JPH0812983B2 - 合成信号の成分を分離する装置 - Google Patents
合成信号の成分を分離する装置Info
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- JPH0812983B2 JPH0812983B2 JP62326648A JP32664887A JPH0812983B2 JP H0812983 B2 JPH0812983 B2 JP H0812983B2 JP 62326648 A JP62326648 A JP 62326648A JP 32664887 A JP32664887 A JP 32664887A JP H0812983 B2 JPH0812983 B2 JP H0812983B2
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- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
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- H03H17/02—Frequency selective networks
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- H—ELECTRICITY
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
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- Signal Processing (AREA)
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- Computer Hardware Design (AREA)
- Mathematical Physics (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ この発明は、合成信号から位相変調された信号或いは
周波数変調された信号を分離することに関する。
周波数変調された信号を分離することに関する。
＜発明の背景＞ 位相変調された信号或いは周波数変調された信号を濾
波する際、特に重要なことは位相の非直線性を信号中に
導入しないようにすることである。これは、このような
非直線性は（直接歪みとは違って）効果的に補正或いは
補償できないためである。従って、例えばFM成分を含む
合成ステレオ音声信号の諸成分を非直線歪みの導入なし
に分離しようとする場合には、分離用のフィルタは少な
くとも各成分の通過帯域を通じて直線的な位相特性を持
っていなければならない。
波する際、特に重要なことは位相の非直線性を信号中に
導入しないようにすることである。これは、このような
非直線性は（直接歪みとは違って）効果的に補正或いは
補償できないためである。従って、例えばFM成分を含む
合成ステレオ音声信号の諸成分を非直線歪みの導入なし
に分離しようとする場合には、分離用のフィルタは少な
くとも各成分の通過帯域を通じて直線的な位相特性を持
っていなければならない。
このようなフィルタは、通過帯域全体に亘って直線的
な位相特性をもち歪みがなく且つボックスカー形の周波
数応答特性を持つことが望ましい。
な位相特性をもち歪みがなく且つボックスカー形の周波
数応答特性を持つことが望ましい。
しかし、このようなフィルタは、特に実現することが
難かしく且つ高価になる。
難かしく且つ高価になる。
＜発明の概要＞ この発明は、合成信号から周波数変調された信号或い
は位相変調された信号を分離するフィルタを構成するも
ので、このフィルタは帯域通過フィルタと通過帯域が目
的とする周波数範囲内にあるくし形フィルタとの縦続接
続体から成る。このくし形フィルタによって、分離され
た成分の周波数応答特性が決定され、且つ瞬時信号周波
数に非直線歪みを生じることはない。上記帯域通過フィ
ルタは、その周波数応答特性が理想的な形からかけ離れ
たものであってもよいが、帯域外の信号成分を十分に減
衰させるものである。
は位相変調された信号を分離するフィルタを構成するも
ので、このフィルタは帯域通過フィルタと通過帯域が目
的とする周波数範囲内にあるくし形フィルタとの縦続接
続体から成る。このくし形フィルタによって、分離され
た成分の周波数応答特性が決定され、且つ瞬時信号周波
数に非直線歪みを生じることはない。上記帯域通過フィ
ルタは、その周波数応答特性が理想的な形からかけ離れ
たものであってもよいが、帯域外の信号成分を十分に減
衰させるものである。
これらのくし形フィルタと非理想的帯域通過フィルタ
との組合わせによって、所望の直線的な位相特性のボッ
クスカー形周波数応答特性を呈するものではなく寧ろ直
線的な位相特性で余弦波状の振幅対周波数特性が得られ
る。しかし、この余弦波状の周波数特性は、直線性を有
し補償することができる。
との組合わせによって、所望の直線的な位相特性のボッ
クスカー形周波数応答特性を呈するものではなく寧ろ直
線的な位相特性で余弦波状の振幅対周波数特性が得られ
る。しかし、この余弦波状の周波数特性は、直線性を有
し補償することができる。
＜実施例の詳細な説明＞ この発明は、アナログ信号或いはデジタル信号の何れ
についても実施することが出来、また後者の場合には並
列ビット方式と直列ビット方式の何れにおいても実施で
きる。説明の便宜上、BTSCステレオ音声を再生するテレ
ビジョン受像機に関連してこの発明を説明することにす
る。
についても実施することが出来、また後者の場合には並
列ビット方式と直列ビット方式の何れにおいても実施で
きる。説明の便宜上、BTSCステレオ音声を再生するテレ
ビジョン受像機に関連してこの発明を説明することにす
る。
現在米国で使用されているステレオ音声方式は、放送
テレビジョン・システム委員会（Broadcast Television
systems Committee即ちBTSC）の後援の下に電子工業協
会（Electronic Industries Association即ちEIA）が選
定したものである。その音声信号は、既存のモノラル・
テレビジョン音声信号のスペクトル・スペース中の搬送
波に乗せて送信される合成信号で構成されている。この
合成信号には、左プラス右（Ｌ＋Ｒ）モノラル音声信
号、テレビジョン受像機の水平走査周波数fH（15.734kH
z）に等しい周波数のパイロット信号、2fHの周波数を持
つ搬送波を振幅変調する差信号（Ｌ−Ｒ）、及び5fHの
周波数を持つ搬送波を周波数変調する第２の音声プログ
ラム（SAP）信号が含まれている。第１図にはこの合成
音声信号の信号スペクトルが示されている。
テレビジョン・システム委員会（Broadcast Television
systems Committee即ちBTSC）の後援の下に電子工業協
会（Electronic Industries Association即ちEIA）が選
定したものである。その音声信号は、既存のモノラル・
テレビジョン音声信号のスペクトル・スペース中の搬送
波に乗せて送信される合成信号で構成されている。この
合成信号には、左プラス右（Ｌ＋Ｒ）モノラル音声信
号、テレビジョン受像機の水平走査周波数fH（15.734kH
z）に等しい周波数のパイロット信号、2fHの周波数を持
つ搬送波を振幅変調する差信号（Ｌ−Ｒ）、及び5fHの
周波数を持つ搬送波を周波数変調する第２の音声プログ
ラム（SAP）信号が含まれている。第１図にはこの合成
音声信号の信号スペクトルが示されている。
この合成音声信号は、放送テレビジョン信号の周波数
変調された搬送波成分として送信され、テレビジョン受
像機内で検波されて第１図に示すような周波数スペクト
ルを持ったベースバンド合成音声信号に復調される。続
いてこの合成音声信号は、その可聴（オーデイオ）信号
を音声再生用に調節する処理を行う第２図に示すような
回路網に供給される。
変調された搬送波成分として送信され、テレビジョン受
像機内で検波されて第１図に示すような周波数スペクト
ルを持ったベースバンド合成音声信号に復調される。続
いてこの合成音声信号は、その可聴（オーデイオ）信号
を音声再生用に調節する処理を行う第２図に示すような
回路網に供給される。
第２図について説明すると、復調された合成音声信号
は、接続部10を介してアナログ−デジタル変換器（AD
C）12へ供給される。ADC12は、エイリアシングを防ぐた
めにナイキスト・サンプリング規準を満たす周波数で音
声信号をデジタル音声信号サンプルに変換する。このデ
ジタル音声信号サンプルは、約15kHzの通過帯域を持つ
低域通過フィルタ（LPF）14に供給される。LPF14は、合
成音声信号中の（Ｌ＋Ｒ）成分を選択的に抽出する。LP
F14からの（Ｌ＋Ｒ）成分は、例えばデエンファシス回
路、ピーキング回路、補償遅延器等を持つ処理回路20に
供給される。処理回路20からの出力信号はマトリクス32
に供給され、そこで処理済みの（Ｌ−Ｒ）信号と組合わ
され、ステレオ再生用の左可聴信号Ｌと右可聴信号Ｒが
生成される。
は、接続部10を介してアナログ−デジタル変換器（AD
C）12へ供給される。ADC12は、エイリアシングを防ぐた
めにナイキスト・サンプリング規準を満たす周波数で音
声信号をデジタル音声信号サンプルに変換する。このデ
ジタル音声信号サンプルは、約15kHzの通過帯域を持つ
低域通過フィルタ（LPF）14に供給される。LPF14は、合
成音声信号中の（Ｌ＋Ｒ）成分を選択的に抽出する。LP
F14からの（Ｌ＋Ｒ）成分は、例えばデエンファシス回
路、ピーキング回路、補償遅延器等を持つ処理回路20に
供給される。処理回路20からの出力信号はマトリクス32
に供給され、そこで処理済みの（Ｌ−Ｒ）信号と組合わ
され、ステレオ再生用の左可聴信号Ｌと右可聴信号Ｒが
生成される。
合成音声信号がFM搬送波に乗せて送信されるため、ま
た（Ｌ−Ｒ）成分及びSAP成分が（Ｌ＋Ｒ）成分よりも
高い周波数にあるため、これらはより大きなノイズ歪み
を被りやすい。この状態を改善するために、BTSC方式で
は（Ｌ−Ｒ）信号及びSAP信号の圧伸処理を行ってい
る。また、受像機の価格を低減するために（Ｌ−Ｒ）信
号とSAP信号の両方に対して同じ圧伸器を使用すること
が決められている。これは、使用者がステレオ信号の一
方または他方、或いはSAP信号のいずれかを聞く選択し
かしないために可能である。従って、受像機内の圧伸回
路は、（Ｌ−Ｒ）チャンネルとSAPチャンネルとの間で
切換えられるようになっている。
た（Ｌ−Ｒ）成分及びSAP成分が（Ｌ＋Ｒ）成分よりも
高い周波数にあるため、これらはより大きなノイズ歪み
を被りやすい。この状態を改善するために、BTSC方式で
は（Ｌ−Ｒ）信号及びSAP信号の圧伸処理を行ってい
る。また、受像機の価格を低減するために（Ｌ−Ｒ）信
号とSAP信号の両方に対して同じ圧伸器を使用すること
が決められている。これは、使用者がステレオ信号の一
方または他方、或いはSAP信号のいずれかを聞く選択し
かしないために可能である。従って、受像機内の圧伸回
路は、（Ｌ−Ｒ）チャンネルとSAPチャンネルとの間で
切換えられるようになっている。
再び第２図を参照すると、ADC12からの合成音声信号
は、また、帯域通過フィルタ（BPF）16にも供給され、
（Ｌ−Ｒ）成分が合成音声信号から選択的に抽出され
る。（Ｌ−Ｒ）成分は振幅復調器22に供給され、2fHの
搬送波が（Ｌ−Ｒ）成分から取除かれる。信号処理技術
分野の専門家であれば判るように、振幅復調器22が同期
復調器であれば帯域通過フィルタ16を省略することが出
来る。復調された（Ｌ−Ｒ）信号は、使用者操作式のス
イッチ25を介して低域通過フィルタ（LPF）26に供給さ
れる。LPF26は、約15kHzの通過帯域幅を有し、この帯域
外のノイズを低減する。LPF26の出力は、受像機の圧伸
処理システムを構成するスペクトル伸張器28と振幅伸張
器30との縦続接続体に供給される。圧伸処理は、例えば
IEEE Transactions on Consumer Electronics（Vol.CE
−30、No.4、1984年11月）の633ページ乃至640ページに
「多重チャンネル・テレビジョン音声用圧伸システム
（A Companding System for Multichannel TV Soun
d）」という表題で掲載された論文に詳しく述べられて
いる。
は、また、帯域通過フィルタ（BPF）16にも供給され、
（Ｌ−Ｒ）成分が合成音声信号から選択的に抽出され
る。（Ｌ−Ｒ）成分は振幅復調器22に供給され、2fHの
搬送波が（Ｌ−Ｒ）成分から取除かれる。信号処理技術
分野の専門家であれば判るように、振幅復調器22が同期
復調器であれば帯域通過フィルタ16を省略することが出
来る。復調された（Ｌ−Ｒ）信号は、使用者操作式のス
イッチ25を介して低域通過フィルタ（LPF）26に供給さ
れる。LPF26は、約15kHzの通過帯域幅を有し、この帯域
外のノイズを低減する。LPF26の出力は、受像機の圧伸
処理システムを構成するスペクトル伸張器28と振幅伸張
器30との縦続接続体に供給される。圧伸処理は、例えば
IEEE Transactions on Consumer Electronics（Vol.CE
−30、No.4、1984年11月）の633ページ乃至640ページに
「多重チャンネル・テレビジョン音声用圧伸システム
（A Companding System for Multichannel TV Soun
d）」という表題で掲載された論文に詳しく述べられて
いる。
ADC12からの合成音声信号は、更にまた帯域通過フィ
ルタ（BPF）18に供給され、BPF18はSAP信号を選択的に
抽出する。このSAP信号は次いでFM復調器24に供給さ
れ、FM復調器24は変調SAP信号から5fHzの搬送波を取除
く。復調されたSAP信号は、使用者操作式のスイッチ25
を介してLPF26及び圧伸処理システムに供給される。
ルタ（BPF）18に供給され、BPF18はSAP信号を選択的に
抽出する。このSAP信号は次いでFM復調器24に供給さ
れ、FM復調器24は変調SAP信号から5fHzの搬送波を取除
く。復調されたSAP信号は、使用者操作式のスイッチ25
を介してLPF26及び圧伸処理システムに供給される。
振幅伸張器30の出力は、マトリクス32の第２の入力に
供給される。（Ｌ−Ｒ）信号がマトリクス32に供給され
ると、マトリクス32は左（Ｌ）信号と右（Ｒ）信号を生
成し、このＬ信号及びＲ信号は回路34に供給される。
供給される。（Ｌ−Ｒ）信号がマトリクス32に供給され
ると、マトリクス32は左（Ｌ）信号と右（Ｒ）信号を生
成し、このＬ信号及びＲ信号は回路34に供給される。
回路34では、トーン、左右平衡及び音量の制御が行わ
れる。次に調節済みのＬ信号及びＲ信号は、デジタル−
アナログ変換器（DAC）36でアナログ信号に変換されて
スピーカ・システムへ供給される。
れる。次に調節済みのＬ信号及びＲ信号は、デジタル−
アナログ変換器（DAC）36でアナログ信号に変換されて
スピーカ・システムへ供給される。
また（Ｌ−Ｒ）信号の変りにSAP信号がマトリクス32
に供給される場合には、マトリクス32は、使用者の選択
信号によって調節されて回路34に通ずるＬ及びＲ信号路
にモノラル信号を出力する。
に供給される場合には、マトリクス32は、使用者の選択
信号によって調節されて回路34に通ずるＬ及びＲ信号路
にモノラル信号を出力する。
SAP信号は、くし形フィルタと比較的簡単な帯域通過
フィルタとの縦続接続体を用いて、具合よく合成音声信
号から分離できる。くし形フィルタは、直接信号とこの
直接信号を遅延させた信号とを組合わせる。直接FM信号
をeix(t)で表わし、遅延信号eix(t-T)（但し、Ｔは遅延
期間）で表わすことにする。両信号は実質的に同じ振幅
と同じ搬送波周波数ωを持っている。信号ｘ（ｔ）は、 ｘ（ｔ）＝ωｔ＋α＋φ（ｔ） （１） で表わすことが出来、従って信号ｘ（ｔ−Ｔ）は、 ｘ（ｔ−Ｔ）＝ωｔ＋β＋φ（ｔ−Ｔ） （２） となる（但し、α及びβは定数、φ（ｔ）及びφ（ｔ−
Ｔ）は変調信号の瞬時位相である）。くし形フィルタに
よって生成される和信号Ｓ（ｔ）は、 Ｓ（ｔ） ＝ｅｉ（ωｔ＋（α＋β)/2+(φ（ｔ）＋φ(t-T))/2) ×COS((α−β）/2＋（φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔ))/2)
（３） よって与えられる。
フィルタとの縦続接続体を用いて、具合よく合成音声信
号から分離できる。くし形フィルタは、直接信号とこの
直接信号を遅延させた信号とを組合わせる。直接FM信号
をeix(t)で表わし、遅延信号eix(t-T)（但し、Ｔは遅延
期間）で表わすことにする。両信号は実質的に同じ振幅
と同じ搬送波周波数ωを持っている。信号ｘ（ｔ）は、 ｘ（ｔ）＝ωｔ＋α＋φ（ｔ） （１） で表わすことが出来、従って信号ｘ（ｔ−Ｔ）は、 ｘ（ｔ−Ｔ）＝ωｔ＋β＋φ（ｔ−Ｔ） （２） となる（但し、α及びβは定数、φ（ｔ）及びφ（ｔ−
Ｔ）は変調信号の瞬時位相である）。くし形フィルタに
よって生成される和信号Ｓ（ｔ）は、 Ｓ（ｔ） ＝ｅｉ（ωｔ＋（α＋β)/2+(φ（ｔ）＋φ(t-T))/2) ×COS((α−β）/2＋（φ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔ))/2)
（３） よって与えられる。
信号Ｓ（ｔ）の位相の項は、べき指数で表わされる
が、所望するように線形である。信号Ｓ（ｔ）の振幅関
数は、COS（（α−β）/2＋（φ（ｔ）−φ（ｔ−
Ｔ））/2）の項によって決定される。振幅の項が可聴ク
リック雑音形の歪みを導入しないようにするため、偏角
が180度以上の位相変化をすることを防がねばならな
い。このためφ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔ）の項は、90度より
小さくなければならない。この条件はＴ△Ｆの積が1/2
より小さな値に維持されれば満たされる（但し、△Ｆは
変調周波数の最大偏差）。
が、所望するように線形である。信号Ｓ（ｔ）の振幅関
数は、COS（（α−β）/2＋（φ（ｔ）−φ（ｔ−
Ｔ））/2）の項によって決定される。振幅の項が可聴ク
リック雑音形の歪みを導入しないようにするため、偏角
が180度以上の位相変化をすることを防がねばならな
い。このためφ（ｔ）−φ（ｔ−Ｔ）の項は、90度より
小さくなければならない。この条件はＴ△Ｆの積が1/2
より小さな値に維持されれば満たされる（但し、△Ｆは
変調周波数の最大偏差）。
SAPチャンネルに設けられるくし形フィルタの場合に
は、最大周波数偏差は10kHz以下に制限される。従って
最大信号遅延量Ｔは50マイクロ秒に制限される。SAP搬
送波は、テレビジョン信号の水平操作周波数の５倍であ
る周波数5FHの位置に在る。合成音声信号は、再生され
た音声信号中にバズを起こす傾向のある水平走査周波数
fHの高調波を含む可能性は十分にある。更に（Ｌ−Ｒ）
信号は2fHの搬送波を変調する。くし形フィルタ装置の
遅延は、水平走査周波数の偶数高調波と合成音声信号の
（Ｌ−Ｒ）成分とを抑制するために、くし形フィルタ応
答特性が水平走査周波数の偶数倍周波数位置でゼロ即ち
谷を形成するように選択できるという利点がある。
は、最大周波数偏差は10kHz以下に制限される。従って
最大信号遅延量Ｔは50マイクロ秒に制限される。SAP搬
送波は、テレビジョン信号の水平操作周波数の５倍であ
る周波数5FHの位置に在る。合成音声信号は、再生され
た音声信号中にバズを起こす傾向のある水平走査周波数
fHの高調波を含む可能性は十分にある。更に（Ｌ−Ｒ）
信号は2fHの搬送波を変調する。くし形フィルタ装置の
遅延は、水平走査周波数の偶数高調波と合成音声信号の
（Ｌ−Ｒ）成分とを抑制するために、くし形フィルタ応
答特性が水平走査周波数の偶数倍周波数位置でゼロ即ち
谷を形成するように選択できるという利点がある。
水平走査期間の２分の１の遅延（31.746マイクロ秒）
を与えることによって、上記のような応答特性が得ら
れ、SAP信号に対してＴが50マイクロ秒未満であるとい
う制約が満たされる。第3A図には、fHの偶数倍位置でゼ
ロを示すフィルタ応答特性と、SAP信号が占める周波数
スペクトル全体に亘る帯域通過とが得られるくし形フィ
ルタの構成が略示されている。第3B図には、第3A図のく
し形フィルタの周波数応答特性が示されている。
を与えることによって、上記のような応答特性が得ら
れ、SAP信号に対してＴが50マイクロ秒未満であるとい
う制約が満たされる。第3A図には、fHの偶数倍位置でゼ
ロを示すフィルタ応答特性と、SAP信号が占める周波数
スペクトル全体に亘る帯域通過とが得られるくし形フィ
ルタの構成が略示されている。第3B図には、第3A図のく
し形フィルタの周波数応答特性が示されている。
次に、このくし形フィルタに帯域通過フィルタを縦続
接続することについて考察する。この帯域通過フィルタ
は、信号スペクトルの領域内では如何なる非線形位相特
性も現れないように、関係スペクトル範囲内で比較的広
い通過帯域を持っている。このようなフィルタ特性が第
４図に実線で例示されている。帯域通過フィルタの伝達
関数Ｈ（ｆ）は、 の式で表わされる。この伝達関数はfHと3fHの位置でゼ
ロとなり、これによってfHに在るパイロット信号と水平
走査周波数の第３高調波3fHとが除かれる。
接続することについて考察する。この帯域通過フィルタ
は、信号スペクトルの領域内では如何なる非線形位相特
性も現れないように、関係スペクトル範囲内で比較的広
い通過帯域を持っている。このようなフィルタ特性が第
４図に実線で例示されている。帯域通過フィルタの伝達
関数Ｈ（ｆ）は、 の式で表わされる。この伝達関数はfHと3fHの位置でゼ
ロとなり、これによってfHに在るパイロット信号と水平
走査周波数の第３高調波3fHとが除かれる。
これら帯域通過フィルタとくし形フィルタとの合成伝
達関数が第４図に破線で示されている。この図から、SA
Pチャンネルの通過帯域がくし形フィルタによって決定
され、且つ周波数スペクトルの（Ｌ＋Ｒ）信号範囲、
（Ｌ−Ｒ）信号範囲及びパイロット信号範囲が著しく減
衰させられることが判る。更に、関係スペクトル範囲内
において、5fHのSAP搬送波を除く水平走査周波数fHのす
べての高調波が実質的に除去される。
達関数が第４図に破線で示されている。この図から、SA
Pチャンネルの通過帯域がくし形フィルタによって決定
され、且つ周波数スペクトルの（Ｌ＋Ｒ）信号範囲、
（Ｌ−Ｒ）信号範囲及びパイロット信号範囲が著しく減
衰させられることが判る。更に、関係スペクトル範囲内
において、5fHのSAP搬送波を除く水平走査周波数fHのす
べての高調波が実質的に除去される。
第４図に示された伝達関数を実現する帯域通過フィル
タが第５図に示されている。第５図において、濾波され
るべき信号は端子50に供給され、次いで縦続接続された
遅延素子51乃至54に供給される。遅延素子51乃至54の各
々はこの信号を2H/20だけ遅延させる（但し、Ｈは水平
走査周波数の周期）。この信号はデジタル方式であり20
fHの周波数でサンプルされたものであると仮定する。こ
の入力信号と各遅延素子の出力信号とは信号合成器55に
供給され、信号合成器55はこれらの信号を図示の極性で
加算する。即ち、入力信号と遅延素子52及び54からの出
力信号とは、正の極性で遅延素子51及び53からの負の極
性の出力信号と合成され、帯域通過濾波された出力信号
OUTが生成される。
タが第５図に示されている。第５図において、濾波され
るべき信号は端子50に供給され、次いで縦続接続された
遅延素子51乃至54に供給される。遅延素子51乃至54の各
々はこの信号を2H/20だけ遅延させる（但し、Ｈは水平
走査周波数の周期）。この信号はデジタル方式であり20
fHの周波数でサンプルされたものであると仮定する。こ
の入力信号と各遅延素子の出力信号とは信号合成器55に
供給され、信号合成器55はこれらの信号を図示の極性で
加算する。即ち、入力信号と遅延素子52及び54からの出
力信号とは、正の極性で遅延素子51及び53からの負の極
性の出力信号と合成され、帯域通過濾波された出力信号
OUTが生成される。
第６図には、第２図の素子18及び24としてSAPチャン
ネル中に設けることの出来る濾波及び復調システムが示
されている。ADC12からのデジタル・サンプルは、例え
ば式（４）で表わされる伝達関数を持った第５図に示さ
れるフィルタと同様な帯域通過フィルタ60に供給され
る。そこで帯域通過濾波されたサンプルは、第3B図に示
された関数と同様な伝達関数を持つくし形フィルタ61に
供給される。くし形フィルタ61の出力は、デジタルFM復
調器62に供給される。この復調器62は、例えば、「４つ
の連続するサンプルの組からのサンプルされたデータFM
信号の復調器（Demodulator of Sampled Data FM Signa
ls From Sets of Four Successive Samples）」という
名称の米国特許第4,547,737号明細書及び図面に記載さ
れた型のものである。
ネル中に設けることの出来る濾波及び復調システムが示
されている。ADC12からのデジタル・サンプルは、例え
ば式（４）で表わされる伝達関数を持った第５図に示さ
れるフィルタと同様な帯域通過フィルタ60に供給され
る。そこで帯域通過濾波されたサンプルは、第3B図に示
された関数と同様な伝達関数を持つくし形フィルタ61に
供給される。くし形フィルタ61の出力は、デジタルFM復
調器62に供給される。この復調器62は、例えば、「４つ
の連続するサンプルの組からのサンプルされたデータFM
信号の復調器（Demodulator of Sampled Data FM Signa
ls From Sets of Four Successive Samples）」という
名称の米国特許第4,547,737号明細書及び図面に記載さ
れた型のものである。
くし形フィルタ61によって生成された濾波済みFM信号
の余弦振幅応答特性は、復調された信号の余弦振幅応答
特性となる。この復調された信号の余弦振幅応答特性を
補償するため、補償フィルタ即ち補償回路63がFM復調器
62に縦続接続されている。補償回路63は、FM復調器62の
前後いずれに設けてもよい。補償回路63は、周波数スペ
クトルの余弦ロールオフと相補的であるような伝達関数
を持っている。このような伝達関数の例Hc（ｆ）は、 によって与えられる。この伝達関数は、例えば第７図に
示す回路によって実現できる。第７図において、補償す
べき信号が、端子70に供給され、次いで遅延素子71及び
72の縦続接続体に供給される。遅延素子の各々は、信号
サンプルを5H/20の期間（但し、Ｈは水平走査周波数の
期間）だけ遅延させる。遅延素子71からの出力信号はス
ケーリング回路73に供給され、スケーリング回路73はこ
の信号に係数３を乗ずる。スケーリング回路73の出力
は、正の極性で信号合成器74に供給され、合成器74でと
もに負の極性にある入力信号と遅延素子72の出力信号と
に組合わされる。信号合成器74の出力から補償済みの信
号が得られる。
の余弦振幅応答特性は、復調された信号の余弦振幅応答
特性となる。この復調された信号の余弦振幅応答特性を
補償するため、補償フィルタ即ち補償回路63がFM復調器
62に縦続接続されている。補償回路63は、FM復調器62の
前後いずれに設けてもよい。補償回路63は、周波数スペ
クトルの余弦ロールオフと相補的であるような伝達関数
を持っている。このような伝達関数の例Hc（ｆ）は、 によって与えられる。この伝達関数は、例えば第７図に
示す回路によって実現できる。第７図において、補償す
べき信号が、端子70に供給され、次いで遅延素子71及び
72の縦続接続体に供給される。遅延素子の各々は、信号
サンプルを5H/20の期間（但し、Ｈは水平走査周波数の
期間）だけ遅延させる。遅延素子71からの出力信号はス
ケーリング回路73に供給され、スケーリング回路73はこ
の信号に係数３を乗ずる。スケーリング回路73の出力
は、正の極性で信号合成器74に供給され、合成器74でと
もに負の極性にある入力信号と遅延素子72の出力信号と
に組合わされる。信号合成器74の出力から補償済みの信
号が得られる。
式（５）で表わされる伝達関数は余弦線形歪みに対し
て厳密な補償を行なうことはできないが、特に回路が簡
単であるという点を考慮すれば十分に受入れることが出
来るものである。
て厳密な補償を行なうことはできないが、特に回路が簡
単であるという点を考慮すれば十分に受入れることが出
来るものである。
第3B図に表わしたくし形フィルタ周波数特性は、SAP
信号の領域中に在る通過帯域がSAP搬送波について対称
的に配置されていることを示している。これを位相変調
された信号或いは周波数変調された信号を分離する際に
くし形フィルタを使用するための原則とみなすことは出
来ない。くし形フィルタを組込んだシステムが適切に動
作するための必要条件は、式（３）の余弦の偏角移相量
が180度を越えないこと、くし形フィルタの通過帯域は
選択的に分離されるべき情報信号の実質的にすべての側
波帯が含まれていることである。
信号の領域中に在る通過帯域がSAP搬送波について対称
的に配置されていることを示している。これを位相変調
された信号或いは周波数変調された信号を分離する際に
くし形フィルタを使用するための原則とみなすことは出
来ない。くし形フィルタを組込んだシステムが適切に動
作するための必要条件は、式（３）の余弦の偏角移相量
が180度を越えないこと、くし形フィルタの通過帯域は
選択的に分離されるべき情報信号の実質的にすべての側
波帯が含まれていることである。
第3A図のくし形フィルタには、fHの偶数倍位置で周波
数応答特性がゼロになるように設定する減算回路40が設
けられている。この減算回路40の代りに加算回路を用い
ると、周波数応答特性はfHの奇数倍位置でゼロになる。
周波数応答特性がfHの奇数倍位置でゼロになるくし形フ
ィルタは、日本（EIAJ）方式のステレオ・テレビジョン
音声信号の合成音声信号の（Ｌ−Ｒ）成分を分離するの
に利用できるという利点がある。これは、日本方式にお
ける合成音声信号の（Ｌ−Ｒ）成分が2fHのFM搬送波で
あるためである。くし形フィルタ周波数応答特性の初期
のゼロ値は、fHと3fH位置に起こり、これらの分周波に
よって生じるバズを打消すという利点がある。
数応答特性がゼロになるように設定する減算回路40が設
けられている。この減算回路40の代りに加算回路を用い
ると、周波数応答特性はfHの奇数倍位置でゼロになる。
周波数応答特性がfHの奇数倍位置でゼロになるくし形フ
ィルタは、日本（EIAJ）方式のステレオ・テレビジョン
音声信号の合成音声信号の（Ｌ−Ｒ）成分を分離するの
に利用できるという利点がある。これは、日本方式にお
ける合成音声信号の（Ｌ−Ｒ）成分が2fHのFM搬送波で
あるためである。くし形フィルタ周波数応答特性の初期
のゼロ値は、fHと3fH位置に起こり、これらの分周波に
よって生じるバズを打消すという利点がある。
本願の特許請求の範囲の欄に記載した合成信号という
用語は、例えばBTACステレオ信号のような１つ以上の情
報信号を含む信号或いは信号スペクトルを含むものとす
る。この定義には、FMアンテナによって受信される信号
の帯域も含まれている。従って、特許請求の範囲は、放
送FM信号のスペクトルからFMラジオ信号を分離する装置
も含むものとする。
用語は、例えばBTACステレオ信号のような１つ以上の情
報信号を含む信号或いは信号スペクトルを含むものとす
る。この定義には、FMアンテナによって受信される信号
の帯域も含まれている。従って、特許請求の範囲は、放
送FM信号のスペクトルからFMラジオ信号を分離する装置
も含むものとする。
第１図はBTSC合成ステレオ・テレビジョン音声信号の周
波数スペクトルを示す波形図、第２図はテレビジョン受
像機においてステレオ音声信号を処理する回路のブロッ
ク図、第3Aはこの発明を実施した合成音声信号からFM信
号を分離する一例くし形フィルタのブロック図、第3Bは
第3A図のくし形フィルタの周波数応答特性の波形図、第
４図は第3A図のくし形フィルタに縦続接続してBTSC合成
音声信号からSAP信号を分離することが出来る帯域通過
フィルタの波形図、第５図は第４図に示す周波数応答特
性を得ることが出来る帯域通過フィルタのの代表的な一
例のブロック図、第６図は第２図の回路のSAPチャンネ
ルに利用できるこの発明を実施した一例濾波及び復調回
路のブロック図、第７図は第２図のくし形フィルタによ
って与えられる振幅歪みを補償することが出来る回路の
代表な一例のブロック図である。 10……合成音声信号を受信する入力、40……組合わせ手
段。
波数スペクトルを示す波形図、第２図はテレビジョン受
像機においてステレオ音声信号を処理する回路のブロッ
ク図、第3Aはこの発明を実施した合成音声信号からFM信
号を分離する一例くし形フィルタのブロック図、第3Bは
第3A図のくし形フィルタの周波数応答特性の波形図、第
４図は第3A図のくし形フィルタに縦続接続してBTSC合成
音声信号からSAP信号を分離することが出来る帯域通過
フィルタの波形図、第５図は第４図に示す周波数応答特
性を得ることが出来る帯域通過フィルタのの代表的な一
例のブロック図、第６図は第２図の回路のSAPチャンネ
ルに利用できるこの発明を実施した一例濾波及び復調回
路のブロック図、第７図は第２図のくし形フィルタによ
って与えられる振幅歪みを補償することが出来る回路の
代表な一例のブロック図である。 10……合成音声信号を受信する入力、40……組合わせ手
段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭59−79623（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−30404（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−29804（ＪＰ，Ａ) 特開 昭48−30803（ＪＰ，Ａ) 特公 昭49−13881（ＪＰ，Ｂ２) 実公 昭55−3729（ＪＰ，Ｙ２) 米国特許4747140（ＵＳ，Ａ) 米国特許4569072（ＵＳ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】位相変調信号または周波数変調信号を複合
信号から分離するための装置であって、 位相変調成分または周波数変調成分を含む複合信号の信
号源と、 複数の振幅零および振幅最大の点を交互に生じる周波数
特性を有し、該振幅零の連続した２つの点に挟まれてい
る周波数スペクトルは、分離すべき前記成分により占有
されている全周波数スペクトルを包含しているくし形フ
ィルタと、 前記成分により占有されている周波数スペクトルを含む
通過帯域を有し、該通過帯域は、前記振幅零の連続した
２つの点に挟まれている周波数スペクトルよりも幅広く
及んでいるバンドパスフィルタと、 前記信号源に対して前記くし形フィルタおよび前記バン
ドパスフィルタを直列に結合する手段とを備え、 前記くし形フィルタは通過帯域の周波数応答を規定し、
前記バンドパスフィルタは、前記くし形フィルタおよび
前記バンドパスフィルタの直列結合による通過帯域の外
部における信号減衰を与えることを特徴とする合成信号
の成分を分離する装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US946042 | 1986-12-24 | ||
| US06/946,042 US4747140A (en) | 1986-12-24 | 1986-12-24 | Low distortion filters for separating frequency or phase modulated signals from composite signals |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63169808A JPS63169808A (ja) | 1988-07-13 |
| JPH0812983B2 true JPH0812983B2 (ja) | 1996-02-07 |
Family
ID=25483870
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62326648A Expired - Lifetime JPH0812983B2 (ja) | 1986-12-24 | 1987-12-23 | 合成信号の成分を分離する装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4747140A (ja) |
| JP (1) | JPH0812983B2 (ja) |
| KR (1) | KR960014117B1 (ja) |
| CA (1) | CA1282167C (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4747140A (en) | 1986-12-24 | 1988-05-24 | Rca Corporation | Low distortion filters for separating frequency or phase modulated signals from composite signals |
| KR100214481B1 (ko) * | 1996-05-21 | 1999-08-02 | 구본준 | 음성다중 신호처리장치 |
| US5796842A (en) * | 1996-06-07 | 1998-08-18 | That Corporation | BTSC encoder |
| US8908872B2 (en) * | 1996-06-07 | 2014-12-09 | That Corporation | BTSC encoder |
| US7079657B2 (en) * | 2002-02-26 | 2006-07-18 | Broadcom Corporation | System and method of performing digital multi-channel audio signal decoding |
| CA2506578A1 (en) * | 2002-11-19 | 2004-06-03 | Cable Electronics, Inc. | Digitally decoding an mts signal |
| US7489362B2 (en) * | 2003-03-04 | 2009-02-10 | Broadcom Corporation | Television functionality on a chip |
| US20050036626A1 (en) * | 2003-08-15 | 2005-02-17 | Hoang Nhu | Method and system for processing a Japanese BTSC signal |
| MX2007001950A (es) * | 2004-08-17 | 2007-07-11 | That Corp | Filtro digital recursivo configurable que procesa senales de audio de television. |
| JP2009010841A (ja) * | 2007-06-29 | 2009-01-15 | Kenwood Corp | ステレオ復調装置及びステレオ復調方法 |
| CN103048044A (zh) * | 2011-10-11 | 2013-04-17 | 中国科学院化学研究所 | 一种和频光谱微弱信号检测系统 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4569072A (en) | 1982-12-03 | 1986-02-04 | U.S. Philips Corporation | Clock-controlled filtering arrangement |
| US4747140A (en) | 1986-12-24 | 1988-05-24 | Rca Corporation | Low distortion filters for separating frequency or phase modulated signals from composite signals |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4072984A (en) * | 1975-04-14 | 1978-02-07 | Thomson-Csf Laboratories, Inc. | Chrominance-luminance separator |
| JPS553729U (ja) * | 1978-06-21 | 1980-01-11 | ||
| US4329714A (en) * | 1980-11-26 | 1982-05-11 | Rca Corporation | Audio distortion eliminator |
| JPS5979623A (ja) * | 1982-10-29 | 1984-05-08 | Tokyo Denki Daigaku | 直線位相ｆｉｒディジタルフィルタ |
| US4547737A (en) * | 1983-07-29 | 1985-10-15 | Rca Corporation | Demodulator of sampled data FM signals from sets of four successive samples |
-
1986
- 1986-12-24 US US06/946,042 patent/US4747140A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-12-10 CA CA000554012A patent/CA1282167C/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-12-23 JP JP62326648A patent/JPH0812983B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-24 KR KR1019870014899A patent/KR960014117B1/ko not_active IP Right Cessation
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4569072A (en) | 1982-12-03 | 1986-02-04 | U.S. Philips Corporation | Clock-controlled filtering arrangement |
| US4747140A (en) | 1986-12-24 | 1988-05-24 | Rca Corporation | Low distortion filters for separating frequency or phase modulated signals from composite signals |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4747140A (en) | 1988-05-24 |
| CA1282167C (en) | 1991-03-26 |
| JPS63169808A (ja) | 1988-07-13 |
| KR880008513A (ko) | 1988-08-31 |
| KR960014117B1 (ko) | 1996-10-14 |
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