JPH061919B2 - デイジタル化された復調ｆｍステレオ信号を復号するデイジタル回路 - Google Patents
デイジタル化された復調ｆｍステレオ信号を復号するデイジタル回路Info
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- JPH061919B2 JPH061919B2 JP61035426A JP3542686A JPH061919B2 JP H061919 B2 JPH061919 B2 JP H061919B2 JP 61035426 A JP61035426 A JP 61035426A JP 3542686 A JP3542686 A JP 3542686A JP H061919 B2 JPH061919 B2 JP H061919B2
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- H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS
- H04S5/00—Pseudo-stereo systems, e.g. in which additional channel signals are derived from monophonic signals by means of phase shifting, time delay or reverberation
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H20/00—Arrangements for broadcast or for distribution combined with broadcast
- H04H20/44—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast
- H04H20/46—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95
- H04H20/47—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems
- H04H20/48—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for broadcast specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53-H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast systems for FM stereophonic broadcast systems
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
- H03H17/04—Recursive filters
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
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Description
【発明の詳細な説明】 発明の背景 本発明は、ディジタル回路、特に復調したＦＭステレオ
信号を左右のチャンネル成分に復号するディジタル・フ
ィルタに関する。更に本発明のディジタル回路は、特
に、単独に集積回路チツプ上に形成するか又は他のＦＭ
および／またはＡＭ信号処理回路と共に同じチツプ上に
形成することのできる、ステレオ・チャンネル復号用の
簡単化された回路を対象とする。
信号を左右のチャンネル成分に復号するディジタル・フ
ィルタに関する。更に本発明のディジタル回路は、特
に、単独に集積回路チツプ上に形成するか又は他のＦＭ
および／またはＡＭ信号処理回路と共に同じチツプ上に
形成することのできる、ステレオ・チャンネル復号用の
簡単化された回路を対象とする。
ＦＭステレオ放送においては、３つの基本信号が送信さ
れている。信号スペクトルの一部は左右のチャンネルの
成分の和（Ｌ＋Ｒ）を表わす信号の送信に割当られてい
る。スペクトルの他の一部は左右のチャンネル成分間の
差（Ｌ−Ｒ）を表わす信号を送信するのに割当られてい
る。標準ＦＭステレオ放送信号の第３の部分は１９kHz
のパイロット・トーンを含んでいる。このトーンは信号
を左右のチャンネル成分に復調するのに使用される。
れている。信号スペクトルの一部は左右のチャンネルの
成分の和（Ｌ＋Ｒ）を表わす信号の送信に割当られてい
る。スペクトルの他の一部は左右のチャンネル成分間の
差（Ｌ−Ｒ）を表わす信号を送信するのに割当られてい
る。標準ＦＭステレオ放送信号の第３の部分は１９kHz
のパイロット・トーンを含んでいる。このトーンは信号
を左右のチャンネル成分に復調するのに使用される。
本発明は特に既にディジタル化されている復調信号を受
信する回路部分を対象とする。本明細書で使用されてい
る「ディジタル化（digitize）」という用語は周期的に
サンプリングしたアナログ信号を等価な二進数の表現に
変換することを意味する。典型的には、各アナログ・サ
ンプル値は一連の二進ディジット（ビット）による表現
に変換される。しかしながら、アナログ・サンプル値は
典型的には各位置（桁）が２のベキ数である特定の重み
付き係数に相当する二進表現に変換されるが、本発明で
は他の数表現システムを用いてもよいことに注意された
い。
信する回路部分を対象とする。本明細書で使用されてい
る「ディジタル化（digitize）」という用語は周期的に
サンプリングしたアナログ信号を等価な二進数の表現に
変換することを意味する。典型的には、各アナログ・サ
ンプル値は一連の二進ディジット（ビット）による表現
に変換される。しかしながら、アナログ・サンプル値は
典型的には各位置（桁）が２のベキ数である特定の重み
付き係数に相当する二進表現に変換されるが、本発明で
は他の数表現システムを用いてもよいことに注意された
い。
こゝで本発明は、左右両チャンネルの情報を含む、既に
復調されディジタル化された信号を受信する回路に関す
るものであることに注意されたい。従って、本発明の回
路の機能は抽出された左チャンネルおよび右チャンネル
の情報を表わすディジタル化された出力信号を発生する
ことである。
復調されディジタル化された信号を受信する回路に関す
るものであることに注意されたい。従って、本発明の回
路の機能は抽出された左チャンネルおよび右チャンネル
の情報を表わすディジタル化された出力信号を発生する
ことである。
従来、ＦＭ受信器における１９kHzのパイロット・トー
ンの再生は全てアナログ回路による設計原理を使用して
達成されている。この原理では、典型的には周波数を２
分の１にする分周器に出力を供給する３８kHzの発振器
を１９kHzのトーンにロックする位相ロックループ（Ｐ
ＬＬ）を使用している。パイロット・トーンの再生は左
右のチャンネル情報信号を分離するために不可欠であ
る。
ンの再生は全てアナログ回路による設計原理を使用して
達成されている。この原理では、典型的には周波数を２
分の１にする分周器に出力を供給する３８kHzの発振器
を１９kHzのトーンにロックする位相ロックループ（Ｐ
ＬＬ）を使用している。パイロット・トーンの再生は左
右のチャンネル情報信号を分離するために不可欠であ
る。
しかしながら、実質的に他の全ての周波数を阻止しなが
ら、１９kHzのトーンを減衰させることなく通過させる
ような周波数応答特性を有するディジタル・フィルタを
設けるだけでは十分でない。最終的なチャンネル分離用
の所望の３８kHzのトーンを発生するためには、信号出
力に適当な位相関係が存在することが必要である。更
に、加算および減算のような演算を行うディジタル回路
を構成することは比較的簡単であることが知られている
が、掛算のような演算を行うディジタル回路を設けるこ
とは比較的により困難であることもまた知られている。
従って、適当なディジタル・フィルタの望ましい特徴の
１つは、実行される掛算動作の数が最小になるように実
施することである。ディジタル回路を集積回路チップ上
に作ることが好ましい場合には、チップの大きさおよび
価格の点でスペースおよび電力の両方を節約するように
できる限りディジタル掛算回路を少なくすることが望ま
しい。
ら、１９kHzのトーンを減衰させることなく通過させる
ような周波数応答特性を有するディジタル・フィルタを
設けるだけでは十分でない。最終的なチャンネル分離用
の所望の３８kHzのトーンを発生するためには、信号出
力に適当な位相関係が存在することが必要である。更
に、加算および減算のような演算を行うディジタル回路
を構成することは比較的簡単であることが知られている
が、掛算のような演算を行うディジタル回路を設けるこ
とは比較的により困難であることもまた知られている。
従って、適当なディジタル・フィルタの望ましい特徴の
１つは、実行される掛算動作の数が最小になるように実
施することである。ディジタル回路を集積回路チップ上
に作ることが好ましい場合には、チップの大きさおよび
価格の点でスペースおよび電力の両方を節約するように
できる限りディジタル掛算回路を少なくすることが望ま
しい。
発明の概要 本発明によれば、必要とする掛算の数を減らした独特の
構成を有するディジタル・フィルタが提供され、このフ
ィルタは例えばディジタル化された１９kHzのパイロッ
ト・トーンの出力と９０°移相した１９kHzのトーンを
表わす別のサンプル出力を発生するため用いられる。こ
れにより、到来信号を左右チャンネル成分に分離するた
めに使用される所望の３８kHzのステレオ搬送波信号を
発生することができる。本発明の好適実施例において
は、ディジタル・フィルタはパイロット・トーンの１９
kHzの周波数の１２倍である２２８kHzのサンプリング速
度で動作する。このサンプリング速度における動作は、
特に回路の簡単化という点では、必要な掛算回路の数を
最小にできるので非常に有益である。第１のディジタル
掛算回路が或る時刻におけるディジタル・フィルタの出
力とそれより早い時刻におけるフィルタの出力との積を
形成して、ディジタル化された３８kHzのステレオ搬送
波信号を発生る。この信号は次いで第２のディジタル掛
算回路で使用され、この第２のディジタル掛算回路は出
力にディジタル化された「Ｌ−Ｒ」信号を発生する。そ
の後、簡単な加算回路および減算回路を使用して左右の
チャンネル成分が別々の信号路に取り出される。
構成を有するディジタル・フィルタが提供され、このフ
ィルタは例えばディジタル化された１９kHzのパイロッ
ト・トーンの出力と９０°移相した１９kHzのトーンを
表わす別のサンプル出力を発生するため用いられる。こ
れにより、到来信号を左右チャンネル成分に分離するた
めに使用される所望の３８kHzのステレオ搬送波信号を
発生することができる。本発明の好適実施例において
は、ディジタル・フィルタはパイロット・トーンの１９
kHzの周波数の１２倍である２２８kHzのサンプリング速
度で動作する。このサンプリング速度における動作は、
特に回路の簡単化という点では、必要な掛算回路の数を
最小にできるので非常に有益である。第１のディジタル
掛算回路が或る時刻におけるディジタル・フィルタの出
力とそれより早い時刻におけるフィルタの出力との積を
形成して、ディジタル化された３８kHzのステレオ搬送
波信号を発生る。この信号は次いで第２のディジタル掛
算回路で使用され、この第２のディジタル掛算回路は出
力にディジタル化された「Ｌ−Ｒ」信号を発生する。そ
の後、簡単な加算回路および減算回路を使用して左右の
チャンネル成分が別々の信号路に取り出される。
従って、本発明の目的は、復調されたディジタル化され
たＦＭステレオ信号を左右のチャンネル成分に復号する
ディジタル回路を提供することにある。
たＦＭステレオ信号を左右のチャンネル成分に復号する
ディジタル回路を提供することにある。
また、本発明の目的は最小の数の掛算回路を使用したＦ
Ｍステレオ信号復号用のディジタル回路を提供すること
にある。
Ｍステレオ信号復号用のディジタル回路を提供すること
にある。
本発明の更に他の目的は、単独でまたは他の復号および
復調回路の一部として集積回路チップ上に容易に形成で
きるディジタル・チャンネル分離回路を提供することに
ある。
復調回路の一部として集積回路チップ上に容易に形成で
きるディジタル・チャンネル分離回路を提供することに
ある。
本発明の更に他の目的はＦＭ信号のディジタル処理を行
うことである。
うことである。
本発明の目的は、必要なスペースおよび電力を小さく、
かつ単一の集積回路チップ上に容易に形成できるような
ＦＭステレオ信号復号用のディジタル回路を提供するこ
とにある。
かつ単一の集積回路チップ上に容易に形成できるような
ＦＭステレオ信号復号用のディジタル回路を提供するこ
とにある。
本発明の主題は特許請求の範囲に記載したが、本発明の
構成および実施方法、ならびに他の目的および利点につ
いては添付の図面を参照した以下の説明からよりよく理
解されよう。
構成および実施方法、ならびに他の目的および利点につ
いては添付の図面を参照した以下の説明からよりよく理
解されよう。
発明の詳しい記載 本発明の動作を理解するには、本発明の回路に印加され
る信号のスペクトル分布を知るのが便利である。復調さ
れたＦＭ信号は本本質的に前述した３つの異なる成分を
有する。具体的に云うと復調されたＦＭ信号は０乃至１
５kHzの周波数範囲に左右のステレオ・チャンネル成分
の和（Ｌ＋Ｒ）を表わす信号を含んでいる。また、現在
のＦＣＣ規格によって要求されているように１９kHz±
２Hzの周波数内にある１９kHzのパイロット・トーンが
設けられている。パイロット・トーンの周波数の２倍の
３８kHzの周波数を中心として、左右のチャンネルの成
分の差（Ｌ−Ｒ）の情報が両側波帯抑圧搬送波（ＤＳＳ
Ｃ）信号中に符号化されている。差Ｌ−Ｒの情報は典型
的には図示のように２３kHz乃至５３kHzの周波数帯域内
にある。第１図に示す信号のスペクトルは、本質的に本
発明の回路に入力としてデジタル形式で供給される信号
のスペクトルである。
る信号のスペクトル分布を知るのが便利である。復調さ
れたＦＭ信号は本本質的に前述した３つの異なる成分を
有する。具体的に云うと復調されたＦＭ信号は０乃至１
５kHzの周波数範囲に左右のステレオ・チャンネル成分
の和（Ｌ＋Ｒ）を表わす信号を含んでいる。また、現在
のＦＣＣ規格によって要求されているように１９kHz±
２Hzの周波数内にある１９kHzのパイロット・トーンが
設けられている。パイロット・トーンの周波数の２倍の
３８kHzの周波数を中心として、左右のチャンネルの成
分の差（Ｌ−Ｒ）の情報が両側波帯抑圧搬送波（ＤＳＳ
Ｃ）信号中に符号化されている。差Ｌ−Ｒの情報は典型
的には図示のように２３kHz乃至５３kHzの周波数帯域内
にある。第１図に示す信号のスペクトルは、本質的に本
発明の回路に入力としてデジタル形式で供給される信号
のスペクトルである。
本発明のディジタル・フィルタ回路は基本的にはディジ
タル化された１９kHzのパイロット・トーンを取り出す
ためのディジタルフィルタとして設計される。しかしな
がら、本発明の目的を達成するために、１９kHzの周波
数を中心とした極端に狭い帯域を有するディジタル・フ
ィルタを形成するために従来の設計手順を適用するだけ
では十分でない。特に、本発明では非常に簡単に実施例
することができるようにディジタル・フィルタ用のサン
プリング速度を選択した。更に、本発明のフィルタはデ
ィジタル化された１９kHz正弦波信号を発生しなければ
ならないだけでなく、同じ信号の余弦波信号を容易に発
生できるように動作しなければならない。回路を簡単に
するために、特殊な形式のディジタル・フィルタを記述
するｚ変換伝達関数で追加の極位置を選択することも必
要である。更に、回路の簡単化のために追加の変換極を
選択すると、実効的に１９kHzの周波数を中心とする単
一の狭帯域のみを有する伝達関数を発生するように隣接
の伝達関数の零点を選択することも必要になる。
タル化された１９kHzのパイロット・トーンを取り出す
ためのディジタルフィルタとして設計される。しかしな
がら、本発明の目的を達成するために、１９kHzの周波
数を中心とした極端に狭い帯域を有するディジタル・フ
ィルタを形成するために従来の設計手順を適用するだけ
では十分でない。特に、本発明では非常に簡単に実施例
することができるようにディジタル・フィルタ用のサン
プリング速度を選択した。更に、本発明のフィルタはデ
ィジタル化された１９kHz正弦波信号を発生しなければ
ならないだけでなく、同じ信号の余弦波信号を容易に発
生できるように動作しなければならない。回路を簡単に
するために、特殊な形式のディジタル・フィルタを記述
するｚ変換伝達関数で追加の極位置を選択することも必
要である。更に、回路の簡単化のために追加の変換極を
選択すると、実効的に１９kHzの周波数を中心とする単
一の狭帯域のみを有する伝達関数を発生するように隣接
の伝達関数の零点を選択することも必要になる。
第２図は選択された極の数Ｍが６である場合の本発明の
ディジタル・フィルタの好適実施例を示すものである。
特に、第２図に示す線図は本発明のディジタル・フィル
タの好適実施例のｚ変換Ｈ（ｚ）の極および零点をプロ
ットしたものである。この特定の場合において、Ｈ
（ｚ）の極の数Ｍは６であり、サンプリング速度は２Ｍ
ｘ１９kHzに等しい２２８kHzである。従来のように第２
図においては、伝達関数の零点は○で示されており、伝
達関数の極は×で指定されている。ディジタル信号処理
の分野で知られているように、図示の単位円に沿った種
々の点は角周波数ωの異なる値に対応している。特に、
０°の角度は０Hzの周波数に対応している。単位円に沿
って正の実軸から測定して反時計方向に移動するに連れ
て、ωの値は単調に増大し、本設計においては１８０°
の角度が１１４kHzの周波数に相当し、３６０°の角度
は２２８kHzの周波数に相当している。本発明の目的は
１９kHzの周波数において大きな応答特性を有するよう
にすることであるので、１９kHzと２２８kHzの比が３０
°と３６０°の比に対応することから正の実軸に対して
３０°の角度の所に極を有することが必要であることが
理解されよう。しかしながら、またディジタル信号処理
の分野で知られているように、単位円上に直接置かれた
極を有することはこのような極の位置においては不安定
になりやすいので好ましくない。従って、３０°の角度
の所に示されている極は単位円の中に若干入った所に設
けられる。後で詳しく説明するが、３０°の角度に示さ
れている極は（またその他の極も）原点から１−２2-n
の距離の所に設けることが好ましい。Ｎは２より大きい
実数であるが、８のような整数が好ましい。極または零
点は実現可能な回路を形成するために複素共役対で生じ
ることが必要であるので、第２の整合用の極は３３０°
の角度の所にあることが必要とされる。
ディジタル・フィルタの好適実施例を示すものである。
特に、第２図に示す線図は本発明のディジタル・フィル
タの好適実施例のｚ変換Ｈ（ｚ）の極および零点をプロ
ットしたものである。この特定の場合において、Ｈ
（ｚ）の極の数Ｍは６であり、サンプリング速度は２Ｍ
ｘ１９kHzに等しい２２８kHzである。従来のように第２
図においては、伝達関数の零点は○で示されており、伝
達関数の極は×で指定されている。ディジタル信号処理
の分野で知られているように、図示の単位円に沿った種
々の点は角周波数ωの異なる値に対応している。特に、
０°の角度は０Hzの周波数に対応している。単位円に沿
って正の実軸から測定して反時計方向に移動するに連れ
て、ωの値は単調に増大し、本設計においては１８０°
の角度が１１４kHzの周波数に相当し、３６０°の角度
は２２８kHzの周波数に相当している。本発明の目的は
１９kHzの周波数において大きな応答特性を有するよう
にすることであるので、１９kHzと２２８kHzの比が３０
°と３６０°の比に対応することから正の実軸に対して
３０°の角度の所に極を有することが必要であることが
理解されよう。しかしながら、またディジタル信号処理
の分野で知られているように、単位円上に直接置かれた
極を有することはこのような極の位置においては不安定
になりやすいので好ましくない。従って、３０°の角度
の所に示されている極は単位円の中に若干入った所に設
けられる。後で詳しく説明するが、３０°の角度に示さ
れている極は（またその他の極も）原点から１−２2-n
の距離の所に設けることが好ましい。Ｎは２より大きい
実数であるが、８のような整数が好ましい。極または零
点は実現可能な回路を形成するために複素共役対で生じ
ることが必要であるので、第２の整合用の極は３３０°
の角度の所にあることが必要とされる。
１９kHzの周波数の所で急峻な応答ピークを作ることが
本発明の設計目的である場合には、単にこれらの２つの
位置、すなわち３０°および３３０°の所における極で
十分であろう。しかしながら、回路の簡単化のために本
発明のフィルタは単位円の中に僅に入った所で、円の周
囲に均等に分配されている多くの極を用いる。この場合
において、サンプリング速度は２２８kHzであるので、
全体でＭ＝６の極が選択され、この各極は３６０°／Ｍ
の角度だけ内側の円周上で隣りの極から分離されてい
る。この極の分布は分母がｚM＋βの形である伝達関数
を形成する。上述したように、βは典型的には１−２
2-Nとなるように選択される。しかしながら、９０°、
１５０°、２１０°および２７０°の角度の所に余分な
極があることによりフィルタの出力に好ましくない成分
が通常発生する。すなわち、これらの極が単独で存在す
る場合には、フィルタは所望の周波数以外の周波数を通
過するように作用する。従って、本発明の設計において
はこれらの極の影響を軽減するために、これらの極に隣
接してそれぞれの角度の所に零点を設ける。従って、伝
達関数の零点は第２図に示すように９０°、１５０°、
２１０°および２７０°の角度の所に設けられている。
しかしながら、これらの零点は単位円それ自身の上に位
置している。また、このような位置は、これらの零点を
含む因子の代数的展開を行ったときディジタル掛算回路
を必要とするような係数が生じないという理由で回路の
簡単化を促進るのに役立っている。
本発明の設計目的である場合には、単にこれらの２つの
位置、すなわち３０°および３３０°の所における極で
十分であろう。しかしながら、回路の簡単化のために本
発明のフィルタは単位円の中に僅に入った所で、円の周
囲に均等に分配されている多くの極を用いる。この場合
において、サンプリング速度は２２８kHzであるので、
全体でＭ＝６の極が選択され、この各極は３６０°／Ｍ
の角度だけ内側の円周上で隣りの極から分離されてい
る。この極の分布は分母がｚM＋βの形である伝達関数
を形成する。上述したように、βは典型的には１−２
2-Nとなるように選択される。しかしながら、９０°、
１５０°、２１０°および２７０°の角度の所に余分な
極があることによりフィルタの出力に好ましくない成分
が通常発生する。すなわち、これらの極が単独で存在す
る場合には、フィルタは所望の周波数以外の周波数を通
過するように作用する。従って、本発明の設計において
はこれらの極の影響を軽減するために、これらの極に隣
接してそれぞれの角度の所に零点を設ける。従って、伝
達関数の零点は第２図に示すように９０°、１５０°、
２１０°および２７０°の角度の所に設けられている。
しかしながら、これらの零点は単位円それ自身の上に位
置している。また、このような位置は、これらの零点を
含む因子の代数的展開を行ったときディジタル掛算回路
を必要とするような係数が生じないという理由で回路の
簡単化を促進るのに役立っている。
一般に、零点はまた複素共役対で生じ、十分な対称性を
有するので、余分な掛算を行うことなく実施可能であ
る。しかしながら、１５０°および２１０°の角度の所
に設けられている零点に対応して、右半分の面内の対称
的な位置に零点が設けられていない。このような零点を
設けることは当然フィルタの１９kHzの選択性を損うも
のである。更に、零点は、直流成分を除去し、更に回路
の簡単化を促進するために、ｚ＝＋１およびｚ＝−１の
所に設けられている。
有するので、余分な掛算を行うことなく実施可能であ
る。しかしながら、１５０°および２１０°の角度の所
に設けられている零点に対応して、右半分の面内の対称
的な位置に零点が設けられていない。このような零点を
設けることは当然フィルタの１９kHzの選択性を損うも
のである。更に、零点は、直流成分を除去し、更に回路
の簡単化を促進するために、ｚ＝＋１およびｚ＝−１の
所に設けられている。
従って、本発明の好適なディジタル・フィルタの実施例
は次式にほゞ等しいｚ変換伝達関数を有している。
は次式にほゞ等しいｚ変換伝達関数を有している。
こゝにおいて、Ｎは２より大きい実数であり、Ｈは換算
係数である。上式は展開することができ、分子および分
母を共にｚ６の因数で割ると、その結果次のようにな
る。
係数である。上式は展開することができ、分子および分
母を共にｚ６の因数で割ると、その結果次のようにな
る。
Ｈ（ｚ）の上記の第２の式はディジタル・フィルタに対
する入出力関係を表わす一層直接的な形式を与える。具
体的に示すと、次式が得られる。
する入出力関係を表わす一層直接的な形式を与える。具
体的に示すと、次式が得られる。
ｙ（ｎ）＝Ｈ［ｘ（ｎ）＋ｘ（ｎ−２）−ｘ（ｎ−４）−ｘ（ｎ−６）＋１．７
３２０５０８（ｘ（ｎ−１）−ｘ（ｎ−５））］−０．９８４３７５ｙ（ｎ−
６） 上式においてはＮ＝８とし、換算係数Ｈは０．００２８
２とした。上式においては、サンプリング周期Ｔは、し
ばしば使用される本発明に従って簡単化のために抑圧さ
れている。（ｎ）に関する上式はディジタル回路におい
て容易に実施し得る形式に書かれている。
３２０５０８（ｘ（ｎ−１）−ｘ（ｎ−５））］−０．９８４３７５ｙ（ｎ−
６） 上式においてはＮ＝８とし、換算係数Ｈは０．００２８
２とした。上式においては、サンプリング周期Ｔは、し
ばしば使用される本発明に従って簡単化のために抑圧さ
れている。（ｎ）に関する上式はディジタル回路におい
て容易に実施し得る形式に書かれている。
上記のディジタル・フィルタを実施する特定の回路が第
３図に示されている。例えば、第３図の回路はディジタ
ル式に表わされている値ｘ（ｎ）乃至ｘ（ｎ−６）を記
憶するクロック作動式のシフトレジスタを有している。
更に、出力ｙ（ｎ）はまた一組のクロック作動式シフト
レジスタに供給され、同様な符号が付されている。第３
図のディジタル回路はまた図示のように加算器、減算器
および掛算器を有している。また、掛算器の代りにシフ
ト回路装置（shifter）が示されている。第３図に示す
回路の内、ディジタル・フィルタ部分は本質的にｘ値に
対するシフトレジスタとｙ値に対するシフトレジスタと
の間の回路部分である。出力ｙ（ｎ）は図示の回路によ
って発生されることが容易にわかる。特にｘ（ｎ−１）
およびｘ（ｎ−５）に関連する項は４桁で▲√▼の１
０進数を表わす1.732の掛算の前に差の演算において一
緒にグループ化されている。従って、このグループ化は
必要とするディジタル掛算器の数を減らしていることが
わかる。また、第３図に実施例が示されている本発明の
ディジタル・フィルタ部分はこの単一の掛算器のみを含
んでいることがわかる。これは本発明の重要な利点であ
る。更に、Ｈ（ｚ）に関する上式においてＮとして２よ
り大きい整数を選択することによって、掛算器の代わり
にシフト装置を使用することが可能である。また、周知
のように、２のベキ数の掛算は二進数の位置を単にシフ
トさせることによって容易に達成される。値Ｎは第２図
において互いに隣接している極および零点間の距離を制
御する。Ｎの値が大きくなればなるほど、極および零点
は一層近接する。しかしながら、実用的な実施のため及
び安定性の問題を避けるために、Ｎは本発明においては
８の近くに整数に選択することが好ましい。
３図に示されている。例えば、第３図の回路はディジタ
ル式に表わされている値ｘ（ｎ）乃至ｘ（ｎ−６）を記
憶するクロック作動式のシフトレジスタを有している。
更に、出力ｙ（ｎ）はまた一組のクロック作動式シフト
レジスタに供給され、同様な符号が付されている。第３
図のディジタル回路はまた図示のように加算器、減算器
および掛算器を有している。また、掛算器の代りにシフ
ト回路装置（shifter）が示されている。第３図に示す
回路の内、ディジタル・フィルタ部分は本質的にｘ値に
対するシフトレジスタとｙ値に対するシフトレジスタと
の間の回路部分である。出力ｙ（ｎ）は図示の回路によ
って発生されることが容易にわかる。特にｘ（ｎ−１）
およびｘ（ｎ−５）に関連する項は４桁で▲√▼の１
０進数を表わす1.732の掛算の前に差の演算において一
緒にグループ化されている。従って、このグループ化は
必要とするディジタル掛算器の数を減らしていることが
わかる。また、第３図に実施例が示されている本発明の
ディジタル・フィルタ部分はこの単一の掛算器のみを含
んでいることがわかる。これは本発明の重要な利点であ
る。更に、Ｈ（ｚ）に関する上式においてＮとして２よ
り大きい整数を選択することによって、掛算器の代わり
にシフト装置を使用することが可能である。また、周知
のように、２のベキ数の掛算は二進数の位置を単にシフ
トさせることによって容易に達成される。値Ｎは第２図
において互いに隣接している極および零点間の距離を制
御する。Ｎの値が大きくなればなるほど、極および零点
は一層近接する。しかしながら、実用的な実施のため及
び安定性の問題を避けるために、Ｎは本発明においては
８の近くに整数に選択することが好ましい。
従って、上述したディジタル・フィルタ回路は出力ｙ
（ｎ）としてディジタル化表現の１９kHzパイロット・
トーンを発生することがわかる。フィルタは２２８kHz
のサンプリング速度で動作するので、ｙ（ｎ）乃至ｙ
（ｎ−６）の各サンプルは３０°の位相角度で分離され
ている。これは１２に等しい２Ｍによって３６０°が３
０°ずつの区分に分割されるためである。従って、ｙ
（ｎ−３）におけるサンプルはｙ（ｎ）に対して９０°
位相した関係にあるので、余弦波信号を表わしている。
次の三角恒等式を次に使用する。
（ｎ）としてディジタル化表現の１９kHzパイロット・
トーンを発生することがわかる。フィルタは２２８kHz
のサンプリング速度で動作するので、ｙ（ｎ）乃至ｙ
（ｎ−６）の各サンプルは３０°の位相角度で分離され
ている。これは１２に等しい２Ｍによって３６０°が３
０°ずつの区分に分割されるためである。従って、ｙ
（ｎ−３）におけるサンプルはｙ（ｎ）に対して９０°
位相した関係にあるので、余弦波信号を表わしている。
次の三角恒等式を次に使用する。
ＳｉｎＸＣｏｓＹ＝1/2［Ｓｉｎ（Ｘ＋Ｙ） ＋Ｓｉｎ（Ｘ−Ｙ）］ 上記の特定の例では、Ｘ＝Ｙであり、ＳｉｎＸＣｏｓＹ
＝1/2Ｓｉｎ２Ｘになることがわかる。従って、本発明
は掛算器を使用してｙ（ｎ）およびｙ（ｎ−３）の積を
形成して、その結果信号ｃ（ｎ）を発生する。この信号
は３８kHzのステレオ搬送波信号を表わしている。一般
に、上記三角恒等式から、掛算は２つの信号の和、すな
わち２つの周波数の和に基づいた信号と、２つの周波数
の差に基づいた信号との和を発生するように動作する。
上述したフィルタにおいては、ディジタル・フィルタに
対して極の数Ｍ＝６を選択して出力信号ｙ（ｎ−３）を
形成する。この出力信号はｙ（ｎ）に対して適当な位相
を有していて、ディジタル掛算器の出力として３８kHz
のステレオ搬送波信号ｃ（ｎ）を発生させることができ
る。
＝1/2Ｓｉｎ２Ｘになることがわかる。従って、本発明
は掛算器を使用してｙ（ｎ）およびｙ（ｎ−３）の積を
形成して、その結果信号ｃ（ｎ）を発生する。この信号
は３８kHzのステレオ搬送波信号を表わしている。一般
に、上記三角恒等式から、掛算は２つの信号の和、すな
わち２つの周波数の和に基づいた信号と、２つの周波数
の差に基づいた信号との和を発生するように動作する。
上述したフィルタにおいては、ディジタル・フィルタに
対して極の数Ｍ＝６を選択して出力信号ｙ（ｎ−３）を
形成する。この出力信号はｙ（ｎ）に対して適当な位相
を有していて、ディジタル掛算器の出力として３８kHz
のステレオ搬送波信号ｃ（ｎ）を発生させることができ
る。
信号ｃ（ｎ）を発生することにより、第３図においてＬ
−Ｒで示した、左右のステレオ・チャンネル間の代数差
を表わす信号を発生することができる。上述した三角恒
等式に示されている原理に基づいて、３８kHzのステレ
オ搬送波信号の掛算により到来信号のＬ−Ｒ部分が０お
よび１５kHz間の周波数範囲にシフトし、またこの部分
の信号は７６kHzを中心とする周波数帯域にシフトす
る。この７６kHzを中心とする周波数範囲は可聴範囲外
であるので、この帯域の信号部分は無視することができ
る。同様に、ディジタル化され復調された入力ＦＭ信号
中の３８kHzを中心とするスペクトル情報はまた同様に
人間の耳に聞くことができないので無視することができ
るし、または後でろ波して除去することができる。この
ため、入力信号の関連する部分はそのＬ＋Ｒ部分のみで
ある。従って、簡単なディジタル加算器を設けて、この
加算器により上述したように発生したＬ−Ｒ信号をＬ＋
Ｒ部分を含む入力信号と加算して、左チャンネルのディ
ジタル化された部分を実質的に表わす信号を発生する。
同様に、また減算器を第３図に示すように使用して、右
チャンネル成分を表わす信号を発生する。記号的には、
これは（Ｌ＋Ｒ）−（Ｌ−Ｒ）＝２Ｒとして記載され
る。このように、本発明のディジタル回路はディジタル
化され復調されたＦＭ信号を左右のステレオ・チャンネ
ル成分にそれぞれ復号するように動作する。
−Ｒで示した、左右のステレオ・チャンネル間の代数差
を表わす信号を発生することができる。上述した三角恒
等式に示されている原理に基づいて、３８kHzのステレ
オ搬送波信号の掛算により到来信号のＬ−Ｒ部分が０お
よび１５kHz間の周波数範囲にシフトし、またこの部分
の信号は７６kHzを中心とする周波数帯域にシフトす
る。この７６kHzを中心とする周波数範囲は可聴範囲外
であるので、この帯域の信号部分は無視することができ
る。同様に、ディジタル化され復調された入力ＦＭ信号
中の３８kHzを中心とするスペクトル情報はまた同様に
人間の耳に聞くことができないので無視することができ
るし、または後でろ波して除去することができる。この
ため、入力信号の関連する部分はそのＬ＋Ｒ部分のみで
ある。従って、簡単なディジタル加算器を設けて、この
加算器により上述したように発生したＬ−Ｒ信号をＬ＋
Ｒ部分を含む入力信号と加算して、左チャンネルのディ
ジタル化された部分を実質的に表わす信号を発生する。
同様に、また減算器を第３図に示すように使用して、右
チャンネル成分を表わす信号を発生する。記号的には、
これは（Ｌ＋Ｒ）−（Ｌ−Ｒ）＝２Ｒとして記載され
る。このように、本発明のディジタル回路はディジタル
化され復調されたＦＭ信号を左右のステレオ・チャンネ
ル成分にそれぞれ復号するように動作する。
従って、本発明のディジタル回路は、３つのディジタル
掛算器のみを有するディジタル回路を使用してＦＭステ
レオ放送信号をディジタル的にかつ適確に復号する手段
を提供することが理解されよう。実際、本発明の回路の
ディジタル・フィルタ部分は単一のディジタル掛算器の
みを有している。従って、このような簡単に実施できる
フィルタはＦＭステレオ信号の復号のために集積回路に
容易に取り入れられることが理解されよう。また、この
ような回路はチップ面積が小さく、かつ電力が少ないこ
とがわかる。第３図に示す回路は本発明の好ましい実施
例であるが、ｙ（ｎ−６）を含むレジスタから入力を受
信するシフト装置および減算器はＮが整数値でない場合
には別の掛算回路と置き換えることができることも注意
されたい。更に、上述した説明においては第３図に示す
種々のレジスタ、シフト装置、加算器、減算器および掛
算器に使用されるビット数については全く言及していな
いが、本発明の範囲または精神から逸脱することなく種
々の値を使用することができる。しかしながら、ＦＭス
テレオ信号を分離するためには、８乃至１５ビットを使
用することができ、上述の特定の用途に対しては１０ま
たは１２ビットが好ましい。また、こゝで用いる好まし
いサンプリング速度は正確な信号再生のために必要とさ
れるナイキスト速度（Nyquist rate）よりも十分大きく
することに注意されたい。本発明における左右のチャン
ネルからの出力信号は典型的には、量子化および変換処
理により生じることのある望ましくない高周波成分を取
り除くために、ディジタル−アナログ変換装置およびロ
ーパスフィルタに供給されることも注意されたい。
掛算器のみを有するディジタル回路を使用してＦＭステ
レオ放送信号をディジタル的にかつ適確に復号する手段
を提供することが理解されよう。実際、本発明の回路の
ディジタル・フィルタ部分は単一のディジタル掛算器の
みを有している。従って、このような簡単に実施できる
フィルタはＦＭステレオ信号の復号のために集積回路に
容易に取り入れられることが理解されよう。また、この
ような回路はチップ面積が小さく、かつ電力が少ないこ
とがわかる。第３図に示す回路は本発明の好ましい実施
例であるが、ｙ（ｎ−６）を含むレジスタから入力を受
信するシフト装置および減算器はＮが整数値でない場合
には別の掛算回路と置き換えることができることも注意
されたい。更に、上述した説明においては第３図に示す
種々のレジスタ、シフト装置、加算器、減算器および掛
算器に使用されるビット数については全く言及していな
いが、本発明の範囲または精神から逸脱することなく種
々の値を使用することができる。しかしながら、ＦＭス
テレオ信号を分離するためには、８乃至１５ビットを使
用することができ、上述の特定の用途に対しては１０ま
たは１２ビットが好ましい。また、こゝで用いる好まし
いサンプリング速度は正確な信号再生のために必要とさ
れるナイキスト速度（Nyquist rate）よりも十分大きく
することに注意されたい。本発明における左右のチャン
ネルからの出力信号は典型的には、量子化および変換処
理により生じることのある望ましくない高周波成分を取
り除くために、ディジタル−アナログ変換装置およびロ
ーパスフィルタに供給されることも注意されたい。
本発明を好適な実施例に従って説明したが、本技術分野
に専門知識を有する者にとっては多くの変更および変形
を行うことができよう。従って、特許請求の範囲は本発
明の真の精神および範囲内に入るこのような全ての変更
および変形を含むものである。
に専門知識を有する者にとっては多くの変更および変形
を行うことができよう。従って、特許請求の範囲は本発
明の真の精神および範囲内に入るこのような全ての変更
および変形を含むものである。
第１図は、周波数ｆの関数として表わした典型的な復調
されたＦＭステレオ信号のスペクトル図である。 第２図は本発明のフィルタの好適実施例におけるｚ変換
関数を表わす複素平面内の極及び零点を示す線図であ
る。 第３図は本発明を実施した好ましい構成図である。
されたＦＭステレオ信号のスペクトル図である。 第２図は本発明のフィルタの好適実施例におけるｚ変換
関数を表わす複素平面内の極及び零点を示す線図であ
る。 第３図は本発明を実施した好ましい構成図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 ジエローム・ジヨンソン・テイエマン アメリカ合衆国、ニユーヨーク州、スケネ クタデイ、ユニオン・ストリート、234番
Claims (1)
- 【請求項１】復調されディジタル化されたＦＭステレオ
信号をディジタル化された左右のチャンネル成分に復号
するディジタル回路であって、 一連の入力ｘ（ｎＴ）を受信して、一連の出力ｙ（ｎ
Ｔ）を発生するディジタル・フィルタであり、次式にほ
ぼ等しいｚ変換伝達関数を有し、 ここで、Ｎは２より大きい実数であり、Ｈは換算係数で
あり、更に当該フィルタは２２８kHzにほぼ等しいサン
プリング速度に対応する周期Ｔを有するサンプリング速
度で動作する当該ディジタル・フィルタと、 ディジタル化されたステレオ搬送波信号ｃ（ｎＴ）を形
成するために、時刻ｎＴにおける前記フィルタの出力ｙ
（ｎＴ）と時刻（ｎ−３）Ｔにおける前記フィルタの出
力ｙ（ｎＴ−３Ｔ）との積を形成する第１のディジタル
掛算回路と、 ディジタル化されたＬ−Ｒ信号を形成するために、時刻
ｎＴにおける前記フィルタの入力ｘ（ｎＴ）と時刻ｎＴ
における前記第１のディジタル掛算回路の出力ｃ（ｎ
Ｔ）との積を形成する第２のディジタル掛算回路と、 前記第２のディジタル掛算回路からの前記Ｌ−Ｒ信号と
前期入力信号ｘ（ｎＴ）との和を形成して、前記左チャ
ンネルのステレオ情報を表わす信号を発生するディジタ
ル加算回路と、 前記Ｌ−Ｒ信号と前記入力信号ｘ（ｎＴ）との差を形成
して、前記右チャンネルのステレオ情報を表わす信号を
発生するディジタル減算回路とを含んでいる、前記ディ
ジタル回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US704123 | 1985-02-22 | ||
| US06/704,123 US4630299A (en) | 1985-02-22 | 1985-02-22 | Digital circuit for decoding digitized, demodulated FM stereo signals |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS61210734A JPS61210734A (ja) | 1986-09-18 |
| JPH061919B2 true JPH061919B2 (ja) | 1994-01-05 |
Family
ID=24828172
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61035426A Expired - Lifetime JPH061919B2 (ja) | 1985-02-22 | 1986-02-21 | デイジタル化された復調ｆｍステレオ信号を復号するデイジタル回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4630299A (ja) |
| JP (1) | JPH061919B2 (ja) |
| KR (1) | KR940009782B1 (ja) |
| CN (1) | CN1005236B (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2564660B1 (fr) * | 1984-05-21 | 1994-06-10 | Enertec | Filtre numerique resonant |
| JPS63121331A (ja) * | 1986-11-10 | 1988-05-25 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | マルチプレツクス復調装置 |
| US4752906A (en) * | 1986-12-16 | 1988-06-21 | American Telephone & Telegraph Company, At&T Bell Laboratories | Temporal sequences with neural networks |
| US4843581A (en) * | 1987-05-11 | 1989-06-27 | American Telephone And Telegraph Company | Digital signal processor architecture |
| US5257312A (en) * | 1991-05-03 | 1993-10-26 | U.S. Philips Corporation | Time-discrete stereo decoder |
| JP2696661B2 (ja) * | 1992-08-05 | 1998-01-14 | ローム株式会社 | ステレオ信号の復調回路およびこれを用いたステレオ信号復調装置 |
| US5416843A (en) * | 1992-08-31 | 1995-05-16 | Texas Instruments Incorporated | Devices, systems and methods for composite signal decoding |
| DE4303387A1 (de) * | 1993-02-05 | 1994-08-11 | Blaupunkt Werke Gmbh | Schaltungsanordnung zur Decodierung eines Multiplexsignals in einem Stereo-Rundfunkempfänger |
| US5696830A (en) * | 1993-03-24 | 1997-12-09 | Robert Bosch Gmbh | Circuit arrangement for deriving a quality signal dependent on the quality of a received multiplex signal |
| EP0935342A3 (en) * | 1998-01-15 | 2001-05-16 | Texas Instruments Incorporated | Improvements in or relating to filters |
| US6694026B1 (en) | 1999-03-10 | 2004-02-17 | Cirrus Logic, Inc. | Digital stereo recovery circuitry and method for radio receivers |
| WO2004047488A2 (en) * | 2002-11-19 | 2004-06-03 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Receiver |
| EP1852988A1 (en) * | 2005-01-24 | 2007-11-07 | Pioneer Corporation | Subcarrier signal generator and multiplexed signal demodulator |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| NL8204687A (nl) * | 1982-12-03 | 1984-07-02 | Philips Nv | Klokgestuurde filterinrichting. |
-
1985
- 1985-02-22 US US06/704,123 patent/US4630299A/en not_active Expired - Fee Related
-
1986
- 1986-02-08 CN CN86100932.0A patent/CN1005236B/zh not_active Expired
- 1986-02-20 KR KR1019860001199A patent/KR940009782B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1986-02-21 JP JP61035426A patent/JPH061919B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN1005236B (zh) | 1989-09-20 |
| US4630299A (en) | 1986-12-16 |
| KR940009782B1 (ko) | 1994-10-17 |
| CN86100932A (zh) | 1986-08-20 |
| KR860006906A (ko) | 1986-09-15 |
| JPS61210734A (ja) | 1986-09-18 |
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