JPS63169808A - 合成信号の成分を分離する装置 - Google Patents
合成信号の成分を分離する装置Info
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- JPS63169808A JPS63169808A JP62326648A JP32664887A JPS63169808A JP S63169808 A JPS63169808 A JP S63169808A JP 62326648 A JP62326648 A JP 62326648A JP 32664887 A JP32664887 A JP 32664887A JP S63169808 A JPS63169808 A JP S63169808A
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 8
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 claims description 4
- 230000001934 delay Effects 0.000 claims description 3
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 claims 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 claims 1
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 18
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 10
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
- 230000003595 spectral effect Effects 0.000 description 3
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 2
- 239000002253 acid Substances 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 1
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 1
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 1
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H17/00—Networks using digital techniques
- H03H17/02—Frequency selective networks
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H15/00—Transversal filters
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/1646—Circuits adapted for the reception of stereophonic signals
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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- Computer Hardware Design (AREA)
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- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
- Television Receiver Circuits (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
く産業上の利用分野〉
この発明は、合成信号から位相変調された信号或いは周
波数変調された信号を分離することに関する。
波数変調された信号を分離することに関する。
〈発明の背景〉
位相変調された信号或いは周波数変調された信号を濾波
する際、特に重要なことは位相の非直線性を信号中に導
入しないようにすることである。
する際、特に重要なことは位相の非直線性を信号中に導
入しないようにすることである。
これは、このような非直線性は（直線歪みとは違って）
効果的に補正或いは補償できないためである。従って、
例えばＦＭ酸成分含む合成ステレオ音声信号の諸成分を
非直線歪みの導入なしに分離しようとする場合には、分
離用のフィルタは少なくとも各成分の通過帯域を通じて
直線的な位相特性を持っていなければならない。
効果的に補正或いは補償できないためである。従って、
例えばＦＭ酸成分含む合成ステレオ音声信号の諸成分を
非直線歪みの導入なしに分離しようとする場合には、分
離用のフィルタは少なくとも各成分の通過帯域を通じて
直線的な位相特性を持っていなければならない。
このようなフィルタは、通過帯域全体に互って直線的な
位相特性をもち歪みがなく且つボックスカー形の周波数
応答特性を持つことが望ましい。
位相特性をもち歪みがなく且つボックスカー形の周波数
応答特性を持つことが望ましい。
しかし、このようなフィルタは、特に実現することが難
かしく且つ高価になる。
かしく且つ高価になる。
〈発明の概要゛〉
この発明は、合成信号から周波数変調された信・号或い
は位相変調された信号を分離するフィルタを構成するも
ので、このフィルタは帯域通過フィルタと通過帯域が目
的とする周波数範囲内にあるくし形フィルタとの縦続接
続体から成る。このくし形フィルタによって、分離され
た成分の周波数応答特性が決定され、且つ瞬時信号周波
数に非直線歪みを生じることはない、上記帯域通過フィ
ルタは、その周波数応答特性が理想的な形からかけ離れ
たものであってもよいが、帯域外の信号成分を十分に減
衰させるものである。
は位相変調された信号を分離するフィルタを構成するも
ので、このフィルタは帯域通過フィルタと通過帯域が目
的とする周波数範囲内にあるくし形フィルタとの縦続接
続体から成る。このくし形フィルタによって、分離され
た成分の周波数応答特性が決定され、且つ瞬時信号周波
数に非直線歪みを生じることはない、上記帯域通過フィ
ルタは、その周波数応答特性が理想的な形からかけ離れ
たものであってもよいが、帯域外の信号成分を十分に減
衰させるものである。
これらのくし形フィルタと非理想的帯域通過フィルタと
の組合わせによって、所望の直線的な位相特性のボック
スカー形周波数応答特性を呈するものではなく寧ろ直線
的な位相特性で余弦波状の振幅対周波数特性が得られる
。しかし、この余弦波状の周波数特性は、直線性を有し
補償することができる。
の組合わせによって、所望の直線的な位相特性のボック
スカー形周波数応答特性を呈するものではなく寧ろ直線
的な位相特性で余弦波状の振幅対周波数特性が得られる
。しかし、この余弦波状の周波数特性は、直線性を有し
補償することができる。
〈実施例の詳細な説明〉
この発明は、アナログ信号或いはデジタル信号の何れに
ついても実施することが出来、また後者の場合には並列
ビット方式と直列ビット方式の何れにおいても実施でき
る。説明の便宜上、ＢＴＳＣステレオ音声を再生するテ
レビジョン受像機に関連してこの発明を説明することに
する。
ついても実施することが出来、また後者の場合には並列
ビット方式と直列ビット方式の何れにおいても実施でき
る。説明の便宜上、ＢＴＳＣステレオ音声を再生するテ
レビジョン受像機に関連してこの発明を説明することに
する。
現在米国で使用されているステレオ音声方式は、放送テ
レビジョン−システム委員会（Ｂｒｏａｄ−ｃａｓｔ
Ｔｅ１ｅｖｉＳｉｏｎ ｓｌｓｔｅｍｓ （：ｏｉ＋ｎ
１ｔｔｅｅ即ちＢＴＳＣ）の後援の下に電子工業協会（
Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｉｎｄｕｇｔｒ−ｉｅｓ Ａｓ
５ｏｃｉａｔｊｏｎ即ちＥＩＡ ）が選定したものであ
る。その音声信号は、既存のモノラル・テレビジ璽ン音
声信号のスペクトル・スペース中の搬送波に乗せて送信
される合成信号で構成されている。
レビジョン−システム委員会（Ｂｒｏａｄ−ｃａｓｔ
Ｔｅ１ｅｖｉＳｉｏｎ ｓｌｓｔｅｍｓ （：ｏｉ＋ｎ
１ｔｔｅｅ即ちＢＴＳＣ）の後援の下に電子工業協会（
Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｉｎｄｕｇｔｒ−ｉｅｓ Ａｓ
５ｏｃｉａｔｊｏｎ即ちＥＩＡ ）が選定したものであ
る。その音声信号は、既存のモノラル・テレビジ璽ン音
声信号のスペクトル・スペース中の搬送波に乗せて送信
される合成信号で構成されている。
この合成信号には、左プラス右（Ｌ＋Ｒ）モノラル音声
信号、テレビジョン受像機の水平走査周波数Ｆ＋（１５
，７３４ｋＨ２）に等しい周波数のパイロット信号、２
ｆｎの周波数を持つ搬送波を振幅変調する差信号（Ｌ−
Ｒ）、及び５ｆＨの周波数を持つ搬送波を周波数変調す
る第２の音声プログラム（ＳＡＰ）信号が含まれている
。第１図にはこの合成音声信号の信号スペクトルが示さ
れている。
信号、テレビジョン受像機の水平走査周波数Ｆ＋（１５
，７３４ｋＨ２）に等しい周波数のパイロット信号、２
ｆｎの周波数を持つ搬送波を振幅変調する差信号（Ｌ−
Ｒ）、及び５ｆＨの周波数を持つ搬送波を周波数変調す
る第２の音声プログラム（ＳＡＰ）信号が含まれている
。第１図にはこの合成音声信号の信号スペクトルが示さ
れている。
この合成音声信号は、放送テレビジョン信号の周波数変
調された搬送波成分として送信され、テレビジョン受像
機内で検波されて第１図に示すような周波数スペクトル
を持ったベースバンド合成音声信号に復調される。続い
てこの合成音声信号は、その可聴（オーディオ）信号を
音声再生用に調節する処理を行う第２図に示すような回
路網に供給される。
調された搬送波成分として送信され、テレビジョン受像
機内で検波されて第１図に示すような周波数スペクトル
を持ったベースバンド合成音声信号に復調される。続い
てこの合成音声信号は、その可聴（オーディオ）信号を
音声再生用に調節する処理を行う第２図に示すような回
路網に供給される。
第２図について説明すると、復調された合成音声信号は
、接続部１０を介してアナログ−デジタル変換器（ＡＤ
Ｃ）１２へ供給される。ＡＤＣ１２は、エイリアシング
を防ぐためにナイキスト・サンプリング規準を満たす周
波数で音声信号をデジタル音声信号サンプルに変換する
。このデジタル音声信号サンプルは、約１５ｋＨｚの通
過帯域を持つ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１４に供給さ
れる。ＬＰＦ１４は、合成音声信号中の（Ｌ＋Ｒ）Ｉ＆
分を選択的に抽出する。ＬＰＦ１４からの（Ｌ＋Ｒ）成
分は、例えばデエンファシス回路、ピーキング回路、補
償遅延器等を持つ処理回路２０に供給される。処理回路
２０からの出力信号はマトリクス３２に供給され、そこ
で処理済みの（Ｌ−Ｒ）信号と組合わされ、ステレオ再
生用の左可聴信号りと右可聴信号Ｒが生成される。
、接続部１０を介してアナログ−デジタル変換器（ＡＤ
Ｃ）１２へ供給される。ＡＤＣ１２は、エイリアシング
を防ぐためにナイキスト・サンプリング規準を満たす周
波数で音声信号をデジタル音声信号サンプルに変換する
。このデジタル音声信号サンプルは、約１５ｋＨｚの通
過帯域を持つ低域通過フィルタ（ＬＰＦ）１４に供給さ
れる。ＬＰＦ１４は、合成音声信号中の（Ｌ＋Ｒ）Ｉ＆
分を選択的に抽出する。ＬＰＦ１４からの（Ｌ＋Ｒ）成
分は、例えばデエンファシス回路、ピーキング回路、補
償遅延器等を持つ処理回路２０に供給される。処理回路
２０からの出力信号はマトリクス３２に供給され、そこ
で処理済みの（Ｌ−Ｒ）信号と組合わされ、ステレオ再
生用の左可聴信号りと右可聴信号Ｒが生成される。
合成音声信号がＦＭ搬送波に乗せて送信されるため、ま
た（Ｌ−Ｒ）成分及びＳＡＰ成分が（Ｌ＋Ｒ）成分より
も高い周波数にあるため、これらはより大きなノイズ歪
みを被りやすい、この状態を改善するために、ＢＴＳＣ
方式では（Ｌ−Ｒ）信号及びＳＡＰ信号の圧伸処理を行
っている。また、受像機の価格を低減するために（Ｌ−
Ｒ）信号とＳＡＰ信号の両方に対して同じ圧伸器を使用
することが決められている。これは、使用者がステレオ
信号の一方または他方、或いはＳＡＰ＠号のいずれかを
聞く選択しかしないために可能である。従って、受像機
内の圧伸回路は、（Ｌ−Ｒ）チャンネルとＳＡＰチャン
ネルとの間で切換えられるようになっている。
た（Ｌ−Ｒ）成分及びＳＡＰ成分が（Ｌ＋Ｒ）成分より
も高い周波数にあるため、これらはより大きなノイズ歪
みを被りやすい、この状態を改善するために、ＢＴＳＣ
方式では（Ｌ−Ｒ）信号及びＳＡＰ信号の圧伸処理を行
っている。また、受像機の価格を低減するために（Ｌ−
Ｒ）信号とＳＡＰ信号の両方に対して同じ圧伸器を使用
することが決められている。これは、使用者がステレオ
信号の一方または他方、或いはＳＡＰ＠号のいずれかを
聞く選択しかしないために可能である。従って、受像機
内の圧伸回路は、（Ｌ−Ｒ）チャンネルとＳＡＰチャン
ネルとの間で切換えられるようになっている。
再び第２図を参照すると、Ａ Ｄ Ｃ１２からの合成音
声信号は、また、帯域通過フィルタ（Ｂ Ｐ Ｆ）１６
にも供給され、（Ｌ−Ｒ）成分が合成音声信号から選択
的に抽出される。（Ｌ−Ｒ）成分は振幅復調器２２に供
給され、２ｆ＋＋の搬送波が（Ｌ−Ｒ）成分から取除か
れる。信号処理技術分野の専門家であれば判るように、
振幅復調器２２が同期復調器であれば帯域通過フィルタ
１６を省略することが出来る。復調された（Ｌ−Ｒ）信
号は、使用者操作式のスイッチ２５を介して低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）２６に供給される。ＬＰＦ２６は、約
１５ｋＨｚの通過帯域幅を有し、この帯域外のノイズを
低減する。ＬＰＦ２Ｇの出力は、受像機の圧伸処理シス
テムを構成するスペクトル伸張器２８と振幅伸張器３０
との縦続接続体に供給される。圧伸処理は、例えば Ｉ
Ｅ Ｅ Ｅ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ
ｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒ−ｏｎｉ
ｃｓ（Ｖｏｌ、 ＣＭ −３０、Ｎｏ、４．１９８４年
１１月）の６３３ページ乃至６４０ページに「多重チャ
ンネル・テレビジ、ン音声用圧伸システム（Ａ ＣＣｏ
５１ｐａｎｄｉｎ ５ｙ−ｓｔｅｙａ ｆｏｒ Ｍｕｌ
ｔｉｃｈａｎｎｅｌ ＴＶ ５ｏｕｎｄ） Ｊ という
表題で掲載された論文に詳しく述べられている。
声信号は、また、帯域通過フィルタ（Ｂ Ｐ Ｆ）１６
にも供給され、（Ｌ−Ｒ）成分が合成音声信号から選択
的に抽出される。（Ｌ−Ｒ）成分は振幅復調器２２に供
給され、２ｆ＋＋の搬送波が（Ｌ−Ｒ）成分から取除か
れる。信号処理技術分野の専門家であれば判るように、
振幅復調器２２が同期復調器であれば帯域通過フィルタ
１６を省略することが出来る。復調された（Ｌ−Ｒ）信
号は、使用者操作式のスイッチ２５を介して低域通過フ
ィルタ（ＬＰＦ）２６に供給される。ＬＰＦ２６は、約
１５ｋＨｚの通過帯域幅を有し、この帯域外のノイズを
低減する。ＬＰＦ２Ｇの出力は、受像機の圧伸処理シス
テムを構成するスペクトル伸張器２８と振幅伸張器３０
との縦続接続体に供給される。圧伸処理は、例えば Ｉ
Ｅ Ｅ Ｅ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ
ｏｎ Ｃｏｎｓｕｍｅｒ Ｅｌｅｃｔｒ−ｏｎｉ
ｃｓ（Ｖｏｌ、 ＣＭ −３０、Ｎｏ、４．１９８４年
１１月）の６３３ページ乃至６４０ページに「多重チャ
ンネル・テレビジ、ン音声用圧伸システム（Ａ ＣＣｏ
５１ｐａｎｄｉｎ ５ｙ−ｓｔｅｙａ ｆｏｒ Ｍｕｌ
ｔｉｃｈａｎｎｅｌ ＴＶ ５ｏｕｎｄ） Ｊ という
表題で掲載された論文に詳しく述べられている。
Ａ Ｄ Ｃ１２からの合成音声信号は、更にまた帯域通
過フィルタ（ＢＰＦ）１８に供給され、ＢＰＦ１８はＳ
ＡＰ信号を選択的に抽出する。このＳＡＰ信号は次い？
ＦＭ復調器２４に供給され、ＦＭ復調器２４は変調ＳＡ
Ｐ信号から５ｆＨｚの搬送波を取除く、復調されたＳＡ
Ｐ信号は、使用者操作式のスイッチ２５を介してＬＰＦ
２６及び圧伸処理システムに供給される。
過フィルタ（ＢＰＦ）１８に供給され、ＢＰＦ１８はＳ
ＡＰ信号を選択的に抽出する。このＳＡＰ信号は次い？
ＦＭ復調器２４に供給され、ＦＭ復調器２４は変調ＳＡ
Ｐ信号から５ｆＨｚの搬送波を取除く、復調されたＳＡ
Ｐ信号は、使用者操作式のスイッチ２５を介してＬＰＦ
２６及び圧伸処理システムに供給される。
振幅伸張器３０の出力は、マトリクス３２の第２の入力
に供給される。（Ｌ−Ｒ）信号がマトリクス３２に供給
されると、マトリクス３２は左（Ｌ）信号と右（Ｒ）信
号を生成し、このＬ信号及びＲ信号は回路３４に供給さ
れる。
に供給される。（Ｌ−Ｒ）信号がマトリクス３２に供給
されると、マトリクス３２は左（Ｌ）信号と右（Ｒ）信
号を生成し、このＬ信号及びＲ信号は回路３４に供給さ
れる。
回路３４では、トーン、左右平衡及び音量の制御が行わ
れる０次に調節済みのＬ信号及びＲ信号は、デジタル−
アナログ変換器（ＡＤＣ）３Ｇでアナログ信号に変換さ
れてスピーカΦシステムへ供給される。
れる０次に調節済みのＬ信号及びＲ信号は、デジタル−
アナログ変換器（ＡＤＣ）３Ｇでアナログ信号に変換さ
れてスピーカΦシステムへ供給される。
また（Ｌ−Ｒ）信号の代りにＳＡＰ信号がマトリクス３
２に供給される場合には、マトリクス３２は、使用者の
選択信号によって調節されて回路３４に通ずるＬ及びＲ
信号路にモノラル信号を出力する。
２に供給される場合には、マトリクス３２は、使用者の
選択信号によって調節されて回路３４に通ずるＬ及びＲ
信号路にモノラル信号を出力する。
ＳＡＰ信号は、くシ形フィルタと比較的簡単な帯域通過
フィルタとの縦続接続体を用いて、具合よく合成音声信
号から分離できる。くシ形フィルタは、直接信号とこの
直接信号を遅延させた信号とを組合わせる。直接ＦＭ信
号を６１ｘ（ｔ）で表わし、遅延信号６１Ｘ（ｔ−Ｔ）
（但し、Ｔは遅延期間）で表わすことにする０両信号
は実質的に同じ振幅と同じ搬送波周波数ωを持っている
。信号ｘ （ｔ）は、 ｘ（ｔ）−ωｔ＋α◆φ（ｔ） （１）で表
わすことが出来、従って信号ｘ（ｔ−丁）は、ｘ（ｔ−
Ｔ）ｍ （１） ｔ＋β◆φ（ｔ−ｔ） （２）
となる（但し、α及びβは定数、φ（１）及びφ（ｔ−
７）は変調信号の瞬時位相である）、くシ形フィルタに
よって生成される和信号５（ｔ）は、５（ｔ）＝ｅｉ（
ωｔ◆（α＋β）／２＋（φ（１）＋φ（ｔ−Ｔ） ）
／２）メＣＯ５（（α−β）／２＋（φ（１）−φ（ｔ
−７））／２）よって与えられる。
フィルタとの縦続接続体を用いて、具合よく合成音声信
号から分離できる。くシ形フィルタは、直接信号とこの
直接信号を遅延させた信号とを組合わせる。直接ＦＭ信
号を６１ｘ（ｔ）で表わし、遅延信号６１Ｘ（ｔ−Ｔ）
（但し、Ｔは遅延期間）で表わすことにする０両信号
は実質的に同じ振幅と同じ搬送波周波数ωを持っている
。信号ｘ （ｔ）は、 ｘ（ｔ）−ωｔ＋α◆φ（ｔ） （１）で表
わすことが出来、従って信号ｘ（ｔ−丁）は、ｘ（ｔ−
Ｔ）ｍ （１） ｔ＋β◆φ（ｔ−ｔ） （２）
となる（但し、α及びβは定数、φ（１）及びφ（ｔ−
７）は変調信号の瞬時位相である）、くシ形フィルタに
よって生成される和信号５（ｔ）は、５（ｔ）＝ｅｉ（
ωｔ◆（α＋β）／２＋（φ（１）＋φ（ｔ−Ｔ） ）
／２）メＣＯ５（（α−β）／２＋（φ（１）−φ（ｔ
−７））／２）よって与えられる。
信号５（ｔ）の位相の項は、べき指数で表わされるが、
所望するように線形である。信号５（ｔ）の振幅関数は
、ＣＯＳ （（α−β）／２＋（φ（１）−φ（ｔ−Ｔ
））／２）の項によって決定される。振幅の項が可聴ク
リック雑音形の歪みを導入しないようにするため、偏角
が１８０度以上の位相変化をすることを防がねばならな
い、このためφ（１）−φ（ｔ−Ｔ）の項は、９０度よ
り小さくなければならない、この条件はＴΔＦの積が１
／２より小さな値に維持されれば満たされる（但し、Δ
Ｆは変調周波数の最大偏差）。
所望するように線形である。信号５（ｔ）の振幅関数は
、ＣＯＳ （（α−β）／２＋（φ（１）−φ（ｔ−Ｔ
））／２）の項によって決定される。振幅の項が可聴ク
リック雑音形の歪みを導入しないようにするため、偏角
が１８０度以上の位相変化をすることを防がねばならな
い、このためφ（１）−φ（ｔ−Ｔ）の項は、９０度よ
り小さくなければならない、この条件はＴΔＦの積が１
／２より小さな値に維持されれば満たされる（但し、Δ
Ｆは変調周波数の最大偏差）。
ＳＡＰチャンネルに設けられるくし形フィルタの場合に
は、最大周波数偏差は１０ｋＨｚ以下に制限される。従
って最大信号遅延量Ｔは５０マイクロ秒に制限される。
は、最大周波数偏差は１０ｋＨｚ以下に制限される。従
って最大信号遅延量Ｔは５０マイクロ秒に制限される。
ＳＡＰ搬送波は、テレビジョン信号の水平走査周波数の
５倍である周波数５ＦＨの位置に在る０合成音声信号は
、再生された音声信号中にバズを起こす傾向のある水平
走査周波数「Ｈの高調波を含む可能性は十分にある。更
に（Ｌ−Ｒ）信号は２ｆｈの搬送波を変調する。くシ形
フィルタ装置の遅延は、水平走査周波数の偶数高調波と
合成音声信号の（Ｌ−Ｒ）成分とを抑制するために、く
し形フィルタ応答特性が水平走査周波数の偶数倍周波数
位置でゼロ即ち谷を形成するように選択できるという利
点がある。
５倍である周波数５ＦＨの位置に在る０合成音声信号は
、再生された音声信号中にバズを起こす傾向のある水平
走査周波数「Ｈの高調波を含む可能性は十分にある。更
に（Ｌ−Ｒ）信号は２ｆｈの搬送波を変調する。くシ形
フィルタ装置の遅延は、水平走査周波数の偶数高調波と
合成音声信号の（Ｌ−Ｒ）成分とを抑制するために、く
し形フィルタ応答特性が水平走査周波数の偶数倍周波数
位置でゼロ即ち谷を形成するように選択できるという利
点がある。
水平走査期間の２分の１の遅延（３１，７４６マイクロ
秒）を与えることによって、上記のような応答特性が得
られ、ＳＡＰ信号に対してＴが５０マイクロ秒未満であ
るという制約が満たされる。第３Ａ図には、ｆＨの偶数
倍位置でゼロを示すフィルタ応答特性と、ＳＡＰ信号が
占める周波数スペクトル全体に亘る帯域通過とが得られ
るくし形フィルタの構成が略示されている。第３Ｂ図に
は、第３Ａ図のくし形フィルタの周波数応答特性が示さ
れている。
秒）を与えることによって、上記のような応答特性が得
られ、ＳＡＰ信号に対してＴが５０マイクロ秒未満であ
るという制約が満たされる。第３Ａ図には、ｆＨの偶数
倍位置でゼロを示すフィルタ応答特性と、ＳＡＰ信号が
占める周波数スペクトル全体に亘る帯域通過とが得られ
るくし形フィルタの構成が略示されている。第３Ｂ図に
は、第３Ａ図のくし形フィルタの周波数応答特性が示さ
れている。
次に、このくし形フィルタに帯域通過フィルタを縦続接
続することについて考察する。この帯域通過フィルタは
、信号スペクトルの領域内では如何なる非線形位相特性
も現れないように、関係スペクトル範囲内で比較的広い
通過帯域を持っている。このようなフィルタ特性が第４
図に実線で例示されている。帯域通過フィルタの伝達関
数Ｈ（ｆ）は、 の式で表わされる。この伝達関数はｆＨと ３ｂ＋の位
置でゼロとなり、これによってｒｎに在るパイロット信
号と水平走査周波数の第３高調波３ｆＨとが除かれる。
続することについて考察する。この帯域通過フィルタは
、信号スペクトルの領域内では如何なる非線形位相特性
も現れないように、関係スペクトル範囲内で比較的広い
通過帯域を持っている。このようなフィルタ特性が第４
図に実線で例示されている。帯域通過フィルタの伝達関
数Ｈ（ｆ）は、 の式で表わされる。この伝達関数はｆＨと ３ｂ＋の位
置でゼロとなり、これによってｒｎに在るパイロット信
号と水平走査周波数の第３高調波３ｆＨとが除かれる。
これら帯域通過フィルタとくし形フィルタとの合成伝達
関数が第４図に破線で示されている。この図から、ＳＡ
Ｐチャンネルの通過帯域がくし形フィルタによって決定
され、且つ周波数スペクトルの（Ｌ＋Ｒ）信号範囲、（
Ｌ−Ｒ）信号範囲及びパイロット信号範囲が著しく減衰
させられることが判る。更に、関係スペクトル範囲内に
おいて、５ｆ＋＋のＳＡＰ搬送波を除く水平走査周波数
ｆＨのすべての高調波が実質的に除去される。
関数が第４図に破線で示されている。この図から、ＳＡ
Ｐチャンネルの通過帯域がくし形フィルタによって決定
され、且つ周波数スペクトルの（Ｌ＋Ｒ）信号範囲、（
Ｌ−Ｒ）信号範囲及びパイロット信号範囲が著しく減衰
させられることが判る。更に、関係スペクトル範囲内に
おいて、５ｆ＋＋のＳＡＰ搬送波を除く水平走査周波数
ｆＨのすべての高調波が実質的に除去される。
第４図に示された伝達関数を実現する帯域通過フィルタ
が第５図に示されている。第５図において、濾波される
べき信号は端子５０に供給され、次いで縦続接続された
遅延素子５１乃至５４に供給される。遅延素子５１乃至
５４の各々はこの信号を２Ｈ／２０だけ遅延させる（但
し、Ｈは水平走査周波数の周期）、この信号はデジタル
方式であり２Ｏｆ＋の周波数でサンプルされたものであ
ると仮定する。この入力信号と各遅延素子の出力信号と
は信号合成器５５に供給され、信号合成器５５はこれら
の信号を図示の極性で加算する。即ち、入力信号と遅延
素子５２及び５４からの出力信号とは、正の極性で遅延
素子５１及び５３からの負の極性の出力信号と合成され
、帯域通過濾波された出力信号ＯＵＴが生成される。
が第５図に示されている。第５図において、濾波される
べき信号は端子５０に供給され、次いで縦続接続された
遅延素子５１乃至５４に供給される。遅延素子５１乃至
５４の各々はこの信号を２Ｈ／２０だけ遅延させる（但
し、Ｈは水平走査周波数の周期）、この信号はデジタル
方式であり２Ｏｆ＋の周波数でサンプルされたものであ
ると仮定する。この入力信号と各遅延素子の出力信号と
は信号合成器５５に供給され、信号合成器５５はこれら
の信号を図示の極性で加算する。即ち、入力信号と遅延
素子５２及び５４からの出力信号とは、正の極性で遅延
素子５１及び５３からの負の極性の出力信号と合成され
、帯域通過濾波された出力信号ＯＵＴが生成される。
第６図には、第２図の素子１８及び２４としてＳＡＰチ
ャンネル中に設けることの出来る濾波及び復調システム
が示されている。ＡＤＣ１２からのデジタル中サンプル
は、例えば式（４）で表わされる伝達関数を持った第５
図に示されるフィルタと同様な帯域通過フィルタ６０に
供給される。そこで帯域通過濾波されたサンプルは、第
３Ｂ図に示された関数と同様な伝達関数を持つくし形フ
ィルタ６１に供給される。くシ形フィルタ６１の出力は
、デジタルＦＭ復調器６２に供給される。この復調器６
２は、例えば、「４つの連続するサンプルの組からのサ
ンプルされたデータＦＭ信号の復調器（Ｄｅ■ａｄｕｌ
ａｔ−Ｏｒ Ｏす ５ａｍｐｌｅｄ Ｄａｔａ Ｆ
Ｍ Ｓｉｇｎａｌｓ Ｆｒｏｍ ５ｅｔｓ ｏ
ｆＦｏｕｒ ５ｕｃｃｅｓｓｉｖｅ Ｓａｍｐｌｅｓ）
Ｊという名称の米国特許第４，５４７，７３７号明細書
及び図面に記載された型のものである。
ャンネル中に設けることの出来る濾波及び復調システム
が示されている。ＡＤＣ１２からのデジタル中サンプル
は、例えば式（４）で表わされる伝達関数を持った第５
図に示されるフィルタと同様な帯域通過フィルタ６０に
供給される。そこで帯域通過濾波されたサンプルは、第
３Ｂ図に示された関数と同様な伝達関数を持つくし形フ
ィルタ６１に供給される。くシ形フィルタ６１の出力は
、デジタルＦＭ復調器６２に供給される。この復調器６
２は、例えば、「４つの連続するサンプルの組からのサ
ンプルされたデータＦＭ信号の復調器（Ｄｅ■ａｄｕｌ
ａｔ−Ｏｒ Ｏす ５ａｍｐｌｅｄ Ｄａｔａ Ｆ
Ｍ Ｓｉｇｎａｌｓ Ｆｒｏｍ ５ｅｔｓ ｏ
ｆＦｏｕｒ ５ｕｃｃｅｓｓｉｖｅ Ｓａｍｐｌｅｓ）
Ｊという名称の米国特許第４，５４７，７３７号明細書
及び図面に記載された型のものである。
くし形フィルタ６１によって生成された濾波済みＦＭ信
号の余弦振幅応答特性は、復調された信号の余弦振幅応
答特性となる。この復調された信号の余弦振幅応答特性
を補償するため、補償フィルタ即ち補償回路６３がＦＭ
復調器６２に縦続接続されている。補償回路６３は、Ｆ
Ｍ復調器６２の前後いずれに設けてもよい、補償回路６
３は、周波数スペクトルの余弦ロールオフと相補的であ
るような祖連関数を持っている。このような伝達関数の
例しくｆ）は、 によって与えられる。この伝達関数は、例えば第７図に
示す回路によって実現できる。第７図において、補償す
べき信号が、端子７０に供給され、次いで遅延素子７１
及び７２の縦続接続体に供給される。遅延素子の各々は
、信号サンプルを５Ｈ／２０の期間（但し、Ｈは水平走
査周波数の期間）だけ遅延させる。遅延素子７１からの
出力信号はスケーリング回路７３に供給され、スケーリ
ング回路７３はこの信号に係数３を乗する。スケーリン
グ回路７３の出力は、正の極性で信号合成器７４に供給
され、合成器７４でともに負の極性にある入力信号と遅
延素子７２の出力信号とに組合わされる。信号合成器７
４の出力から補償済みの信号が得られる。
号の余弦振幅応答特性は、復調された信号の余弦振幅応
答特性となる。この復調された信号の余弦振幅応答特性
を補償するため、補償フィルタ即ち補償回路６３がＦＭ
復調器６２に縦続接続されている。補償回路６３は、Ｆ
Ｍ復調器６２の前後いずれに設けてもよい、補償回路６
３は、周波数スペクトルの余弦ロールオフと相補的であ
るような祖連関数を持っている。このような伝達関数の
例しくｆ）は、 によって与えられる。この伝達関数は、例えば第７図に
示す回路によって実現できる。第７図において、補償す
べき信号が、端子７０に供給され、次いで遅延素子７１
及び７２の縦続接続体に供給される。遅延素子の各々は
、信号サンプルを５Ｈ／２０の期間（但し、Ｈは水平走
査周波数の期間）だけ遅延させる。遅延素子７１からの
出力信号はスケーリング回路７３に供給され、スケーリ
ング回路７３はこの信号に係数３を乗する。スケーリン
グ回路７３の出力は、正の極性で信号合成器７４に供給
され、合成器７４でともに負の極性にある入力信号と遅
延素子７２の出力信号とに組合わされる。信号合成器７
４の出力から補償済みの信号が得られる。
式（５）で表わされる伝達関数は余弦線形歪みに対して
厳密な補償を行なうことはできないが、特に回路が簡単
であるという点を考慮すれば十分に受入れることが出来
るものである。
厳密な補償を行なうことはできないが、特に回路が簡単
であるという点を考慮すれば十分に受入れることが出来
るものである。
第３Ｂ図に表わしたくし形フィルタ周波数特性は、ＳＡ
Ｐ信号の領域中に在る通過帯域がＳＡＰ搬送波について
対称的に配置されていることを示している。これを位相
変調された信号或いは周波数変調された信号を分離する
際にくし形フィルタを使用するための原則とみなすこと
は出来ない。
Ｐ信号の領域中に在る通過帯域がＳＡＰ搬送波について
対称的に配置されていることを示している。これを位相
変調された信号或いは周波数変調された信号を分離する
際にくし形フィルタを使用するための原則とみなすこと
は出来ない。
くし形フィルタを組込んだシステムが適切に動作するた
めの必要条件は、式（３）の余弦の偏角移相量が１８０
度を越えないこと、くし形フィルタの通過帯域は選択的
に分離されるべき情報信号の実質的にすべての側波帯が
含まれていることである。
めの必要条件は、式（３）の余弦の偏角移相量が１８０
度を越えないこと、くし形フィルタの通過帯域は選択的
に分離されるべき情報信号の実質的にすべての側波帯が
含まれていることである。
第３Ａ図のくし形フィルタには、ｆＨの偶数倍位置で周
波数応答特性がゼロになるように設定する減算回路４０
が設けられている。この減算回路４０の代りに加算回路
を用いると、周波数応答特性はｆＨの奇数倍位置でゼロ
になる０周波数応答特性がｆＨの奇数倍位置でゼロにな
るくし形フィルタは、日本（ＥＩＡＪ）方式のステレオ
・テレビジ璽ン音声信号の合成音声信号の（Ｌ−Ｒ）成
分を分離するのに利用できるという利点がある。これは
、日本方式における合成音声信号の（Ｌ−Ｒ）成分が２
ｆ＋＋のＦＭ搬送波であるためである。くシ形フィルタ
周波数応答特性の初期のゼロ値は、ｆＨと３ｂ＋位置に
起こり、これらの分周波によって生じるバズを打消すと
いう利点がある。
波数応答特性がゼロになるように設定する減算回路４０
が設けられている。この減算回路４０の代りに加算回路
を用いると、周波数応答特性はｆＨの奇数倍位置でゼロ
になる０周波数応答特性がｆＨの奇数倍位置でゼロにな
るくし形フィルタは、日本（ＥＩＡＪ）方式のステレオ
・テレビジ璽ン音声信号の合成音声信号の（Ｌ−Ｒ）成
分を分離するのに利用できるという利点がある。これは
、日本方式における合成音声信号の（Ｌ−Ｒ）成分が２
ｆ＋＋のＦＭ搬送波であるためである。くシ形フィルタ
周波数応答特性の初期のゼロ値は、ｆＨと３ｂ＋位置に
起こり、これらの分周波によって生じるバズを打消すと
いう利点がある。
本願の特許請求の範囲の欄に記載した合成信号という用
語は、例えばＢＴＡＣステレオ信号のような１つ以上の
情報信号を含む信号或いは信号スペクトルを含むものと
する。この定義には、ＦＭアンテナによって受信される
信号の帯域も含まれている。従って、特許請求の範囲は
、放送ＦＭ信号のスペクトルからＦＭラジオ信号を分離
する装置も含むものとする。
語は、例えばＢＴＡＣステレオ信号のような１つ以上の
情報信号を含む信号或いは信号スペクトルを含むものと
する。この定義には、ＦＭアンテナによって受信される
信号の帯域も含まれている。従って、特許請求の範囲は
、放送ＦＭ信号のスペクトルからＦＭラジオ信号を分離
する装置も含むものとする。
第１図はＢＴＳＣ合成ステレオ・テレビジョン音声信号
の周波数スペクトルを示す波形図、第２図はテレビジョ
ン受像機においてステレオ音声信号を処理する回路のブ
ロック図、第３Ａはこの発明を実施した合成音声信号か
らＦＭ信号を分離する一例くし形フィルタのブロック図
、第３Ｂは第３Ａ図のくし形フィルタの周波数応答特性
の波形図、第４図は第３Ａ図のくし形フィルタに縦続接
続してＢＴＳＣ合成音声信号からＳＡＰ信号を分離する
ことが出来る帯域通過フィルタの波形図、第５図は第４
図に示す周波数応答特性を得ることが出来る帯域通過フ
ィルタのの代表的な一例のブロック図、第６図は第２図
の回路のＳＡＰチャンネルに利用できるこの発明を実施
した一例濾波及び復調回路のブロック図、第７図は第２
図のくし形フィルタによって与えられる振幅歪みを補償
することが出来る回路の代表的な一例のブロック図であ
る。 １０・・・・合成音声信号を受信する入力、４０・・・
・組合わせ手段。
の周波数スペクトルを示す波形図、第２図はテレビジョ
ン受像機においてステレオ音声信号を処理する回路のブ
ロック図、第３Ａはこの発明を実施した合成音声信号か
らＦＭ信号を分離する一例くし形フィルタのブロック図
、第３Ｂは第３Ａ図のくし形フィルタの周波数応答特性
の波形図、第４図は第３Ａ図のくし形フィルタに縦続接
続してＢＴＳＣ合成音声信号からＳＡＰ信号を分離する
ことが出来る帯域通過フィルタの波形図、第５図は第４
図に示す周波数応答特性を得ることが出来る帯域通過フ
ィルタのの代表的な一例のブロック図、第６図は第２図
の回路のＳＡＰチャンネルに利用できるこの発明を実施
した一例濾波及び復調回路のブロック図、第７図は第２
図のくし形フィルタによって与えられる振幅歪みを補償
することが出来る回路の代表的な一例のブロック図であ
る。 １０・・・・合成音声信号を受信する入力、４０・・・
・組合わせ手段。
Claims (1)
- （１）合成信号を受信する入力と、 上記入力に結合された入力端子と出力端子とを有し、上
記入力端子に得られる信号をパイロット信号の期間の２
分の１に実質的に等しい期間だけ遅延させる遅延素子と
、 上記入力端子と上記遅延素子の出力とに結合されていて
、上記入力端子からの非遅延信号と上記遅延素子からの
遅延信号とを組合わせる信号合成手段とを具備して成る
、パイロット信号を含む合成信号の成分を分離する装置
。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/946,042 US4747140A (en) | 1986-12-24 | 1986-12-24 | Low distortion filters for separating frequency or phase modulated signals from composite signals |
| US946042 | 1986-12-24 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63169808A true JPS63169808A (ja) | 1988-07-13 |
| JPH0812983B2 JPH0812983B2 (ja) | 1996-02-07 |
Family
ID=25483870
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62326648A Expired - Lifetime JPH0812983B2 (ja) | 1986-12-24 | 1987-12-23 | 合成信号の成分を分離する装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4747140A (ja) |
| JP (1) | JPH0812983B2 (ja) |
| KR (1) | KR960014117B1 (ja) |
| CA (1) | CA1282167C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009010841A (ja) * | 2007-06-29 | 2009-01-15 | Kenwood Corp | ステレオ復調装置及びステレオ復調方法 |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4747140A (en) | 1986-12-24 | 1988-05-24 | Rca Corporation | Low distortion filters for separating frequency or phase modulated signals from composite signals |
| KR100214481B1 (ko) * | 1996-05-21 | 1999-08-02 | 구본준 | 음성다중 신호처리장치 |
| US8908872B2 (en) * | 1996-06-07 | 2014-12-09 | That Corporation | BTSC encoder |
| US5796842A (en) * | 1996-06-07 | 1998-08-18 | That Corporation | BTSC encoder |
| US7079657B2 (en) * | 2002-02-26 | 2006-07-18 | Broadcom Corporation | System and method of performing digital multi-channel audio signal decoding |
| CA2506578A1 (en) * | 2002-11-19 | 2004-06-03 | Cable Electronics, Inc. | Digitally decoding an mts signal |
| US20050036626A1 (en) * | 2003-08-15 | 2005-02-17 | Hoang Nhu | Method and system for processing a Japanese BTSC signal |
| US7489362B2 (en) * | 2003-03-04 | 2009-02-10 | Broadcom Corporation | Television functionality on a chip |
| EP1787409A4 (en) * | 2004-08-17 | 2010-10-20 | That Corp | CONFIGURABLE RECYCLING DIGITAL FILTER FOR PROCESSING TELEVISION AUDIO SIGNALS |
| CN103048044A (zh) * | 2011-10-11 | 2013-04-17 | 中国科学院化学研究所 | 一种和频光谱微弱信号检测系统 |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS553729U (ja) * | 1978-06-21 | 1980-01-11 | ||
| JPS5979623A (ja) * | 1982-10-29 | 1984-05-08 | Tokyo Denki Daigaku | 直線位相ｆｉｒディジタルフィルタ |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4072984A (en) * | 1975-04-14 | 1978-02-07 | Thomson-Csf Laboratories, Inc. | Chrominance-luminance separator |
| US4329714A (en) * | 1980-11-26 | 1982-05-11 | Rca Corporation | Audio distortion eliminator |
| NL8204687A (nl) * | 1982-12-03 | 1984-07-02 | Philips Nv | Klokgestuurde filterinrichting. |
| US4547737A (en) * | 1983-07-29 | 1985-10-15 | Rca Corporation | Demodulator of sampled data FM signals from sets of four successive samples |
| US4747140A (en) | 1986-12-24 | 1988-05-24 | Rca Corporation | Low distortion filters for separating frequency or phase modulated signals from composite signals |
-
1986
- 1986-12-24 US US06/946,042 patent/US4747140A/en not_active Expired - Lifetime
-
1987
- 1987-12-10 CA CA000554012A patent/CA1282167C/en not_active Expired - Fee Related
- 1987-12-23 JP JP62326648A patent/JPH0812983B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1987-12-24 KR KR1019870014899A patent/KR960014117B1/ko not_active IP Right Cessation
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS553729U (ja) * | 1978-06-21 | 1980-01-11 | ||
| JPS5979623A (ja) * | 1982-10-29 | 1984-05-08 | Tokyo Denki Daigaku | 直線位相ｆｉｒディジタルフィルタ |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009010841A (ja) * | 2007-06-29 | 2009-01-15 | Kenwood Corp | ステレオ復調装置及びステレオ復調方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0812983B2 (ja) | 1996-02-07 |
| CA1282167C (en) | 1991-03-26 |
| KR880008513A (ko) | 1988-08-31 |
| KR960014117B1 (ko) | 1996-10-14 |
| US4747140A (en) | 1988-05-24 |
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