JP2628999B2 - マルチプレックス復調回路 - Google Patents
マルチプレックス復調回路Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は日本におけるFMステレオ放送、あるいは米国
におけるテレビ音声多重放送等を受信するチューナに用
いて好適なマルチプレックス復調回路に関する。
におけるテレビ音声多重放送等を受信するチューナに用
いて好適なマルチプレックス復調回路に関する。
本発明においては近似正弦波信号の高調波と略同一の
周波数成分が除去された複合信号からパイロット信号が
分離され、それをもとに副搬送波の近似正弦波信号が生
成され、近似正弦波信号と複合信号を乗算して副音声信
号が復調される。
周波数成分が除去された複合信号からパイロット信号が
分離され、それをもとに副搬送波の近似正弦波信号が生
成され、近似正弦波信号と複合信号を乗算して副音声信
号が復調される。
日本のFMステレオ放送においては、（左）Ｌ信号と右
（Ｒ）信号の差信号（Ｌ−Ｒ信号）又は例えば外国語等
の音声信号よりなる副音声信号により38KHzの副搬送波
が振副変調される。この振副変調信号は副搬送波成分が
抑圧された後、左右ステレオ信号の和信号（Ｌ＋Ｒ信
号）又は日本語の音声信号よりなる主音声信号、並びに
副搬送波の1/2の周波数のパイロット信号と複合され
る。この複合信号が所定の主搬送波を周波数変調するこ
とにより送出される。
（Ｒ）信号の差信号（Ｌ−Ｒ信号）又は例えば外国語等
の音声信号よりなる副音声信号により38KHzの副搬送波
が振副変調される。この振副変調信号は副搬送波成分が
抑圧された後、左右ステレオ信号の和信号（Ｌ＋Ｒ信
号）又は日本語の音声信号よりなる主音声信号、並びに
副搬送波の1/2の周波数のパイロット信号と複合され
る。この複合信号が所定の主搬送波を周波数変調するこ
とにより送出される。
一方米国のテレビ音声多重放送においては副搬送波の
周波数（2fH＝31.468KHz）、従ってパイロット信号の周
波数（fH＝15.734KHz）が異なるだけで、同様の方式で
ステレオ信号が送出される（尚ここにfHは水平同期周波
数）。
周波数（2fH＝31.468KHz）、従ってパイロット信号の周
波数（fH＝15.734KHz）が異なるだけで、同様の方式で
ステレオ信号が送出される（尚ここにfHは水平同期周波
数）。
従来斯るFMステレオ放送あるいはテレビ音声多重放送
等を受信するチューナにおけるマルチプレックス回路
は、複合信号をアナログ的に復調するようにしている。
従って安定性、信頼性、調整の容易性等の面において不
利であった。
等を受信するチューナにおけるマルチプレックス回路
は、複合信号をアナログ的に復調するようにしている。
従って安定性、信頼性、調整の容易性等の面において不
利であった。
斯かる欠点を改善するため複合信号をディジタル的に
復調処理する装置も提案されている。しかしながらこれ
らの装置は構成が複雑になり、高価となる欠点がある。
復調処理する装置も提案されている。しかしながらこれ
らの装置は構成が複雑になり、高価となる欠点がある。
そこで本発明は簡単な構成で複合信号をディジタル的
に復調するようにするものである。
に復調するようにするものである。
本発明はマルチプレックス復調回路において、左右ス
テレオ信号の和信号によりなる主音声信号と、左右ステ
レオ信号の差信号よりなる副音声信号により副搬送波を
振副変調した信号から副搬送波成分を除去した抑圧副搬
送波と、パイロット信号とを含むディジタル化された複
合信号を、副搬送波の近似正弦波信号の高調波と略同一
の周波数成分を除去して通過させる第１のフィルタと、
第１のフィルタの出力よりパイロット信号を分離する第
２のフィルタと、第２のフィルタが分離したパイロット
信号より近似正弦波信号を生成する生成回路と、近似正
弦波信号と第１のフィルタの出力とを乗算する乗算回路
と、乗算回路の出力と第１のフィルタの出力とを合成す
るマトリックス回路とを備えることを特徴とする。
テレオ信号の和信号によりなる主音声信号と、左右ステ
レオ信号の差信号よりなる副音声信号により副搬送波を
振副変調した信号から副搬送波成分を除去した抑圧副搬
送波と、パイロット信号とを含むディジタル化された複
合信号を、副搬送波の近似正弦波信号の高調波と略同一
の周波数成分を除去して通過させる第１のフィルタと、
第１のフィルタの出力よりパイロット信号を分離する第
２のフィルタと、第２のフィルタが分離したパイロット
信号より近似正弦波信号を生成する生成回路と、近似正
弦波信号と第１のフィルタの出力とを乗算する乗算回路
と、乗算回路の出力と第１のフィルタの出力とを合成す
るマトリックス回路とを備えることを特徴とする。
複合信号は主音声信号、抑圧副搬送波及びパイロット
信号を含んでいる。主音声信号は左右ステレオ信号の和
信号により構成されている。副搬送波は左右ステレオ信
号の差信号よりなる副音声信号により振副変調されてお
り、その副搬送波成分が抑圧されて抑圧副搬送波が構成
されている。パイロット信号は例えば副搬送波の1/2の
周波数に設定してある。これらの信号よりなる複合信号
はディジタル化されている。第１のフィルタがディジタ
ル化された複合信号から、副搬送波の近似正弦波信号の
高調波と略同一の周波数成分を除去する。第１のフィル
タより出力された複合信号から第２のフィルタがパイロ
ット信号を分離する。生成回路は第２のフィルタが分離
したパイロット信号を基準にして副搬送波の近似正弦波
信号を生成する。第１のフィルタより出力される複合信
号と近似正弦波信号とが乗算され、副音声信号が復調さ
れる。乗算回路より出力される副音声信号は第１のフィ
ルタが出力する主音声信号とマトリックス回路において
合成される。
信号を含んでいる。主音声信号は左右ステレオ信号の和
信号により構成されている。副搬送波は左右ステレオ信
号の差信号よりなる副音声信号により振副変調されてお
り、その副搬送波成分が抑圧されて抑圧副搬送波が構成
されている。パイロット信号は例えば副搬送波の1/2の
周波数に設定してある。これらの信号よりなる複合信号
はディジタル化されている。第１のフィルタがディジタ
ル化された複合信号から、副搬送波の近似正弦波信号の
高調波と略同一の周波数成分を除去する。第１のフィル
タより出力された複合信号から第２のフィルタがパイロ
ット信号を分離する。生成回路は第２のフィルタが分離
したパイロット信号を基準にして副搬送波の近似正弦波
信号を生成する。第１のフィルタより出力される複合信
号と近似正弦波信号とが乗算され、副音声信号が復調さ
れる。乗算回路より出力される副音声信号は第１のフィ
ルタが出力する主音声信号とマトリックス回路において
合成される。
第１図は本発明を日本のFMステレオチューナに応用し
た場合におけるマルチプレックス復調回路のブロック図
である。フィルタ１には複合信号が入力される。複合信
号は、左（Ｌ）信号と右（Ｒ）信号の和信号（Ｌ＋Ｒ信
号）よりなる主音声信号と、左信号と右信号の差信号
（Ｌ−Ｒ信号）よりなる副音声信号により副搬送波を振
副変調した信号から副搬送波成分を抑圧した抑圧副搬送
波と、副搬送波の1/2の周波数fpのパイロット信号とを
含んでいる。この複合信号は所定の（音声）主搬送波を
FM復調することにより得られる。複合信号は図示せぬA/
D変換回路により所定のサンプリング周波数fsでA/D変換
され、ディジタル複合信号としてフィルタ１に入力され
る。
た場合におけるマルチプレックス復調回路のブロック図
である。フィルタ１には複合信号が入力される。複合信
号は、左（Ｌ）信号と右（Ｒ）信号の和信号（Ｌ＋Ｒ信
号）よりなる主音声信号と、左信号と右信号の差信号
（Ｌ−Ｒ信号）よりなる副音声信号により副搬送波を振
副変調した信号から副搬送波成分を抑圧した抑圧副搬送
波と、副搬送波の1/2の周波数fpのパイロット信号とを
含んでいる。この複合信号は所定の（音声）主搬送波を
FM復調することにより得られる。複合信号は図示せぬA/
D変換回路により所定のサンプリング周波数fsでA/D変換
され、ディジタル複合信号としてフィルタ１に入力され
る。
フィルタ１は非巡回型フィルタ（FIR;Finite Impulse
Response）、あるいは巡回型フィルタ（IIR;Infinite
Impulse Response）のいずれとすることもできる。実施
例においては３つの加算回路11、12、13と、入力信号を
１サンプルだけ遅延する遅延回路14と、６サンプルだけ
遅延する遅延回路15、16とにより、非巡回型フィルタと
して構成されている。このフィルタ１の伝達関数H
1（ｚ）は、 H1（ｚ）＝（１＋Z-1）（１＋Z-6）（１＋Z-6） となっている。（１＋Z-1）の項により（加算回路11と
遅延回路14により）周波数fs/2の成分が除去され、（１
＋Z-6）の項により（加算回路12、13と遅延回路15、16
により）、周波数fs/12、3fs/12、5ft/12の成分が除去
される。
Response）、あるいは巡回型フィルタ（IIR;Infinite
Impulse Response）のいずれとすることもできる。実施
例においては３つの加算回路11、12、13と、入力信号を
１サンプルだけ遅延する遅延回路14と、６サンプルだけ
遅延する遅延回路15、16とにより、非巡回型フィルタと
して構成されている。このフィルタ１の伝達関数H
1（ｚ）は、 H1（ｚ）＝（１＋Z-1）（１＋Z-6）（１＋Z-6） となっている。（１＋Z-1）の項により（加算回路11と
遅延回路14により）周波数fs/2の成分が除去され、（１
＋Z-6）の項により（加算回路12、13と遅延回路15、16
により）、周波数fs/12、3fs/12、5ft/12の成分が除去
される。
いまサンプリング周波数fsを例えば3648KHzとすると
き、フィルタ１の周波数fs/2までの振幅特性は第２図に
示すようになり、その周波数100KHzまでの範囲を拡大し
て示すと第３図のようになる。
き、フィルタ１の周波数fs/2までの振幅特性は第２図に
示すようになり、その周波数100KHzまでの範囲を拡大し
て示すと第３図のようになる。
左信号を周波数1KHzの信号、右信号を周波数6.5KHzの
信号としてシミュレーションを行うと、フィルタ１へ入
力される複合信号の波形は第４図に示すようになり、そ
のスペクトラムは第５図に示すようになる。さらにその
スペクトラムの一部を拡大して示すと第６図のようにな
る。
信号としてシミュレーションを行うと、フィルタ１へ入
力される複合信号の波形は第４図に示すようになり、そ
のスペクトラムは第５図に示すようになる。さらにその
スペクトラムの一部を拡大して示すと第６図のようにな
る。
この複合信号をフィルタ１に入力すると、フィルタ１
より出力される複合信号の波形は第７図に示すようにな
り、そのスペクトラムは第８図に示すようになる。周波
数fs/12、3fs/12、5fs/12、6fs/12の各ノイズ成分が除
去されていることが判る。
より出力される複合信号の波形は第７図に示すようにな
り、そのスペクトラムは第８図に示すようになる。周波
数fs/12、3fs/12、5fs/12、6fs/12の各ノイズ成分が除
去されていることが判る。
尚FIRフィルタの伝達関数Ｈ（Ｚ）を、 Ｈ（Ｚ）＝a0＋a1z-1＋a2z-2 ＋・・・an-1x-(n-1)＋anz-n とするとき、各係数を、a0＝an、a1＝an-1、・・・のよ
うに対称に設定すると、インパルス応答が左右対称にな
り、位相特性をフラットにすることができる。従って本
実施例の場合においても複合信号の位相特性は変化しな
い。
うに対称に設定すると、インパルス応答が左右対称にな
り、位相特性をフラットにすることができる。従って本
実施例の場合においても複合信号の位相特性は変化しな
い。
フィルタ１より出力された複合信号は、必要に応じて
挿入される利得調整回路としての乗算回路２により所定
のレベルの信号に制御された後（10ビットのデータが８
ビットのデータに変換された後）、バンドパスフィルタ
３に入力される。
挿入される利得調整回路としての乗算回路２により所定
のレベルの信号に制御された後（10ビットのデータが８
ビットのデータに変換された後）、バンドパスフィルタ
３に入力される。
バンドパスフィルタ３は例えば第９図に示すように２
段のIIRフィルタにより構成される。この実施例におい
ては加算回路31乃至34と、入力データを１サンプルだけ
遅延する遅延回路35乃至38と、所定の係数A1、B1、A2、
B2、C1、C2を各々乗算する乗算回路39乃至42、44、45
と、16ビットのデータを３ビットのデータに変換するレ
ベル制御回路としての乗算回路43とによりバンドパスフ
ィルタ３が構成されている。その伝達関数H3（ｚ）は、 H3（ｚ）＝〔（１＋C1Z-2）／（１＋A1Z-1＋B1Z-2）〕 ×〔（１＋C2Z-2）／（１＋A2Z-1＋B2Z-2）〕 と設定され、また各係数は次のように設定される。
段のIIRフィルタにより構成される。この実施例におい
ては加算回路31乃至34と、入力データを１サンプルだけ
遅延する遅延回路35乃至38と、所定の係数A1、B1、A2、
B2、C1、C2を各々乗算する乗算回路39乃至42、44、45
と、16ビットのデータを３ビットのデータに変換するレ
ベル制御回路としての乗算回路43とによりバンドパスフ
ィルタ３が構成されている。その伝達関数H3（ｚ）は、 H3（ｚ）＝〔（１＋C1Z-2）／（１＋A1Z-1＋B1Z-2）〕 ×〔（１＋C2Z-2）／（１＋A2Z-1＋B2Z-2）〕 と設定され、また各係数は次のように設定される。
A1＝A2＝−１−32721/32768 B1＝B2＝8189/8192 C1＝C2＝−１ このようなバンドパスフィルタ３により周波数fpのパ
イロット信号がディジタル的に分離される。分離された
パイロット信号（15ビット）はレベル調整回路としての
乗算回路５に入力され、所定の係数（実施例の場合19/1
6384）が乗算される。これによりフィルタ１より出力さ
れ、遅延回路４を介して加算回路６に入力される複合信
号中のパイロット信号と同一のレベルにそのレベルが調
整される。所定のレベル（５ビット）に制御されたパイ
ロット信号は加算回路６に入力される。
イロット信号がディジタル的に分離される。分離された
パイロット信号（15ビット）はレベル調整回路としての
乗算回路５に入力され、所定の係数（実施例の場合19/1
6384）が乗算される。これによりフィルタ１より出力さ
れ、遅延回路４を介して加算回路６に入力される複合信
号中のパイロット信号と同一のレベルにそのレベルが調
整される。所定のレベル（５ビット）に制御されたパイ
ロット信号は加算回路６に入力される。
加算回路６にはフィルタ１より出力された複合信号が
遅延回路４を介して入力される。遅延回路４は複合信号
を所定サンプル数（14サンプル）遅延させる。この遅延
量はバンドパスフィルタ３における処理時間と群遅延特
性に対応して設定してある。すなわち乗算回路５より加
算回路６に入力されるパイロット信号の位相が、遅延回
路４より加算回路６に入力される複合信号中に含まれる
パイロット信号の位相に対して180度変化する（逆相と
なる）ように設定されている。従って加算回路６におい
て同レベルで逆相のパイロット信号が加算されるので、
加算回路６はパイロット信号を除去した複合信号を出力
する。勿論ここにおいて逆相の信号の加算は、同相の信
号の減算を含むものである。
遅延回路４を介して入力される。遅延回路４は複合信号
を所定サンプル数（14サンプル）遅延させる。この遅延
量はバンドパスフィルタ３における処理時間と群遅延特
性に対応して設定してある。すなわち乗算回路５より加
算回路６に入力されるパイロット信号の位相が、遅延回
路４より加算回路６に入力される複合信号中に含まれる
パイロット信号の位相に対して180度変化する（逆相と
なる）ように設定されている。従って加算回路６におい
て同レベルで逆相のパイロット信号が加算されるので、
加算回路６はパイロット信号を除去した複合信号を出力
する。勿論ここにおいて逆相の信号の加算は、同相の信
号の減算を含むものである。
遅延回路４はバンドパスフィルタ３（乗算回路２も含
む）の処理時間自体を補償するものではなく、上述した
ように位相回りを補償するものである。従って遅延回路
４の挿入位置は必ずしも複合信号の系である必要はな
く、パイロット信号の系とすることができる。この実施
例の場合第９図に示すバンドパスフィルタ３中の乗算回
路43と加算回路33の間に挿入するのが好ましい。何故な
らこの位置が、フィルタ１の出力から加算回路６への入
力までの系（パイロット信号及び複合信号の系）におい
て最もビット数が少ないので、遅延回路４の構成が最も
簡単になるからである。
む）の処理時間自体を補償するものではなく、上述した
ように位相回りを補償するものである。従って遅延回路
４の挿入位置は必ずしも複合信号の系である必要はな
く、パイロット信号の系とすることができる。この実施
例の場合第９図に示すバンドパスフィルタ３中の乗算回
路43と加算回路33の間に挿入するのが好ましい。何故な
らこの位置が、フィルタ１の出力から加算回路６への入
力までの系（パイロット信号及び複合信号の系）におい
て最もビット数が少ないので、遅延回路４の構成が最も
簡単になるからである。
バンドパスフィルタ３が出力するパイロット信号とフ
ィルタ１が出力する複合信号中のパイロット信号の位相
差が頂度ｎπ（ラジアン）となるとき（ｎは整数）、位
相補償の必要がないので、遅延回路４は不要となる。バ
ンドパスフィルタ３をFIRフィルタで構成すると、サン
プリング周波数fsとの関係からその次数を適宜選定すれ
ばよいので、この位相差は比較的容易に実現することが
できる。これに対してIIRフィルタで構成すると、位相
差は次数で定まらないので、正確な上記位相差を実現す
ることは困難である。
ィルタ１が出力する複合信号中のパイロット信号の位相
差が頂度ｎπ（ラジアン）となるとき（ｎは整数）、位
相補償の必要がないので、遅延回路４は不要となる。バ
ンドパスフィルタ３をFIRフィルタで構成すると、サン
プリング周波数fsとの関係からその次数を適宜選定すれ
ばよいので、この位相差は比較的容易に実現することが
できる。これに対してIIRフィルタで構成すると、位相
差は次数で定まらないので、正確な上記位相差を実現す
ることは困難である。
このことからすればバンドパスフィルタ３をFIRフィ
ルタで構成し、遅延回路４を省略するのが好ましいこと
になる。しかしながらFIRフィルタによりバンドパスフ
ィルタ３を簡単に構成すると高調波歪が発生する。パイ
ロット信号を高調波歪が発生しないように分離するに
は、FIRフィルタの構成が相当複雑になる。従って高調
波歪が発生しないようにパイロット信号を分離するには
バンドパスフィルタ３をIIRフィルタで構成し、遅延回
路４を付加して位相補償を行うようにした方が総合的に
は構成を簡単にすることができ、実用的である。
ルタで構成し、遅延回路４を省略するのが好ましいこと
になる。しかしながらFIRフィルタによりバンドパスフ
ィルタ３を簡単に構成すると高調波歪が発生する。パイ
ロット信号を高調波歪が発生しないように分離するに
は、FIRフィルタの構成が相当複雑になる。従って高調
波歪が発生しないようにパイロット信号を分離するには
バンドパスフィルタ３をIIRフィルタで構成し、遅延回
路４を付加して位相補償を行うようにした方が総合的に
は構成を簡単にすることができ、実用的である。
バンドパスフィルタ３により分離されたパイロット信
号は生成回路７に入力される。生成回路７は検出回路7
1、遅延回路72乃至74、排他的論理和回路75乃至77、イ
ンバータ78により構成されている。
号は生成回路７に入力される。生成回路７は検出回路7
1、遅延回路72乃至74、排他的論理和回路75乃至77、イ
ンバータ78により構成されている。
検出回路71は入力される15ビットのデータのMSBを検
出する。複合信号は例えば２の補数（２′ｓコンプリメ
ント）、折り返し２進、オフセットバイナリ等、少なく
ともその１つのビット（通常MSB）が極性を表わす符号
の信号とされている。その結果検出回路71によりパイロ
ット信号は１ビットのディジタル信号に変換される。こ
の１ビットの信号（第10図（ａ）、尚この図は便宜上ア
ナログ的に示されている。以下同様）は遅延回路72によ
り48サンプル（＝3648/（19×４））、すなわちパイロ
ット信号の1/4周期（90度）だけ遅延される。遅延回路7
2により遅延された信号（第10図（ｂ））と遅延されな
い信号（同図（ａ））は排他的論理和回路75に入力さ
れ、両者の排他的論理和（同図（ｃ））が演算される。
排他的論理和回路75の出力は38KHzの矩形波となってい
る。この信号は遅延回路73により12サンプル（＝3648/
（38×８））、すなわち38KHzの1/8周期だけ遅延される
（第10図（ｄ））。遅延回路73の出力は遅延回路74によ
り24サンプル、すなわち38KHzの1/4周期だけさらに遅延
される（第10図（ｅ））。遅延回路74により遅延された
信号（第10図（ｅ））と遅延されない信号（同図
（ｄ））が排他的論理和回路76に入力され、両者の排他
的論理和が演算される（同図（ｆ））。周波数が76KHz
の排他的論理和回路76の出力はインバータ78により反転
される（第10図（ｇ））。インバータ78の出力（第10図
（ｇ））はその1/4周期分だけ排他的論理和回路75の出
力（同図（ｃ））と位相がずれている。排他的論理和回
路77は38KHzの排他的論理和回路75の出力（第10図
（ｃ））と76KHzのインバータ78の出力（同図（ｇ））
の排他的論理和を演算する（同図（ｈ））。この排他的
論理和回路75と77の出力を、１対1/（１＋2 1/2）の割
合で加算すると、第10図（ｉ）に示す如き38KHzの近似
正弦波を生成することができる。排他的論理和回路75が
出力する信号も38KHzの信号であるが、この信号は矩形
波であるため、３、５、７、９、11・・・等の奇数次の
高調波を多く含んでいる。これに対し第10図（ｉ）に示
す如き38KHzの近似正弦波の高調波は、（４＋８（ｎ−
１）±１）次の成分（３、５、11、13、19、21・・・）
が除去され、（8n±１）次の成分（７、９、15、17、2
3、25・・・）のみとなる。高調波成分を含む副搬送波
（38KHz）を乗算して副音声信号を復調すると、バーデ
ィノイズが発生する。従って排他的論理和回路75の出力
（矩形波）を利用するより、排他的論理和回路75と77の
出力を所定の割合で加算した信号（近似正弦波）を利用
した方が、高調波が少ない分だけバーディノイズを少な
くすることができる。近似の程度をできるだけ近づけ、
最終的には正規の正弦波とすればよいのであるが、そう
すると回路構成が極めて複雑になる。第10図（ｉ）は最
も近似の程度が低い近似正弦波である。すなわちこの最
低限の近似正弦波を生成するためには、副搬送波38KHz
（パイロット信号fpの２倍の周波数）の２倍の周波数76
KHz（fpの22倍）の信号を、その1/4周期だけ副搬送波の
位相からずれた信号を必要とするから、結局最も低くて
304KHz（24fpKHz）の信号が必要になる。そこでサンプ
リング周波数fsは304KHzの整数倍（24fpNKHz）とするの
が好ましい。上述した実施例（fs＝3648KHz）はＮ＝12
とした場合のものである。
出する。複合信号は例えば２の補数（２′ｓコンプリメ
ント）、折り返し２進、オフセットバイナリ等、少なく
ともその１つのビット（通常MSB）が極性を表わす符号
の信号とされている。その結果検出回路71によりパイロ
ット信号は１ビットのディジタル信号に変換される。こ
の１ビットの信号（第10図（ａ）、尚この図は便宜上ア
ナログ的に示されている。以下同様）は遅延回路72によ
り48サンプル（＝3648/（19×４））、すなわちパイロ
ット信号の1/4周期（90度）だけ遅延される。遅延回路7
2により遅延された信号（第10図（ｂ））と遅延されな
い信号（同図（ａ））は排他的論理和回路75に入力さ
れ、両者の排他的論理和（同図（ｃ））が演算される。
排他的論理和回路75の出力は38KHzの矩形波となってい
る。この信号は遅延回路73により12サンプル（＝3648/
（38×８））、すなわち38KHzの1/8周期だけ遅延される
（第10図（ｄ））。遅延回路73の出力は遅延回路74によ
り24サンプル、すなわち38KHzの1/4周期だけさらに遅延
される（第10図（ｅ））。遅延回路74により遅延された
信号（第10図（ｅ））と遅延されない信号（同図
（ｄ））が排他的論理和回路76に入力され、両者の排他
的論理和が演算される（同図（ｆ））。周波数が76KHz
の排他的論理和回路76の出力はインバータ78により反転
される（第10図（ｇ））。インバータ78の出力（第10図
（ｇ））はその1/4周期分だけ排他的論理和回路75の出
力（同図（ｃ））と位相がずれている。排他的論理和回
路77は38KHzの排他的論理和回路75の出力（第10図
（ｃ））と76KHzのインバータ78の出力（同図（ｇ））
の排他的論理和を演算する（同図（ｈ））。この排他的
論理和回路75と77の出力を、１対1/（１＋2 1/2）の割
合で加算すると、第10図（ｉ）に示す如き38KHzの近似
正弦波を生成することができる。排他的論理和回路75が
出力する信号も38KHzの信号であるが、この信号は矩形
波であるため、３、５、７、９、11・・・等の奇数次の
高調波を多く含んでいる。これに対し第10図（ｉ）に示
す如き38KHzの近似正弦波の高調波は、（４＋８（ｎ−
１）±１）次の成分（３、５、11、13、19、21・・・）
が除去され、（8n±１）次の成分（７、９、15、17、2
3、25・・・）のみとなる。高調波成分を含む副搬送波
（38KHz）を乗算して副音声信号を復調すると、バーデ
ィノイズが発生する。従って排他的論理和回路75の出力
（矩形波）を利用するより、排他的論理和回路75と77の
出力を所定の割合で加算した信号（近似正弦波）を利用
した方が、高調波が少ない分だけバーディノイズを少な
くすることができる。近似の程度をできるだけ近づけ、
最終的には正規の正弦波とすればよいのであるが、そう
すると回路構成が極めて複雑になる。第10図（ｉ）は最
も近似の程度が低い近似正弦波である。すなわちこの最
低限の近似正弦波を生成するためには、副搬送波38KHz
（パイロット信号fpの２倍の周波数）の２倍の周波数76
KHz（fpの22倍）の信号を、その1/4周期だけ副搬送波の
位相からずれた信号を必要とするから、結局最も低くて
304KHz（24fpKHz）の信号が必要になる。そこでサンプ
リング周波数fsは304KHzの整数倍（24fpNKHz）とするの
が好ましい。上述した実施例（fs＝3648KHz）はＮ＝12
とした場合のものである。
排他的論理和回路75と77の出力は乗算回路８に入力さ
れる。この実施例において乗算回路８は、３つの乗算回
路81、82、83と加算回路84により構成されている。乗算
回路81は例えば排他的論理和回路75の出力が論理１のと
き＋１を、論理０とき−１を、各々加算回路６の出力に
乗算する。同様に乗算回路82は排他的論理和回路77の出
力が論理１のとき＋１を、論理０のとき−１を、各々加
算回路６の出力に乗算する。乗算回路83は乗算回路82の
出力に所定の係数53/128（≒1/（１＋2 1/2））を乗算
する。加算回路84は乗算回路81の出力と乗算回路83の出
力とを加算し、出力する。
れる。この実施例において乗算回路８は、３つの乗算回
路81、82、83と加算回路84により構成されている。乗算
回路81は例えば排他的論理和回路75の出力が論理１のと
き＋１を、論理０とき−１を、各々加算回路６の出力に
乗算する。同様に乗算回路82は排他的論理和回路77の出
力が論理１のとき＋１を、論理０のとき−１を、各々加
算回路６の出力に乗算する。乗算回路83は乗算回路82の
出力に所定の係数53/128（≒1/（１＋2 1/2））を乗算
する。加算回路84は乗算回路81の出力と乗算回路83の出
力とを加算し、出力する。
すなわち乗算回路８は、排他的論理和回路75と77の出
力を各々ｃ、ｈ、加算回路６が出力する複合信号をｊ、
Ａ＝53/128とするとき、次の演算を行っていることにな
る。
力を各々ｃ、ｈ、加算回路６が出力する複合信号をｊ、
Ａ＝53/128とするとき、次の演算を行っていることにな
る。
ｋ＝cj＋Ahj この式は次のように書き換えられる。
ｋ＝（ｃ＋Ah）ｊ 従って信号ｃと信号ｈを１対Ａ（＝1/（１＋2
1/2））の割合で加算して生成された近似正弦波をパイ
ロット信号が除去された複合信号に乗算しているのと等
価であり、加算回路84の出力ｋは復調された副音声信号
（Ｌ−Ｒ信号）となる。
1/2））の割合で加算して生成された近似正弦波をパイ
ロット信号が除去された複合信号に乗算しているのと等
価であり、加算回路84の出力ｋは復調された副音声信号
（Ｌ−Ｒ信号）となる。
実施例のように信号ｃと信号ｈに複合信号ｊを乗算し
てから所定の割合で加算する場合、近似正弦波は１ビッ
トのままでよい。従って乗算回路81、82は単なる符号の
反転回路だけでよく、また乗算回路83も加算回路とシフ
トレジスタにより構成することができる。これに対して
信号ｃと信号ｈを所定の割合で加算してから信号ｊを乗
算すると、近似正弦波は１ビットのままとすることは困
難であり、より複雑な構成の回路が必要になる。そこで
実施例のように信号ｃと信号ｈを分割した状態で複合信
号ｊに乗算し、その後両者を所定の割合で加算するよう
にするのが好ましい。
てから所定の割合で加算する場合、近似正弦波は１ビッ
トのままでよい。従って乗算回路81、82は単なる符号の
反転回路だけでよく、また乗算回路83も加算回路とシフ
トレジスタにより構成することができる。これに対して
信号ｃと信号ｈを所定の割合で加算してから信号ｊを乗
算すると、近似正弦波は１ビットのままとすることは困
難であり、より複雑な構成の回路が必要になる。そこで
実施例のように信号ｃと信号ｈを分割した状態で複合信
号ｊに乗算し、その後両者を所定の割合で加算するよう
にするのが好ましい。
このように分割した近似正弦波を複合信号に乗算した
としても、近似正弦波の高調波に起因するバーディノイ
ズが発生する。第11図に示す如き波形の近似正弦波は第
12図に示す如きスペクトラムを有する。しかしながら本
発明においてはフィルタ１の特性が第２図に示すように
設定されている。第12図と第２図を比較して明らかなよ
うに、近似正弦波の７次と９次、23次と25次、39次と41
次、並びに47次の各高調波は、各々フィルタ１のfs/1
2、3fs/12、5fs/12、6fs/12の各減衰周波数の近傍にあ
る。従ってこれらの高調波により可聴帯域に折り返され
るべきノイズ成分は第８図に示すように既に除去されて
いるので、バーディノイズは発生しない。
としても、近似正弦波の高調波に起因するバーディノイ
ズが発生する。第11図に示す如き波形の近似正弦波は第
12図に示す如きスペクトラムを有する。しかしながら本
発明においてはフィルタ１の特性が第２図に示すように
設定されている。第12図と第２図を比較して明らかなよ
うに、近似正弦波の７次と９次、23次と25次、39次と41
次、並びに47次の各高調波は、各々フィルタ１のfs/1
2、3fs/12、5fs/12、6fs/12の各減衰周波数の近傍にあ
る。従ってこれらの高調波により可聴帯域に折り返され
るべきノイズ成分は第８図に示すように既に除去されて
いるので、バーディノイズは発生しない。
15次、17次の高調波成分によるバーディノイズも除去
することは、（１＋Z-3）又は（１＋Z-3）（１＋Z-3）
の項を伝達式に加えるようにフィルタ１を構成すればよ
い。
することは、（１＋Z-3）又は（１＋Z-3）（１＋Z-3）
の項を伝達式に加えるようにフィルタ１を構成すればよ
い。
加算回路84より出力された副音声信号はレベル調整回
路としての乗算回路９により所定の係数（この実施例の
場合1437/1024）が乗算され、所定のレベルに設定され
た後、マトリックス回路10に入力される。この乗算回路
９は副音声信号を主音声信号と対応するレベルに設定す
るものであるから、主音声信号の系路中に配置すること
もできる。
路としての乗算回路９により所定の係数（この実施例の
場合1437/1024）が乗算され、所定のレベルに設定され
た後、マトリックス回路10に入力される。この乗算回路
９は副音声信号を主音声信号と対応するレベルに設定す
るものであるから、主音声信号の系路中に配置すること
もできる。
マトリックス回路10は加算回路６が出力するパイロッ
ト信号が相殺された複合信号（主音声信号）と乗算回路
９が出力する副音声信号とを合成する。すなわち両信号
は加算回路101と102において、同相又は逆相で加算され
る。その結果加算回路101から左信号が、加算回路102か
ら右信号が、各々出力される。
ト信号が相殺された複合信号（主音声信号）と乗算回路
９が出力する副音声信号とを合成する。すなわち両信号
は加算回路101と102において、同相又は逆相で加算され
る。その結果加算回路101から左信号が、加算回路102か
ら右信号が、各々出力される。
加算回路101と102からこれらの左右ステレオ信号とと
もに抑圧副搬送波成分も出力されるが、これらは加算回
路101、102の後段に接続される図示せぬダウンサンプリ
ング回路（ローパスフィルタを構成する）により除去さ
れる。左右ステレオ信号は必要に応じ図示せぬD/A変換
回路によりさらにD/A変換される。
もに抑圧副搬送波成分も出力されるが、これらは加算回
路101、102の後段に接続される図示せぬダウンサンプリ
ング回路（ローパスフィルタを構成する）により除去さ
れる。左右ステレオ信号は必要に応じ図示せぬD/A変換
回路によりさらにD/A変換される。
尚本発明は米国における音声多重の複合信号を復調す
る場合にも応用が可能である。
る場合にも応用が可能である。
以上の如く本発明はマルチプレックス復調回路におい
て、左右ステレオ信号の和信号よりなる主音声信号と、
左右ステレオ信号の差信号よりなる副音声信号により副
搬送波を振幅変調した信号から副搬送波成分を除去した
抑圧副搬送波と、パイロット信号とを含むディジタル化
された複合信号を、副搬送波の近似正弦波信号の高調波
と略同一の周波数成分を除去して通過させる第１のフィ
ルタと、第１のフィルタの出力よりパイロット信号を分
離する第２のフィルタと、第２のフィルタが分離したパ
イロット信号より近似正弦波信号を生成する生成回路
と、近似正弦波信号と第１のフィルタの出力とを乗算す
る乗算回路と、乗算回路の出力と第１のフィルタの出力
とを合成するマトリックス回路とを備えるようにしたの
で、複合信号を簡単な構成でディジタル的に復調するこ
とができる。
て、左右ステレオ信号の和信号よりなる主音声信号と、
左右ステレオ信号の差信号よりなる副音声信号により副
搬送波を振幅変調した信号から副搬送波成分を除去した
抑圧副搬送波と、パイロット信号とを含むディジタル化
された複合信号を、副搬送波の近似正弦波信号の高調波
と略同一の周波数成分を除去して通過させる第１のフィ
ルタと、第１のフィルタの出力よりパイロット信号を分
離する第２のフィルタと、第２のフィルタが分離したパ
イロット信号より近似正弦波信号を生成する生成回路
と、近似正弦波信号と第１のフィルタの出力とを乗算す
る乗算回路と、乗算回路の出力と第１のフィルタの出力
とを合成するマトリックス回路とを備えるようにしたの
で、複合信号を簡単な構成でディジタル的に復調するこ
とができる。
第１図は本発明のマルチプレックス復調回路のブロック
図、第２図及び第３図はそのフィルタの特性図、第４図
はその複合信号の波形図、第５図及び第６図はその複合
信号のスペクトラム図、第７図はその複合信号のフィル
タ通過後の波形図、第８図はその複合信号のフィルタ通
過後のスペクトラム図、第９図はそのバンドパスフィル
タのブロック図、第10図はそのタイミングチャート、第
11図はその近似正弦波の波形図、第12図はその近似正弦
波のスペクトラム図である。 １……フィルタ ２……乗算回路 ３……バンドパスフィルタ ４……遅延回路 ５……乗算回路 ６……加算回路 ７……生成回路 8,9……乗算回路 10……マトリックス回路 11,12,13……加算回路 14,15,16……遅延回路 31乃至34……加算回路 35乃至38……遅延回路 39乃至45……乗算回路 71……検出回路 72,73,74……遅延回路 75,76,77……排他的論理和回路 78……インバータ 81,82,83……乗算回路 84……加算回路 101,102……加算回路
図、第２図及び第３図はそのフィルタの特性図、第４図
はその複合信号の波形図、第５図及び第６図はその複合
信号のスペクトラム図、第７図はその複合信号のフィル
タ通過後の波形図、第８図はその複合信号のフィルタ通
過後のスペクトラム図、第９図はそのバンドパスフィル
タのブロック図、第10図はそのタイミングチャート、第
11図はその近似正弦波の波形図、第12図はその近似正弦
波のスペクトラム図である。 １……フィルタ ２……乗算回路 ３……バンドパスフィルタ ４……遅延回路 ５……乗算回路 ６……加算回路 ７……生成回路 8,9……乗算回路 10……マトリックス回路 11,12,13……加算回路 14,15,16……遅延回路 31乃至34……加算回路 35乃至38……遅延回路 39乃至45……乗算回路 71……検出回路 72,73,74……遅延回路 75,76,77……排他的論理和回路 78……インバータ 81,82,83……乗算回路 84……加算回路 101,102……加算回路
Claims (1)
- 【請求項１】左右ステレオ信号の和信号よりなる主音声
信号と、該左右ステレオ信号の差信号よりなる副音声信
号により副搬送波を振幅変調した信号から該幅搬送波成
分を除去した抑圧副搬送波と、パイロット信号とを含む
ディジタル化された複合信号を、該副搬送波の近似正弦
波信号の高調波と略同一の周波数成分を除去して通過さ
せる第１のフィルタと、該第１のフィルタの出力より該
パイロット信号を分離する第２のフィルタと、該第２の
フィルタが分離した該パイロット信号より該近似正弦波
信号を生成する生成回路と、該近似正弦波信号と該第１
のフィルタの出力とを乗算する乗算回路と、該乗算回路
の出力と該第１のフィルタの出力とを合成するマトリッ
クス回路とを備えることを特徴とするマルチプレックス
復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16261287A JP2628999B2 (ja) | 1987-06-30 | 1987-06-30 | マルチプレックス復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16261287A JP2628999B2 (ja) | 1987-06-30 | 1987-06-30 | マルチプレックス復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS647734A JPS647734A (en) | 1989-01-11 |
| JP2628999B2 true JP2628999B2 (ja) | 1997-07-09 |
Family
ID=15757907
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16261287A Expired - Lifetime JP2628999B2 (ja) | 1987-06-30 | 1987-06-30 | マルチプレックス復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2628999B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001285226A (ja) * | 2000-03-31 | 2001-10-12 | Pioneer Electronic Corp | Ｆｍステレオ信号復調装置 |
-
1987
- 1987-06-30 JP JP16261287A patent/JP2628999B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS647734A (en) | 1989-01-11 |
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