒで示した、左右のステレオ・チャンネル間の代数
差を表わす信号を発生することができる。」二連した三
角恒等式に示されている原理に基づいて、３８　ｋｌｌ
ｚのステレオ搬送波信号の掛算により到来信号のＬ−Ｒ
部分が０および１５ｋｌｌｚ間の周波数範囲にシフトし
、またこの部分の信号は７６ｋｌｌｚを中心とする周波
数帯域にシフトする。

この７６ｋｌｌｚを中心とする周波数範囲は可聴範囲外
であるので、この帯域の信号部分は無視することかでき
る。同様に、ディジタル化され復調された入力ＦＭ信号
中の３８　ｋｌｌｚを中心とするスペクトル情報はまた
同様に人間の耳に聞くことができないので無視すること
ができるし、または後でろ波して除去することができる
。このため、入力信号の関連する部分はそのＬ＋Ｒ部分
のみである。

従って、簡単なディジタル加算器を設けて、この加算器
により」二連したように発生したＬ−Ｒ信号をＬ＋Ｒ部
分を含む入力信号と加算して、左チャンネルのディジタ
ル化された部分を実質的に表わす信号を発生する。同様
に、また減算器を第３図に示すように使用して、右チヤ
ンネル成分を表わす信号を発生する。記号的には、これ
は（Ｌ十Ｒ）−（Ｌ−Ｒ）＝２Ｒとして記載される。こ
のように、本発明のディジタル回路はディジタル化され
復調されたＦＭ信号を左右のステレオ・チャンネル成分
にそれぞれ複合するように動作する。

従って、本発明のディジタル回路は、３つのディジタル
掛算器のみを有するディジタル回路を使用してＦＭステ
レオ放送信号をディジタル的にかつ適確に復号する手段
を提供することが理解されよう。実際、本発明の回路の
ディジタル・フィルタ部分は単一のディジタル掛算器の
みを有している。従って、このような簡単に実施できる
フィルタはＦＭステレオ信号の復号のために集積回路に
容易に取り入れられることが理解されよう。また、この
ような回路はチップ面積が小さく、かつ電力が少ないこ
とがわかる。第３図に示す回路は本発明の好ましい実施
例であるが、ｙ（ｎ−６）を含むレジスタから入力を受
信するシフト装置および減算器はＮが整数値でない場合
には別の掛算回路と置き換えることができることも注意
されたい。

更に、上述した説明においては第３図に示す種々のレジ
スタ、シフト装置、加算器、減算器および掛算器に使用
されるビット数については全く言及していないが、本発
明の範囲または精神から逸脱することなく種々の値を使
用することができる。

しかしながら、ＦＭステレオ信号を分離するためには、
８乃至１５ビツトを使用することができ、上述の特定の
用途に対しては１０または１２ビツトが好ましい。また
１、こ＼で用いる好ましいサンプリング速度は正確°な
信号再生のために必要とされるナイキスト速度（Ｎｙｑ
ｕｊｓｔ　ｒａｔｅ）よりも十分大きくすることに注意
されたい。本発明における左右のチャンネルからの出力
信号は典型的には、量子化および変換処理により生じる
ことのある望ましくない高周波成分を取り除くために、
ディジタル−アナログ変換装置およびローパスフィルタ
に供給されることも注意されたい。

本発明を好適な実施例に従って説明したが、本技術分野
に専門知識を有する者にとっては多くの変更および変形
を行うことができよう。従って、特許請求の範囲は本発
明の真の精神および範囲内に入るこのような全ての変更
および変形を含むものである。

【図面の簡単な説明】

第１図は、周波数ｆの関数として表わした典型的な復調
されたＦＭステレオ信号のスペクトル図である。 第２図は本発明のフィルタの好適実施例における２変換
関数を表わず複素Ｎ］乙面内の極及び零点を示す線区で
ある。 第３図は本発明を実施した好ましい構成図である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、復調されディジタル化されたＦＭステレオ信号をデ
   ィジタル化された左右のチャンネル成分に復号するディ
   ジタル回路において、 一連の入力ｘ（ｎＴ）を受信して、一連の出力ｙ（ｎＴ
   ）を発生するディジタル・フィルタであって、次式にほ
   ゞ等しいｚ変換伝達関数を有し、Ｈ（ｚ）＝Ｈ｛［（ｚ
   ＾２＋１）（ｚ＾２−１）（ｚ＾２＋√３ｚ＋１）］／
   ［Ｚ＾６＋（１−２＾２＾−＾Ｎ）］｝こゝで、Ｎは２
   より大きい実数であり、Ｈは換算係数であり、更に当該
   フィルタは２２８ｋＨｚにほゞ等しいサンプリング速度
   に対応する周期Ｔを有するサンプリング速度で動作する
   当該ディジタル・フィルタと、 ディジタル化されたステレオ搬送波信号ｃ（ｎＴ）を形
   成するために、時刻ｎＴにおける前記フィルタの出力ｙ
   （ｎＴ）と時刻（ｎ−３）Ｔにおける前記フィルタの出
   力ｙ（ｎＴ−３Ｔ）との積を形成する第１のディジタル
   掛算回路と、 ディジタル化されたＬ−Ｒ信号を形成するために、時刻
   ｎＴにおける前記フィルタの入力ｘ（ｎＴ）と時刻ｎＴ
   における前記第１のディジタル掛算回路の出力ｃ（ｎＴ
   ）との積を形成する第２のディジタル掛算回路と、 を有することを特徴とするディジタル回路。 ２、特許請求の範囲第１項記載のディジタル回路におい
   て、該ディジタル回路が、 前記第２のディジタル掛算回路からの前記Ｌ−Ｒ信号と
   前記入力信号ｘ（ｎＴ）との和を形成して、前記左チャ
   ンネル・ステレオ情報を表わす信号を発生するディジタ
   ル加算回路と、 前記Ｌ−Ｒ信号と前記入力信号ｘ（ｎＴ）との差を形成
   して、前記右チャンネル・ステレオ情報を表わす信号を
   発生するディジタル減算回路を含んでいるディジタル回
   路。 ３、特許請求の範囲第１項記載のディジタル回路におい
   て、Ｎが整数であるディジタル回路。 ４、特許請求の範囲第１項記載のディジタル回路におい
   て、Ｎ＝８であるディジタル回路。 ５、一連の入力ｘ（ｎＴ）を受信し、一連の出力ｙ（ｎ
   Ｔ）を発生するディジタル・フィルタ回路であって、次
   式にほゞ等しいｚ変換伝達関数を有し、 Ｈ（ｚ）＝Ｈ｛［（ｚ＾２＋１）（ｚ＾２−１）（ｚ＾
   ２＋√３ｚ＋１）］／［Ｚ＾６＋（１−２＾２＾−＾Ｎ
   ）］｝こゝで、Ｎは２より大きい実数であり、Ｈは換算
   係数であり、更に２２８ｋＨｚにほゞ等しいサンプリン
   グ速度に対応する周期Ｔを有するサンプリング速度で動
   作するディジタル・フィルタ回路。