JPH07120987B2 - デジタル復調装置 - Google Patents

デジタル復調装置

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JPH07120987B2
JPH07120987B2 JP63210901A JP21090188A JPH07120987B2 JP H07120987 B2 JPH07120987 B2 JP H07120987B2 JP 63210901 A JP63210901 A JP 63210901A JP 21090188 A JP21090188 A JP 21090188A JP H07120987 B2 JPH07120987 B2 JP H07120987B2
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ベルナー・ライヒ
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ドイチェ・アイテイ−テイー・インダストリーズ・ゲゼルシャフト・ミト・ベシュレンクタ・ハフツンク
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Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、第１のデジタル復調装置m1および第２のデジ
タル復調装置m2を含む第１の直角位相復調装置q1と、デ
ジタル化された複合信号から第１のデシメートされた複
合信号dsを生成する第１のデシメーション回路d1と、第
１のデシメートされた複合信号dsから第２のデシメート
された複合信号ds′を生成する第２のデシメーション回
路回路d2と、第１および第２の搬送波t1,t2を生成し、
第２のデシメートされた複合信号ds′から得られた信号
によって制御される搬送波調節回路trとを具備し、第１
および第２のデジタル復調装置m1,m2は、第２のデシメ
ートされた複合信号ds′が供給され、０゜,90゜,180゜,
270゜,360゜，………，でサンプルされる、デジタル化
された正弦波の第１の搬送波t1および第１の搬送波t1と
同じ周波数を有する余弦波の第２の搬送波t2がそれぞれ
供給され、このサンプリングにより形成されるデジタル
ワードシーケンスは、それぞれ0,＋1,0,−1,0,………お
よび＋1,0,−1,0,＋1,………であり、第１の搬送波t1お
よび第２の搬送波t2のサンプル速度は、第２のデシメー
トされた複合信号ds′のサンプル速度と同じであり、搬
送波周波数と整数関係を有するデジタル復調装置に関す
る。
［従来技術］ この種のデジタル復調装置は、ドイツ特許DE−A3314603
号明細書においてデジタル直角位相振幅変調および復調
回路の一部として記載されている。
［発明の解決すべき課題］ このような従来技術の復調回路から出発して、本発明の
目的は、デジタル標準ステレオ多重信号（MPX信号）用
のデジタル復調装置を提供することである。考えられる
FM放送用ステレオ多重標準は、例えば文献（“Funkscha
u",1974年535頁乃至538頁、および1986年、No.1,43頁乃
至47頁）に記載されている。その基準によると、57kHz
で付加的な狭帯域情報チャンネルがあり、これはステレ
オパイロット信号周波数の３倍である。
［課題解決のための手段］ 本発明のデジタル復調装置は、第１のデシメーション回
路d1の入力は、その内部に含んでいるパイロット信号ps
の周波数fpの３倍の周波数において狭帯域情報チャンネ
ルikを有するデジタル化された標準ステレオ多重信号sx
であり、第１および第２の搬送波t1,t2の周波数は、パ
イロット信号psの周波数に等しく、搬送波調節回路tr
は、パイロット信号psまたは情報チャンネルikに存在す
る情報搬送波itにロックする位相ロックループの一部で
あり、さらに第３の搬送波t3、第４の搬送波t4および第
５の搬送波t5を発生し、第３の搬送波t3、第４の搬送波
t4および第５の搬送波t5は、周波数12fpでサンプルさ
れ、このサンプリングにより形成されるデジタルワード
シーケンスは＋1,−1,0の値のみを有し、第３の搬送波t
3は、周波数2fpを有し、０゜,60゜,120゜,180゜,240゜,
300゜,360゜，………，でサンプルされ、関連するデジ
タルワードは、0,＋1,＋1,0,−1,−1,0に等しく、第３
のデジタル復調装置m3に供給され、第４および第５の搬
送波t4,t5は、周波数3fpを有する直角位相信号対として
作用し、０゜,90゜,180゜,270゜,360゜，………，でサ
ンプルされ、このサンプリングにより形成されるデジタ
ルワードシーケンスは、それぞれ0,＋1,0,−1,0,………
および＋1,0,−1,0,＋1,………に等しく、それぞれ第４
のデジタル復調装置m4および第５のデジタル復調装置m5
に供給され、サンプリング周波数を周波数12fpに減少さ
せる第１のデシメーション回路d1の出力は、サンプリン
グ周波数を周波数4fpに減少させて第２のデシメート複
合信号ds′を出力する第２のデシメーション回路d2の入
力、ならびに第３、第４および第５のデジタル復調装置
m3,m4,m5の信号入力に結合され、第３のデジタル復調装
置m3の出力は、第２のデシメーション回路d2と同一構成
でありその出力が復調されたステレオ差信号dfを含む第
３のデシメーション回路d3の入力に結合され、第１およ
び第２のデジタル復調装置m1,m2からの出力は、ゼロ周
波数におけるパイロット信号psの同位相成分puおよび直
角位相成分pvをそれぞれ供給する第１のデジタルローパ
スフィルタb1および第２のデジタルローパスフィルタb2
によってそれぞれフィルタされ、第４および第５のデジ
タル復調装置m4,m5の出力は、それぞれ第３のローパス
フィルタb3および第４のローパスフィルタb4の入力に結
合され、第３のローパスフィルタb3および第４のローパ
スフィルタb4は、同一構成であり、情報チャンネルikの
バンド幅の半分にほぼ等しいパスバンドを有し、同位相
情報信号iuおよび直角位相情報信号ivをそれぞれ供給
し、第２のおよび第３のデシメーション回路d2,d3の出
力は、それぞれ第５のデジタルローパスフィルタb5およ
び第６のデジタルローパスフィルタb6の入力に結合さ
れ、第５のローパスフィルタb5および第６のローパスフ
ィルタb6は、同一構成であり、最高可聴信号周波数から
はじまるストップバンドを有し、復調されたステレオ和
信号ssおよび復調されたステレオ差信号dfをそれぞれ供
給する。
本発明によって得られる利点の１つは、経年変化および
温度が復調装置およびフィルタに対して全く影響を与え
ないため、復調の間のデジタル周波数変換の結果として
MPX信号成分の分離安定性が得られることである。他の
利点は、復調信号の処理すなわち左右の信号の解読およ
び情報チャンネルの信号の処理が、例えばデジタル復調
信号と共に単一のモノリシック集積回路内部において実
行されることができることである。
［実施例］ 第１図のブロック図において、デジタルMPX信号sxが第
１のデシメーション回路d1に供給される。先行するアナ
ログデジタル変換装置（示されていない）または先行す
るデジタル信号処理回路（示されていない）のサンプリ
ング率faに応じて、第１のデシメーション回路d1の出力
におけるサンプリング率がパイロット信号周波数fpの12
倍に等しくなるように、デシメーション係数Ｍが選択さ
れる。
よく知られているように、サンプリング率の減少には後
続するサブ回路のクロック周波数を減少させる利点があ
るため、デジタルフィルタ回路はより少ないステージに
より構成することができ、またそれに対応して必要な集
積回路チップ上の面積はより少ないものとなる。したが
って、処理される最大の使用可能信号周波数にサンプリ
ング率を適応することが有効である。しかしながらサン
プリング率は、使用可能信号周波数の値の２倍以下であ
ってはならない。概して各デシメーション回路は、デシ
メーション中のエイリアシング（aliasing）を防止する
フィルタ部分と、フィルタされた信号をデシメーション
回路の出力のサンプリング率で上記サブ回路に送信する
電子スイッチとを含む。サンプリング周波数の各デシメ
ーション係数は、第１図のデシメーション回路において
ブロック中の下向きの矢印の後に示されている。
第１のデシメーション回路d1の出力は、デシメーション
係数が３である第２のデシメーション回路2dに供給され
る第１のデシメートされた複合信号dsである。
第２のデシメーション回路d2の出力は、第１の搬送波t1
および第１の搬送波t1に関して直角位相である第２の搬
送波t2がそれぞれ供給される搬送入力を備えた第１のデ
ジタル復調装置m1、および第２のデジタル復調装置m2の
信号入力に結合される。第１および第２のデジタル復調
装置m1,m2は、第１の直角位相復調装置q1を形成する。
第２のデシメーション回路d2の出力は、第２のデシメー
トされた複合信号ds′である。
ドイツ特許DE−A3314603号明細書において記載されてい
るように、供給される搬送波は正弦波搬送波であり、そ
れらの０゜,90゜,180゜および270゜で好ましく正規化さ
れた値だけが使用される場合、この量子化された搬送波
はそのとき簡単にデジタル化される値＋1,−１および０
しか取らないため、デジタル変調装置および復調装置の
構造が特に簡単になる。デジタル変調装置および復調装
置は、これらの特定の値に対してデジタル化された入力
信号の符号を変化するか、もしくは出力値０を供給すれ
ばよい。
第１のローパスフィルタb1および第２のローパスフィル
タb2における第１および第２のデジタル復調装置m1,m2
からの信号は、全ての高い周波数成分と妨害周波数成分
とが、特に隣接する可聴周波数範囲の信号が抑圧され、
したがっていわゆる定常信号、すなわちゼロに変形され
た、パイロット信号psの同位相および直角位相成分pu,p
vとして現れる。信号周波数fs、すなわち第１および第
２の搬送波t1,t2の基本周波数は、パイロット信号周波
数fpすなわち19kHzと等しく、一方サンプリング周波数f
aはパイロット信号周波数の４倍である。第１および第
２のデジタル復調装置m1,m2の出力に現れる信号のサン
プリング周波数は、実質的にゼロであるこれらの信号の
周波数に比べて非常に高いため、第１および第２の復調
装置m1,m2の後のサンプリング率は大きくデシメートさ
れなければならない。このデシメーションは、後続する
第１および第２のローパスフィルタb1,b2を記載のよう
に簡単にするので、単一または複数段のデシメーション
回路がそれぞれサブ回路として各ローパスフィルタb1,b
2に付加されなくてはならない。
その他の信号成分を分離するために、第１のデシメート
された複合信号dsはまた、第３、第４および第５の搬送
波t3,t4およびt5がそれぞれ供給される搬送波入力を有
する第３、第４および第５のデジタル復調装置m3,m4お
よびm5の信号入力に供給される。これらの搬送波も、第
１の搬送波対t1,t2のように３つの値＋1,−１および０
のみを有する正弦または余弦波信号にデジタル化され
る。
これら３つの搬送波t3,t4およびt5のサンプリング周波
数は12fpである。第３の搬送波t3の周波数は2fpであ
り、一方第４および第５の搬送波t4,t5の周波数は3fpで
あり、搬送波t4は正弦搬送波であり、第５の搬送波は余
弦搬送波であるため、２つの搬送波t4,t5は位相が90゜
異なる。
第４および第５の搬送波t4,t5は０゜90゜180゜および27
0゜においてサンプルされ、信号の振幅は１に正規化さ
れる。第３の搬送波t3は各信号の周期の０゜,60゜,120
゜,180゜,240゜,300゜,360゜，…の角度においてサンプ
ルされる。第４図を参照すると、第３の搬送波t3の正弦
波信号曲線は、振幅２（３−1/2）を有する。
第４および第５のデジタル復調装置m4,m5は共に第２の
直角位相復調装置q2を形成する。標準MPX信号における
ステレオ和信号ssおよび復調されたステレオ差信号dfの
振幅は、通常ステレオ解読装置中で実行されるようにこ
れら信号の和または差を形成することにより、例えば左
右の信号が直接得られるように選択される。本発明にお
いて二重サイドバンド信号として現れるステレオ差信号
df＊は乗算復調装置によって復調され、搬送波の振幅は
乗算係数として復調されたステレオ差信号dfの振幅に入
込む。したがって復調されたステレオ差信号dfは、この
係数によって非常に大きくなり、ステレオ和信号ssに対
して引き続いてこの係数で減少されなくてはならない。
第３のデジタル復調装置m3の出力のうち、上限が15kHz
である復調されたステレオ差信号dfだけが使用可能な信
号として処理されなくてはならないため、妨害成分がま
だ除去されていないこの出力信号のサンプリング率12fp
は必要以上に高い。さらに所望するサンプリング率は、
例えば上記のステレオ解読装置（第１図に示されていな
い）における２つの信号df,ssの共同処理を促進するよ
うに、出力においてステレオ和信号ssのサンプリング率
に適応されなくてはならない。それ故、第３のデジタル
復調装置m3は、第２のデシメーション回路d2と同じデシ
メーション係数を有する第３のデシメーション回路d3に
よって後続される。
第４および第５のデジタル復調装置m4,m5の出力におけ
る重要な成分は、それぞれ情報信号の同位相成分iuおよ
び直角位相成分ivである。同位相成分iuは、第４のデジ
タル復調装置m4の出力に結合されている第３のローパス
フィルタb3によりフィルタされ、また直角位相成分iv
は、第５のデジタル復調装置m5の出力に結合されている
第４のローパスフィルタb4によりフィルタされる。同じ
構造を有する第３および第４のローパスフィルタb3,b4
のパスバンドは、情報チャンネルikの帯域幅の半分にほ
ぼ等しい。
第２のデシメーション回路d2の出力、すなわち第２のデ
シメートされた複合信号ds′はステレオ和信号ssおよび
FMステレオ放送標準にしたがって19kHzに設定されてい
るパイロット信号psを含み、また19kHz以上のMPX信号sx
の周波数成分、特に23乃至53kHzの範囲の復調されてい
ないステレオ差信号df＊の周波数成分を妨害信号として
含むだけでなく、エイリアシング信号および全ての雑音
も含む。妨害信号はローパスフィルタによって抑制され
る。したがって、ステレオ和信号ssを生成するために第
２のデシメーション回路d2は、最大可能可聴信号周波数
以上で始まるストップバンドを有する第５のローパスフ
ィルタb5によって後続される。ステレオ和信号ss中にお
けるパイロット信号psの全ての残留成分は、パイロット
信号のpsの周波数だけを有するためほとんど乱れないの
で、後続する信号処理回路において容易にフィルタされ
ることができる。
復調されたステレオ差信号dfを第３のデシメーション回
路d3の出力から得るために、第３のデシメーション回路
d3は第５のローパスフィルタb5と同一のパスバンドおよ
びストップバンドを有する第６のローパスフィルタb6に
よって後続されている。第３のデシメーション回路d3の
出力中の妨害成分は、エイリアシング信号および考えら
れる雑音成分であるが、特に23乃至53kHzの範囲に変形
されるステレオ和信号である。パイロット信号psは再び
19kHzで存在し、また復調されたステレオ差信号df内の
残留成分は後続する信号処理回路において容易にフィル
タされることができる。
第５および第６のローパスフィルタb5,b6の内部におい
て、例えば係数２によるさらなるデシメーションは、最
大可能可聴信号周波数（15kHz）が第２および第３のデ
シメーション回路d2,d3の後でサンプリング率を76kHzか
ら38kHzまでさらに減少することができるので有効であ
る。
このように６つのローパスフィルタb1…b6は、全て他の
信号成分から重要な信号成分が影響を受けないように作
用する。他の信号成分は、サンプリング、不可避の雑音
信号またはデジタル復調装置m1…m5において周波数変換
により他の周波数にされたデジタルMPX信号sxの成分か
ら生じたエイリアシング信号である可能性がある。さら
に６つのローパスフィルタb1…b6は、サンプリング率を
減少するためにデシメーション回路を含むことが好まし
いが、各信号成分の最大可能周波数の２倍以下を通過さ
せてはならない。
第１図においてゼロに変換された成分を有するパイロッ
ト信号psの直角位相成分pvは、増幅器ｖにおいて増幅さ
れ、それから制御信号stとして可変周波数および可変位
相発信器voに供給される。可変周波数および可変位相発
振器voの出力は、システムクロック信号clである。この
クロック信号は、例えば周波数デイバイダを介して５つ
のデジタル搬送波t1…t5を発生する搬送波調節回路trを
制御する。可変発振器voは、搬送波調節回路tr、関連し
たデジタル復調装置m1…m5および関連したローパスフィ
ルタb1…b4,b6を有する５つの搬送波t1…t5の１個、な
らびに制御信号stにより完成される位相ロックループの
一部分である。最も簡単な場合において第１図に示され
るように位相比較信号は、増幅器ｖによって増幅され
た、ゼロ周波数におけるパイロット信号psの直角位相成
分pvである。この信号の大きさおよび符号は、第２の搬
送波t2の受信されたパイロット信号psからの角度偏差を
表す。位相ロックループはこのエラーを減少するよう
に、すなわち直角位相成分pvをゼロまで減少するように
作用する。
第２図は、デジタル化された複合信号の周波数スペクト
ルをアナログ表示で示している。デジタル化された複合
信号は、デジタルMPX信号sxであり、情報チャンネルik
を含む。理想的な場合では、ステレオ差信号df＊のステ
レオ副搬送波htが完全に阻止される。情報搬送波itにお
ける情報チャンネルikの帯域は、可聴信号と比較して狭
い。パイロット信号psの３倍の周波数3fpにおいて、ト
ラフィック情報識別信号（VKS）の範囲、およびその関
連情報搬送波itが実線で示されている。破線は、位相に
おいて情報搬送波itから90゜離されて抑制された搬送波
を有するラジオデータ信号（RDS）の周波数範囲を示
す。これら２つの情報信号VKS、RDSは、第４の搬送波t4
および第５の搬送波t5によってそれぞれ周波数変換され
たときに関連した直角位相成分が正しい位相にあるなら
ば、互いに分離可能である。
MPX信号sxにおける、パイロット信号ps、ステレオ副搬
送波htおよび情報搬送波itの間の位相関係は、パイロッ
ト信号psの正のゼロ交差においてステレオ副搬送波htお
よび情報搬送波itが共に正のゼロ交差を有するように送
信端部で設定される。したがって、各同位相成分もその
瞬間このようなゼロ交差すなわち正弦波形状を有する。
実際には、アナログまたはデジタルMPX信号sxにおけ
る、パイロット信号ps、副搬送波htおよび情報搬送波it
の間の位相関係は、先行するフィルタ回路すなわち第２
のデシメーション回路d2中のデジタルフィルタが位相分
離を引き起こすため乱される可能性がある。したがっ
て、MPX信号sxの分離された成分は、それぞれ別の直角
位相成分をもつ信号成分のような引き続いて行われる解
読を困難にする妨害信号を含む。
正しい位相位置を得るために、ゼロ周波数におけるパイ
ロット信号psの第１の直角位相信号対pu,pvは、第3a図
に示されているようにこれらの信号を第１の修正角度で
回転する第１の修正回路によって修正されなくてはなら
ない。同様に、情報信号の直角位相信号対iu,ivは、第
２の修正回路によって第２の修正角度で修正されなくて
はならない。それぞれの修正角度は、例えば、MPX信号s
xにおける対応する試験信号を測定することによって得
られる。修正回路は製造業者により予め設定されてもよ
く、修正値は受信回路全てを考慮に入れる。
パイロット信号psがMPX信号sxに存在しない場合、情報
チャンネルikを復調する位相ロックループはまた、情報
搬送波it、および情報搬送波itに対してロックされてい
る第４の搬送波t4を介して完成されてもよい。これは、
情報搬送波itと、システムクロックclから導出され、情
報搬送波itの周波数を有する信号とが供給される通常の
位相比較器を必要とする。
しかしながら、情報搬送波ikが阻止される搬送波を有す
るRDS信号だけを含み、MPX信号sx中にパイロット信号ps
が存在しない場合、位相ロックループは、ドイツ特許出
願DE−A3433592号明細書に記載されているように完成さ
れる。
第3a図は修正回路の１実施例を示す。同位相信号ｕは修
正角度ｂの余弦値で乗算され、第１の加算器a1の第１の
入力に供給される。またそれは、修正角度ｂの負の正弦
値で乗算され、第２の加算器ａの第１の入力に供給され
る。直角位相信号ｖは修正角度ｂの正弦値で乗算され、
第１の加算器a1の第２の入力に供給される。またそれ
は、修正角度ｂの余弦値で乗算され、第２の加算器a2の
第２の入力に供給される。第１の加算器a1の出力は修正
された同位相出力信号ｕ′であり、第２の加算器a2の出
力は修正された直角位相出力ｖ′である。
第４図は、５つのデジタル搬送波t1…t5の波形をアナロ
グ表示で示している。第１および第２の搬送波t1,t2は
第１の直角位相信号対を形成し、また第４および第５の
搬送波t4,t5は第２の直角位相信号対を形成する。さら
に第４図は、パイロット信号周波数fpに属する各搬送周
波数fsを示す。搬送波周波数fsは、破線で描かれた滑ら
かな信号波形から引続き発生する。また関連したサンプ
リング周波数faも与えられる。第１および３の搬送波t
1,t3に対するサンプリングの循環は、角度値として度数
で与えられている。第３の搬送波t3を除く全ての信号
は、正規化された振幅信号を有する。第３の搬送波の振
幅は２（３−1/2）である。
各搬送波t1…t5の間の時間関係は、第２のデシメーショ
ン回路d2におけるフィルタがパイロット信号psの位相を
シフトしない理想的な場合に適用される。そうでない場
合には、パイロット信号psの位相シフトが第3a図に示さ
れた修正回路によって補償される。
第１、第３および第４の搬送波t1,t3およびt4に対応す
るMPX成分信号、すなわちパイロット信号ps、ステレオ
副搬送波htおよび情報搬送波itが括弧内に与えられてい
る。
第５図は、デジタル化された入力信号siのサンプリング
周波数faを４で分割するデシメーション回路diの特に簡
単な実施例を示している。力におけるデシメーションフ
ィルタは、それが入力ｃにおけるクリア信号によってゼ
ロにリセットされるまで、４つの入力サンプル値を合計
する累積器acによって形成される。累積器acの出力は、
後続するデバイダavにおいて４で割算され、また、入力
サンプリング信号の４番目のパルスを受信するごとに、
すなわち周波数fa/4でのみ閉じられる電子スイッチswを
介してデシメートされた信号saとして供給される。
累算器acよびデバイダavから成るサブ回路は、“移動時
間平均装置”（MTAフィルタ）と呼ばれる。その伝達関
数は、デシメートされたサンプリング周波数の全ての整
数倍においてゼロを有する。
第５図における伝達関数は次の式で与えられる。
Ｈ（ｚ）＝（１＋z-1＋z-2＋z-3）/A この式において、Ａはデバイダavの約数であり、２の累
乗であることが好ましく、第５図においてそれは４の値
を有する。この特定のデシメーション回路diは、情報チ
ャンネルikのような狭帯域信号とのみ使用されることが
できる。
その他全ての場合においては、より複雑なデジタルロー
パスフィルタが電子スイッチswの前において必要であ
る。
第５図のくし状のパスバンド曲線を有する簡単なMTAフ
ィルタは、通過される周波数帯域の周波数が、デシメー
トされたサンプリング周波数と比較して非常に低い場合
にのみ使用されることができる。もしそうでなければ、
より高い周波数信号成分がパスバンド曲線により振幅が
変化されるためである。
米国特許US−A4485483号明細書に記載されているような
高品質のステレオ伝送方法においては、ステレオ副搬送
波htが、これに対して直角位相である第２の副搬送波に
より補われ、付加的な情報で変調される。この信号を復
調するために、第３の搬送波t3と直角位相でなければな
らない第６の搬送波が必要である。第４図の第１および
第２の直角信号対の図によれば、第３の搬送波t3および
第６の搬送波のサンプル値が60゜の倍数に存在するため
これは不可能であることを示している。結局第６の搬送
波は、第３の搬送波t3と所望する90゜ではなく60゜また
は120゜位相が異なる。
したがって、デジタル復調の間において、誤った位相を
有する第６の搬送波は、直角位相成分ｖ′として、所望
する付加的な信号ではなく、所望する成分とは角度ｐだ
け、例えば30゜異なる誤った成分ｗを生成する。しかし
ながら、所望する直角位相成分ｖ′は、角度ｐを回転さ
せることにより誤った成分から決定されることができ
る。例えばこれは、第3b図に示されるような付加的な修
正回路により実行されることが可能である。
修正される必要のない同位相信号ｕ′は、入力において
供給される同位相信号ｕと等しい。所望する直角位相成
分ｖ′は、角度ｐのタンジェント値で同位相信号ｕを乗
算して得られた積と、角度ｐの呼弦値の逆数と誤った成
分ｗとを乗算することによって得られた積の合計であ
る。合計は、修正された成分、すなわち所望する直角位
相成分ｖ′である出力を有する第３の加算器a3において
形成される。
第３図の修正回路は、本質的に計算信号処理機能を実行
するため、それは復調されたMPX信号成分をデジタル的
に処理する上記の解読部分に有効にシフトされる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の実施例のブロック図であり、 第２図は、MPX信号の付加的な情報チャンネルによる周
波数スペクトルを示し、 第３図は、直角位相信号対のための修正回路の実施例あ
り、 第４図は、搬送波の波形を示し、 第５図は、デシメーション回路の特に簡単な図を示す。 ps……パイロット信号、ht……ステレオ副搬送波、it…
…情報搬送波、fa……サンプリング周波数、fp……パイ
ロット信号周波数、b1〜b6……ローパスフィルタ、vo…
…可変周波数および可変位相発振器、ik……情報チャン
ネル、tr……搬送波調節回路、sw……電子スイッチ、MT
A……移動時間平均フィルタ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−9242（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−128732（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−31328（ＪＰ，Ａ) 特開 昭59−207768（ＪＰ，Ａ)

Claims (7)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】第１のデジタル復調装置（m1）および第２
    のデジタル復調装置（m2）を含む第１の直角位相復調装
    置（q1）と、 デジタル化された複合信号から第１のデシメートされた
    複合信号（ds）を生成する第１のデシメーション回路
    （d1）と、 前記第１のデシメートされた複合信号（ds）から第２の
    デシメートされた複合信号（ds′）を生成する第２のデ
    シメーション回路回路（d2）と、 第１および第２の搬送波（t1,t2）を生成し、前記第２
    のデシメートされた複合信号（ds′）から得られた信号
    によって制御される搬送波調節回路（tr）とを具備し、 前記第１および第２のデジタル復調装置（m1,m2）は、
    前記第２のデシメートされた複合信号（ds′）が供給さ
    れ、０゜,90゜,180゜,270゜,360゜，………，でサンプ
    ルされる、デジタル化された正弦波の第１の搬送波（t
    1）および前記第１の搬送波（t1）と同じ周波数を有す
    る余弦波の第２の搬送波（t2）がそれぞれさらに供給さ
    れ、このサンプリングにより形成されるデジタルワード
    シーケンスは、それぞれ0,＋1,0,−1,0,………および＋
    1,0,−1,0,＋1,………であり、 前記第１および第２の搬送波（t1,t2）のサンプル速度
    は、前記第２のデシメートされた複合信号（ds′）のサ
    ンプル速度と同じであって、搬送波周波数と整数関係を
    有するデジタル復調装置において、 前記第１のデシメーション回路（d1）の入力は、その内
    部に含んでいるパイロット信号（ps）の周波数fpの３倍
    の周波数において狭帯域情報チャンネル（ik）を有する
    デジタル化された標準ステレオ多重信号（sx）であり、 前記第１および第２の搬送波（t1,t2）の周波数は、パ
    イロット信号（ps）の周波数に等しく、 前記搬送波調節回路（tr）は、パイロット信号（ps）ま
    たは情報チャンネル（ik）に存在する情報搬送波（it）
    にロックする位相ロックループの一部であり、さらに第
    ３の搬送波（t3）、第４の搬送波（t4）および第５の搬
    送波（t5）を発生し、 前記第３、第４および第５の搬送波（t3,t4,t5）は、周
    波数12fpでサンプルされ、このサンプリングにより形成
    されるデジタルワードシーケンスは＋1,−1,0の値のみ
    を有し、 前記第３の搬送波（t3）は、周波数2fpを有し、０゜,60
    ゜,120゜,180゜,240゜,300゜,360゜，………，でサンプ
    ルされ、関連するデジタルワードは、0,＋1,＋1,0,−1,
    −1,0に等しく、前記第３のデジタル復調装置（m3）に
    供給され、 前記第４および第５の搬送波（t4,t5）は、周波数3fpを
    有する直角位相信号対として作用し、０゜90゜,180゜,2
    70゜,360゜，………，でサンプルされ、このサンプリン
    グにより形成されるデジタルワードシーケンスは、それ
    ぞれ0,＋1,0,−1,0,………および＋1,0,−1,0,＋1,……
    …に等しく、それぞれ前記第４のデジタル復調装置（m
    4）および前記第５のデジタル復調装置（m5）に供給さ
    れ、 サンプリング周波数を周波数12fpに減少させる前記第１
    のデシメーション回路（d1）の出力は、サンプリング周
    波数を周波数4fpに減少させて第２のデシメート複合信
    号（ds′）を出力する前記第２のデシメーション回路
    （d2）の入力、ならびに前記第３、第４および第５のデ
    ジタル復調装置（m3,m4,m5）の信号入力に結合され、 前記第３のデジタル復調装置（m3）の出力は、前記第２
    のデシメーション回路（d2）と同一構成でありその出力
    が復調されたステレオ差信号（df）を含む第３のデシメ
    ーション回路（d3）の入力に結合され、 前記第１および第２のデジタル復調装置（m1,m2）から
    の出力は、ゼロ周波数におけるパイロット信号（ps）の
    同位相成分（pu）および直角位相成分（pv）をそれぞれ
    供給する第１のデジタルローパスフィルタ（b1）および
    第２のデジタルローパスフィルタ（b2）によってそれぞ
    れフィルタされ、 前記第４および第５のデジタル復調装置（m4,m5）の出
    力は、それぞれ第３のローパスフィルタ（b3）および第
    ４のローパスフィルタ（b4）の入力に結合され、前記第
    ３のローパスフィルタ（b3）および第４のローパスフィ
    ルタ（b4）は、同一構成であり、情報チャンネル（ik）
    のバンド幅の半分にほぼ等しいパスバンドを有し、同位
    相情報信号（iu）および直角位相情報信号（iv）をそれ
    ぞれ供給し、 前記第２のおよび第３のデシメーション回路（d2,d3）
    の出力は、それぞれ第５のデジタルローパスフィルタ
    （b5）および第６のデジタルローパスフィルタ（b6）の
    入力に結合され、前記第５のローパスフィルタ（b5）お
    よび第６のローパスフィルタ（b6）は、同一構成であ
    り、最高可聴信号周波数からはじまるストップバンドを
    有し、復調されたステレオ和信号（ss）および復調され
    たステレオ差信号（df）をそれぞれ供給することを特徴
    とするデジタル復調装置。
  2. 【請求項２】前記第１ないし第６のローパスフィルタ
    （b1〜b6）の少なくとも１つが、少なくとも１つの付加
    的なデシメーション回路を含むことを特徴とする請求項
    １記載のデジタル復調装置。
  3. 【請求項３】前記位相ロックループは、周波数可変およ
    び位相可変発振器（vo）および搬送波調節回路（tr）を
    含み、パイロット信号（ps）の直角位相成分（pv）、ま
    たは同位相または直角位相情報信号（iu,iv）から得ら
    れた信号のいずれかが位相比較信号として作用すること
    を特徴とする請求項１または請求項２記載のデジタル復
    調装置。
  4. 【請求項４】パイロット信号（ps）の同位相および直角
    位相成分（pu,pv）を第１の修正角だけ回転させる第１
    の修正回路、および／または同位相および直角位相成分
    の情報信号（iu,iv）を第２の修正角だけ回転させる第
    ２の修正回路をさらに具備することを特徴とする請求項
    １ないし請求項３のいずれか１項記載のデジタル復調装
    置。
  5. 【請求項５】前記第１の修正回路および前記第２の修正
    回路は、 ｂを修正角として、 ｕ′＝ｕ cos ｂ ＋ ｖ sin ｂ ｖ′＝ｖ cos ｂ ＋ ｕ sin ｂ にしたがって、同位相信号（ｕ）および直角位相信号
    （ｖ）から修正された同位相信号（ｕ′）および修正さ
    れた直角位相信号（ｖ′）をそれぞれ生成することを特
    徴とする請求項４記載のデジタル復調装置。
  6. 【請求項６】前記第１ないし第６のローパスフィルタ
    （b1〜b6）のいずれか１つが、さらなるデシメーション
    のために、移動時間平均フィルタを含むことを特徴とす
    る請求項１ないし請求項５のいずれか１項記載のデジタ
    ル復調装置。
  7. 【請求項７】モノリシック集積回路として構成されてい
    ることを特徴とする請求項１ないし請求項６のいずれか
    １項記載のデジタル復調装置。
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