JPS592216B2 - Ｆｍステレオ復調回路 - Google Patents
Ｆｍステレオ復調回路Info
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- JPS592216B2 JPS592216B2 JP55167744A JP16774480A JPS592216B2 JP S592216 B2 JPS592216 B2 JP S592216B2 JP 55167744 A JP55167744 A JP 55167744A JP 16774480 A JP16774480 A JP 16774480A JP S592216 B2 JPS592216 B2 JP S592216B2
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- output
- wave
- circuit
- composite signal
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04H—BROADCAST COMMUNICATION
- H04H40/00—Arrangements specially adapted for receiving broadcast information
- H04H40/18—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving
- H04H40/27—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95
- H04H40/36—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving
- H04H40/45—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving
- H04H40/63—Arrangements characterised by circuits or components specially adapted for receiving specially adapted for broadcast systems covered by groups H04H20/53 - H04H20/95 specially adapted for stereophonic broadcast receiving for FM stereophonic broadcast systems receiving for separation improvements or adjustments
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D1/00—Demodulation of amplitude-modulated oscillations
- H03D1/22—Homodyne or synchrodyne circuits
- H03D1/2209—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders
- H03D1/2236—Decoders for simultaneous demodulation and decoding of signals composed of a sum-signal and a suppressed carrier, amplitude modulated by a difference signal, e.g. stereocoders using a phase locked loop
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Stereo-Broadcasting Methods (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
この発明は復調出力に含まれるスイッチング信号の低次
高調波成分を大幅に低減させることができるようにした
スイッチング式ＦＭステレオ復調回路に関する。
高調波成分を大幅に低減させることができるようにした
スイッチング式ＦＭステレオ復調回路に関する。
周知の如く、ＦＭステレオ復調回路においてはコンポジ
ット信号とサブキャリア（３８ＫＨｚ）周波数を保持す
る正弦波信号とのアナログ乗算が原理的には望ましい。
ット信号とサブキャリア（３８ＫＨｚ）周波数を保持す
る正弦波信号とのアナログ乗算が原理的には望ましい。
しかしながら、実際にはアナログ乗算回路として、その
線形性等について理想的なものが得がたく、従来は第１
図に示すような方形波によるスイッチング方式が簡易的
に用いられている。
線形性等について理想的なものが得がたく、従来は第１
図に示すような方形波によるスイッチング方式が簡易的
に用いられている。
第１図においてコンポジット信号ｖ（ｔ）は２系統に分
岐されて２個の乗算素子ＴＲ１，ＴＲ２に与えられると
ともに、これらの素子ＴＲ，、ＴＲ２を発振回路０ＳＣ
（通常はＰＬＬ出力であり、パイロット信号に同期して
いる。
岐されて２個の乗算素子ＴＲ１，ＴＲ２に与えられると
ともに、これらの素子ＴＲ，、ＴＲ２を発振回路０ＳＣ
（通常はＰＬＬ出力であり、パイロット信号に同期して
いる。
）から出力される３８ＫＨｚのスイッチング信号５（ｔ
）により交互に対称的に動作させてコンポジット信号ｖ
（ｔ）とスイッチング信号５（１）との乗算を行ない、
この乗算結果をさらにローパスフィルタＦ１．Ｆ２を介
して平滑化して取り出すようにしている。
）により交互に対称的に動作させてコンポジット信号ｖ
（ｔ）とスイッチング信号５（１）との乗算を行ない、
この乗算結果をさらにローパスフィルタＦ１．Ｆ２を介
して平滑化して取り出すようにしている。
ここで通常、スイッチング信号５（ｔ）としては第２図
に示す如きデユーティ比５０係の方形波が使用されてい
る。
に示す如きデユーティ比５０係の方形波が使用されてい
る。
この場合の復調出力ｖ（ｔ）・ｓ （ｔ）を（１）式で
示す。
示す。
（１）式からも明らかなように、コンポジット信号ｖ（
ｔ）として、３ω、５ω等の周波数成分を含む場合、こ
れらの周波数成分自体に対しても復調感度を有すること
はもちろんであるが、これに加えてこれらの周波数成分
に対するωのＯ次項、すなわち、演算結果として直流成
分の項をも有するようになるため、ローパスフィルタで
は取り除くことのできない復調出力も生じてしまうこと
になる。
ｔ）として、３ω、５ω等の周波数成分を含む場合、こ
れらの周波数成分自体に対しても復調感度を有すること
はもちろんであるが、これに加えてこれらの周波数成分
に対するωのＯ次項、すなわち、演算結果として直流成
分の項をも有するようになるため、ローパスフィルタで
は取り除くことのできない復調出力も生じてしまうこと
になる。
このようにスイッチング信号５（ｔ）としてデユーティ
比が５０係の方形波を使用すると、例工ば１１４ＫＨｚ
（３８ＫＨｚＸ３）、１９０ＫＨｚ（３８ＫＨｚＸ５）
の如き入力信号に対しても第３図に示す如く犬なる復調
感度を有することになり、このためＦＭ検波出力中に３
ω、５ω（但し、ω＝３８ＫＨ２）等の周波数成分が含
まれていた場合にはＳ／Ｎ比の悪化やビート妨害等の影
響となってあられれる。
比が５０係の方形波を使用すると、例工ば１１４ＫＨｚ
（３８ＫＨｚＸ３）、１９０ＫＨｚ（３８ＫＨｚＸ５）
の如き入力信号に対しても第３図に示す如く犬なる復調
感度を有することになり、このためＦＭ検波出力中に３
ω、５ω（但し、ω＝３８ＫＨ２）等の周波数成分が含
まれていた場合にはＳ／Ｎ比の悪化やビート妨害等の影
響となってあられれる。
そこであらかじめこれらの帯域をフィルタで減衰させる
方法も行なわれているが、この方法によるとサブキャリ
アの領域である５３ＫＨｚまでの平担度（振幅、位相と
もに）が低下してしまい、この結果復調後のステレオセ
パレーションの対周波数特性が低下するという問題があ
る。
方法も行なわれているが、この方法によるとサブキャリ
アの領域である５３ＫＨｚまでの平担度（振幅、位相と
もに）が低下してしまい、この結果復調後のステレオセ
パレーションの対周波数特性が低下するという問題があ
る。
この発明は上述の問題に鑑み創案されたもので、その目
的とするところはサブキャリアの低次高調波成分（３ω
、５ω等）に対する復調感度を大幅に低減させることが
でき、しかも周波数に関係なく良好なステレオセパレー
ションを得ることができるＦＭステレオ復調回路を提供
することにある。
的とするところはサブキャリアの低次高調波成分（３ω
、５ω等）に対する復調感度を大幅に低減させることが
でき、しかも周波数に関係なく良好なステレオセパレー
ションを得ることができるＦＭステレオ復調回路を提供
することにある。
この発明は上記の目的を達成するために、コンポジット
信号ｖ（ｔ）、あるいはこのコンポジット信号からパイ
ロット信号を除去した信号をあらかじめ複数のレベルに
分圧しておき、これを所要のタイミングでＬ及びＲの各
出力端子に選択的に導出することにより、能動素子を用
いることなく乗算動作を行なうものである。
信号ｖ（ｔ）、あるいはこのコンポジット信号からパイ
ロット信号を除去した信号をあらかじめ複数のレベルに
分圧しておき、これを所要のタイミングでＬ及びＲの各
出力端子に選択的に導出することにより、能動素子を用
いることなく乗算動作を行なうものである。
以下に、この発明を実施例に基づいて詳細に説明する。
第４図はこの発明に係るＦＭステレオ復調回路の一例（
以下、これを第１実施例という。
以下、これを第１実施例という。
）を示すブ冶ツク図、第５図は同回路の動作を説明する
ための波形図、第６図は階段波信号の波形のエンベロー
プを正弦波とした場合を示す波形図、第７図は同階段波
信号を使用した場合の復調感度を示すグラフ、第８図は
階段波信号の波形のエンベロープを三角波とした場合を
示す波形図、第９図は同階段波信号を使用した場合の復
調感度を示すグラフである。
ための波形図、第６図は階段波信号の波形のエンベロー
プを正弦波とした場合を示す波形図、第７図は同階段波
信号を使用した場合の復調感度を示すグラフ、第８図は
階段波信号の波形のエンベロープを三角波とした場合を
示す波形図、第９図は同階段波信号を使用した場合の復
調感度を示すグラフである。
第４図において、電圧制御発振器（以下、■ＣＯという
。
。
）１からは、サブキャリアの１４倍の周波数である５
３２ ＫＨｚの矩形波が出力される。
３２ ＫＨｚの矩形波が出力される。
アップダウンカウンタ２はこの矩形波をクロックとして
計数するとともに、その計数値をＢＣＤコードに変換し
て出力する。
計数するとともに、その計数値をＢＣＤコードに変換し
て出力する。
ＢＣＤ／デシマル・デコーダ３はこのＢＣＤコードで表
わされるデータを１０進数のＯ〜７に変換して出力する
。
わされるデータを１０進数のＯ〜７に変換して出力する
。
ＲＳフリップフロップ４はデコータ３の＃０出力″′１
″によってセットされるとともに、同＃７出力′″１”
によってリセットされ、またＲＳフリップフロップ４の
Ｑ出力によってアップダウンカウンタ２はアップ／ダウ
ン切替される。
″によってセットされるとともに、同＃７出力′″１”
によってリセットされ、またＲＳフリップフロップ４の
Ｑ出力によってアップダウンカウンタ２はアップ／ダウ
ン切替される。
従って、アップダウンカウンタ２はｖｃｏｉから出力さ
れるクロックを８個計数するたびにアップ／ダウン切替
されることになる。
れるクロックを８個計数するたびにアップ／ダウン切替
されることになる。
ＲＳフリップフロップ４のＱ出力は３８ＫＨｚの矩形波
となり、この矩形波はさらにＴフリップフロップ５によ
ってに分周され、得られた３８ＫＨｚの矩形波は位相比
較器（以下、ＰＤという。
となり、この矩形波はさらにＴフリップフロップ５によ
ってに分周され、得られた３８ＫＨｚの矩形波は位相比
較器（以下、ＰＤという。
）６において、コンポジット信号Ｖ （ｔ）から取り出
された１９ＫＨｚパイロット信号と位相比較される。
された１９ＫＨｚパイロット信号と位相比較される。
そして、両信号の位相が一致すると、ＰＤ６からは所定
の値を有するアナログ電圧が出力され、このアナログ電
圧はＤＣアンプ８で増幅され、その出力ＶｃによってＶ
ＣＯｌの発振周波数は５３２ＫＨｚに制御される。
の値を有するアナログ電圧が出力され、このアナログ電
圧はＤＣアンプ８で増幅され、その出力ＶｃによってＶ
ＣＯｌの発振周波数は５３２ＫＨｚに制御される。
従って、アップダウンカウンタ２におけるアップ／ダウ
ン切替のタイミングはコンポジット信号ｖ（１）中のパ
イロット信号と同期することになる。
ン切替のタイミングはコンポジット信号ｖ（１）中のパ
イロット信号と同期することになる。
一方、コンポジット信号ｖ（ｔ）は抵抗Ｒ１〜Ｒ７から
なる抵抗直列回路９の両端に印加されているため、抵抗
直列回路９の各接続点Ｐｎ（ｎ＝ｏ、１ 。
なる抵抗直列回路９の両端に印加されているため、抵抗
直列回路９の各接続点Ｐｎ（ｎ＝ｏ、１ 。
２・・・７）には。
とする。
）であられされる電圧が出力される。そして、これら各
接続点Ｐ。
接続点Ｐ。
−Ｐ７の電圧はアナログスイッチＡＳ１〜ＡＳ８を介し
て左側出力端子ＬＯＵＴへと、またアナログスイッチＡ
Ｓ９〜Ａ Ｓｌ ６を介して右側出力端子ＲＯＵＴへと
導出されている。
て左側出力端子ＬＯＵＴへと、またアナログスイッチＡ
Ｓ９〜Ａ Ｓｌ ６を介して右側出力端子ＲＯＵＴへと
導出されている。
また、左側スイッチ群ＡＳ１〜ＡＳ８と右側スイッチ群
ＡＳ、〜ＡＳ１６との間において、互いに対称的な位置
にある２個の接続点（Ｐｎ、Ｐ７−ｎ）に導通ずる２個
のアナログスイッチは互いに対となって同時にオン、オ
フするように構成されており、各対となる２個のアナロ
グスイッチのゲート端子は共通接続されたのちデーコー
ダ３の各出力端子＃０〜＃７へと接続されている。
ＡＳ、〜ＡＳ１６との間において、互いに対称的な位置
にある２個の接続点（Ｐｎ、Ｐ７−ｎ）に導通ずる２個
のアナログスイッチは互いに対となって同時にオン、オ
フするように構成されており、各対となる２個のアナロ
グスイッチのゲート端子は共通接続されたのちデーコー
ダ３の各出力端子＃０〜＃７へと接続されている。
以上の構成によれば、左側出力端子ＬＯＵＴ及び右側出
力端子ＲＯＵＴには、抵抗直列回路９の各対称的な接続
点（ＰＯ２Ｐ７） 、（ｐｉ 、Ｐ６）”’の出力電圧
が１クロツク毎に交互に導出されることになり、例えば
抵抗Ｒ１〜Ｒ７の抵抗値を全て等しく設定するとともに
コンポジット信号Ｖ （ｔ）を一定値の直流電圧である
と仮定するならば、左右の各出力端子”ＯＵＴ ｔ Ｒ
ＯＵＴには第５図に示す如く互いに１８０度の位相差を
有し、かつサブキャリアの周波数を基本波とする階段波
が出力される。
力端子ＲＯＵＴには、抵抗直列回路９の各対称的な接続
点（ＰＯ２Ｐ７） 、（ｐｉ 、Ｐ６）”’の出力電圧
が１クロツク毎に交互に導出されることになり、例えば
抵抗Ｒ１〜Ｒ７の抵抗値を全て等しく設定するとともに
コンポジット信号Ｖ （ｔ）を一定値の直流電圧である
と仮定するならば、左右の各出力端子”ＯＵＴ ｔ Ｒ
ＯＵＴには第５図に示す如く互いに１８０度の位相差を
有し、かつサブキャリアの周波数を基本波とする階段波
が出力される。
すなわち、任意のコンポジット信号Ｖ （ｔ）とすると
ともに、第５図に示す各階段波を５（ｔ）、５（ｔ）／
πとするならば、左側出力端子ＬＯＵＴにはｖ（ｔ）と
左側階段波５（ｔ）との乗算結果である■（１）・ｓ
（ｔ）が出力され、右側出力端子ＲＯＵＴには■（ｔ）
と右側階段波５（ｔ）／πとの乗算結果であるｖ（ｔ）
・Ｓ （ｔｅｌπが出力され、ここに所謂ステレオ復調
動作が行なわれるのである。
ともに、第５図に示す各階段波を５（ｔ）、５（ｔ）／
πとするならば、左側出力端子ＬＯＵＴにはｖ（ｔ）と
左側階段波５（ｔ）との乗算結果である■（１）・ｓ
（ｔ）が出力され、右側出力端子ＲＯＵＴには■（ｔ）
と右側階段波５（ｔ）／πとの乗算結果であるｖ（ｔ）
・Ｓ （ｔｅｌπが出力され、ここに所謂ステレオ復調
動作が行なわれるのである。
また、階段波５（ｔ）の波形は抵抗値Ｒ１〜Ｒ７の値を
どのように選定するかによって任意に設定することがで
きる。
どのように選定するかによって任意に設定することがで
きる。
第１表は、各階段波５（ｔ）、５（ｔ）／πを正弦波と
するための各抵抗値を示す。
するための各抵抗値を示す。
各抵抗値Ｒ４〜Ｒ７の値を第１表の通りに設定すると、
階段波５（ｔ）は第６図に示す如く略正弦波状となる。
階段波５（ｔ）は第６図に示す如く略正弦波状となる。
また、第７図は階段波５（ｔ）を正弦波状とした場合に
おけるこのステレオ復調回路の復調感度を示すグラフで
ある。
おけるこのステレオ復調回路の復調感度を示すグラフで
ある。
第３図に示すように従来回路においては、基本波ω成分
と３次高調波３ω成分との間にはわずか１０ ｄＢ程度
の差しかなくしかも５次、７次等の高調波成分について
もあまり減衰しないのに対して、本発明回路の場合には
第７図に示す如く基本波ω成分と３次高調波３ω成分と
の間には約４０ｄＢものレベル差があり、しかも５次、
７次等の高調波成分についても従来回路の場合に比して
大幅に低減させることができた。
と３次高調波３ω成分との間にはわずか１０ ｄＢ程度
の差しかなくしかも５次、７次等の高調波成分について
もあまり減衰しないのに対して、本発明回路の場合には
第７図に示す如く基本波ω成分と３次高調波３ω成分と
の間には約４０ｄＢものレベル差があり、しかも５次、
７次等の高調波成分についても従来回路の場合に比して
大幅に低減させることができた。
また、第８図は各階段波ｓ （ｔ） 、 ｓ （ｔ）／
πを三角波とするための各抵抗値を示す。
πを三角波とするための各抵抗値を示す。
各抵抗値Ｒ１〜Ｒ７の値を第２表の通りに設定すると、
階段波５（ｔ）は第８図に示す如く略三角波状となる。
階段波５（ｔ）は第８図に示す如く略三角波状となる。
また、第９図は階段波５（ｔ）を三角波状とした場合に
おけるこのステレオ復調回路の復調感度を示すグラフで
ある。
おけるこのステレオ復調回路の復調感度を示すグラフで
ある。
このように、階段波５（１）の波形を三角波状とした場
合においても、基本波ω成分と３次高調波３ω成分との
間には２０ｄＢものレベル差を得ることができ、従来回
路における同レベル差が１０ｄＢであることを考慮すれ
ば充分な改善効果が見られた。
合においても、基本波ω成分と３次高調波３ω成分との
間には２０ｄＢものレベル差を得ることができ、従来回
路における同レベル差が１０ｄＢであることを考慮すれ
ば充分な改善効果が見られた。
このように、この実施例に係るＦＭステレオ復調回路は
、コンポジット信号ｖ（ｔ）をあらかじめ８段階のレベ
ルに分圧しておき、これら各分圧された電圧をアナログ
スイッチＡＳ１〜ＡＳ１６を介して適宜選択的に各出力
端子ＬＯＵＴ Ｉ ＲＯＵＴに導出するように構成した
ものであるから、乗算手段として非直線性能動素子を使
用した従来例とは異なり、コンポジット信号ｖ（ｔ）に
対して任意の信号５（ｔ）を歪みなく正確に乗算するこ
とができる。
、コンポジット信号ｖ（ｔ）をあらかじめ８段階のレベ
ルに分圧しておき、これら各分圧された電圧をアナログ
スイッチＡＳ１〜ＡＳ１６を介して適宜選択的に各出力
端子ＬＯＵＴ Ｉ ＲＯＵＴに導出するように構成した
ものであるから、乗算手段として非直線性能動素子を使
用した従来例とは異なり、コンポジット信号ｖ（ｔ）に
対して任意の信号５（ｔ）を歪みなく正確に乗算するこ
とができる。
従って、上記分圧レベル数をより増大して階段波信号ｓ
（ｔ）の波形をより正弦波に近づけるように構成すれ
ば、理想的なステレオ復調動作を行なうことができるの
である。
（ｔ）の波形をより正弦波に近づけるように構成すれ
ば、理想的なステレオ復調動作を行なうことができるの
である。
また、この復調回路によれば前述の如く３次、５次等の
低次高調波成分を著しく低減させることができるため、
復調回路の前段にこれらの成分を除去するためのフィル
タ等を設けることが不要となり、これによりステレオセ
パレーションの周波数依存性をも解決することができる
。
低次高調波成分を著しく低減させることができるため、
復調回路の前段にこれらの成分を除去するためのフィル
タ等を設けることが不要となり、これによりステレオセ
パレーションの周波数依存性をも解決することができる
。
次に、第１０図はこの発明の他の一実施例（以下、第２
実施例という。
実施例という。
）を示すブロック図である。
尚、第１０図において前記第１実施例と同一構成の部分
については同符号を付すことにより説明は省略する。
については同符号を付すことにより説明は省略する。
この第２実施例の特徴は、ステレオ復調用の乗数信号の
みならず、パイロット打消用信号についてまでも階段波
に基づいて形成するとともに、両アナログスイッチを制
御するためのデジタル回路を供用するように構成したこ
とにある。
みならず、パイロット打消用信号についてまでも階段波
に基づいて形成するとともに、両アナログスイッチを制
御するためのデジタル回路を供用するように構成したこ
とにある。
第１０図においてＴフリップフロップ７からはパイロッ
ト信号に同期した１９ＫＨｚの矩形波が出力される。
ト信号に同期した１９ＫＨｚの矩形波が出力される。
同期検波器（以下、ＳＤという。）１０はＴフリップフ
ロップ７から出力される１９ＫＨｚの矩形波に同期して
パイロット信号を検波するとともに、この検波出力はロ
ーパスフィルタ１１を介して直流変換される。
ロップ７から出力される１９ＫＨｚの矩形波に同期して
パイロット信号を検波するとともに、この検波出力はロ
ーパスフィルタ１１を介して直流変換される。
そして、ローパスフィルタ１１の出力側にはパイロット
信号のレベルに比例した直流電圧Ｖｐが出力される。
信号のレベルに比例した直流電圧Ｖｐが出力される。
この直流電圧Ｖｐは２系統に分岐されたのち、一方はア
ナログスイッチＡＳ２５を、他方はインバータ１２及び
アナログスイッチＡＳ２６を順に経て抵抗直列回路１３
の両端に印加される。
ナログスイッチＡＳ２５を、他方はインバータ１２及び
アナログスイッチＡＳ２６を順に経て抵抗直列回路１３
の両端に印加される。
抵抗直列回路１３は８個の抵抗Ｒ８〜Ｒ１５を直列接続
してなり、各接続点Ｐｎ（ｎ＝８，９・・・・・・１５
）には であられされる電圧が出力 される。
してなり、各接続点Ｐｎ（ｎ＝８，９・・・・・・１５
）には であられされる電圧が出力 される。
また、各接続点Ｐ８〜Ｐ１．はアナログスイッチＡＳ１
□〜ＡＳ２４を介して共通接続され、さらにローパスフ
ィルタ１４を介して加算器１５に接続される。
□〜ＡＳ２４を介して共通接続され、さらにローパスフ
ィルタ１４を介して加算器１５に接続される。
アナログスイッチＡ Ｓ ２５とＡＳ２６とはそれぞれ
Ｔフリップフロップ５のＱ、Ｑ出力によって交互にオン
オフ制御されるとともに、各アナログスイッチＡＳ１□
〜Ａ Ｓ ２４はそれぞれデコーダ３の＃７〜＃０出力
によってオンオフ匍制御される。
Ｔフリップフロップ５のＱ、Ｑ出力によって交互にオン
オフ制御されるとともに、各アナログスイッチＡＳ１□
〜Ａ Ｓ ２４はそれぞれデコーダ３の＃７〜＃０出力
によってオンオフ匍制御される。
また、この例においては、各抵抗Ｒ１□〜Ｒ２４の値は
各接続点Ｐｎ（ｎ＝８．９ 、・・・・・・１５）の電
圧 の値がちょうど正弦波を８ 区間に等分割したときの各区間のレベルとなるように決
定されている。
各接続点Ｐｎ（ｎ＝８．９ 、・・・・・・１５）の電
圧 の値がちょうど正弦波を８ 区間に等分割したときの各区間のレベルとなるように決
定されている。
第３表は各抵抗値の一例を示すものである。
以上の構成によれば、抵抗直列回路１３の両端にはパイ
ロット信号のレベルに比例した１９ＫＨｚの矩形波が印
加されることになり、また各アナログスイッチＡＳ１□
〜Ａ Ｓ ２４は第５図に示すデコーダ３の各出力タイ
ミングに同期してオンすることになる。
ロット信号のレベルに比例した１９ＫＨｚの矩形波が印
加されることになり、また各アナログスイッチＡＳ１□
〜Ａ Ｓ ２４は第５図に示すデコーダ３の各出力タイ
ミングに同期してオンすることになる。
この結果、各アナログスイッチＡＳ１．〜ＡＳ２４の共
通接続点Ｐ１６にはパイロット信号に同期し、かつ正弦
波状エンベロープを有する階段譚が出力される。
通接続点Ｐ１６にはパイロット信号に同期し、かつ正弦
波状エンベロープを有する階段譚が出力される。
そして、この階段波はローパスフィルタ１４を介して平
滑化され、ローパスフィルタ１４の出力側にはパイロッ
ト信号に同期し、力つパイロット信号と同一のレベルを
有し、さらにパイロット信号との間に１８０度の位相差
を有する正弦波がキャンセル信号として出力される。
滑化され、ローパスフィルタ１４の出力側にはパイロッ
ト信号に同期し、力つパイロット信号と同一のレベルを
有し、さらにパイロット信号との間に１８０度の位相差
を有する正弦波がキャンセル信号として出力される。
〃いで、このキャンセル信号は加算器１５においてコン
ポジット信号ｖ（ｔ）に加算され、これによりかイロッ
ト信号はコンポジット信号Ｖ （ｔ）より除去されるの
である。
ポジット信号ｖ（ｔ）に加算され、これによりかイロッ
ト信号はコンポジット信号Ｖ （ｔ）より除去されるの
である。
以後、加算器１５の出力は復調音１１６に供給され、前
述の第１実施例と同様にして左、右の信号成分に復調さ
れるのである。
述の第１実施例と同様にして左、右の信号成分に復調さ
れるのである。
かくして、この第２実施例においてはキャンセル信号の
形成に際してＬＣ共振回路等が不要となり、これらの経
年変化に伴なう調整の必要がなくなる等の効果を有する
ものである。
形成に際してＬＣ共振回路等が不要となり、これらの経
年変化に伴なう調整の必要がなくなる等の効果を有する
ものである。
次に、第１１図はこの発明の他の一実施例（以下、これ
を第３実施例という。
を第３実施例という。
）を示すブロック図である。
尚、第１１図において前記第２実施例と同一構成の部分
については同符号を付すことにより説明は省略する。
については同符号を付すことにより説明は省略する。
この第３実施例の特徴は、パイロット信号をキャンセル
するための加算器１５の出力を同期検波器１０に導入し
、これにより加算器１５の出力中に残留するパイロット
信号成分のレベルに比例してキャンセル信号のレベルを
制御するようにしたことにある。
するための加算器１５の出力を同期検波器１０に導入し
、これにより加算器１５の出力中に残留するパイロット
信号成分のレベルに比例してキャンセル信号のレベルを
制御するようにしたことにある。
この第３実施例によれば、コンポジット信号中に含まれ
るパイロット信号をより一層確実にキャンセルすること
ができる。
るパイロット信号をより一層確実にキャンセルすること
ができる。
以上の第１、第２及び第３各実施例の説明でも明らかな
ように、この発明に係るＦＭステレオ復調回路は入力信
号を複数の電圧レベルに分圧し、かつ各分圧出力値が基
準正弦波ないし三角波の各時分割瞬時値に対応するよう
に抵抗値設定された抵抗分圧回路と、前記抵抗分圧回路
の各分圧出力値を、コンポジット信号中のパイロット信
号１こ同期し、かつその半周期毎に往復操作して順次択
一的に出力する第１のアナログマルチプレクサと、前記
抵抗分圧回路の各分圧出力値を、コンポジット信号中の
パイロット信号に同期し、かつ前記第１のアナログマル
チプレクサの操作周期に対して１８０度の位相差をもっ
て、その半周期毎に往復操作して順次択一的に出力する
第２のアナログマルチプレクサとを備え、前記抵抗分圧
回路に対して、コンポジット信号あるいはこれからパイ
ロット信号を除去した信号を入力信号として供給するよ
うに構成したものであるから、乗算手段として非直線性
能動素子を使用した従来例とは異なり、コンポジット信
号に対して任意の波形を有する信号を歪みなく正確に乗
算することができる。
ように、この発明に係るＦＭステレオ復調回路は入力信
号を複数の電圧レベルに分圧し、かつ各分圧出力値が基
準正弦波ないし三角波の各時分割瞬時値に対応するよう
に抵抗値設定された抵抗分圧回路と、前記抵抗分圧回路
の各分圧出力値を、コンポジット信号中のパイロット信
号１こ同期し、かつその半周期毎に往復操作して順次択
一的に出力する第１のアナログマルチプレクサと、前記
抵抗分圧回路の各分圧出力値を、コンポジット信号中の
パイロット信号に同期し、かつ前記第１のアナログマル
チプレクサの操作周期に対して１８０度の位相差をもっ
て、その半周期毎に往復操作して順次択一的に出力する
第２のアナログマルチプレクサとを備え、前記抵抗分圧
回路に対して、コンポジット信号あるいはこれからパイ
ロット信号を除去した信号を入力信号として供給するよ
うに構成したものであるから、乗算手段として非直線性
能動素子を使用した従来例とは異なり、コンポジット信
号に対して任意の波形を有する信号を歪みなく正確に乗
算することができる。
従って、上記分圧レベル数をより増大して階段波信号の
波形をより正弦波に近づけるように構成すれば、理想的
なステレオ復調動作を行なうことができる。
波形をより正弦波に近づけるように構成すれば、理想的
なステレオ復調動作を行なうことができる。
また、この復調回路によれば、前述の如く３次、５次等
の低次高調波成分を著しく低減させることができるため
、復調回路の前段にこれらの成分を除去するためのフィ
ルタ等を設けることが不要となり、これによりステレオ
セパレーションの周波数依存性をも解決することができ
る。
の低次高調波成分を著しく低減させることができるため
、復調回路の前段にこれらの成分を除去するためのフィ
ルタ等を設けることが不要となり、これによりステレオ
セパレーションの周波数依存性をも解決することができ
る。
第１図は従来のスイッチング式ＦＭ復調回路の基本構成
を示す回路図、第２図は同回路のスイッチング波形を示
す図、第３図は同回路の復調出力の周波数特性を示すグ
ラフ、第４図はこの発明に係るＦＭステレオ復調回路の
第１実施例を示すブロック図、第５図は同第１実症例の
各部の信号波形を示す図、第６図はエンベロープを正弦
波状とした階段波を示す図、第７図は同階段波とコンポ
ジット信号とを乗算した場合における復調出力の周波数
特性を示すグラフ、第８図はエンベロープを三角波状と
した階段波を示す図、第９図は同階段波とコンポジット
信号とを乗算した場合における復調出力の周波数特性を
示すグラフ、第１０図はこの発明に係るＦＭステレオ復
調回路の第２実施例を示すブロック図、第１１図は同第
３実施例を示すブロック図である。 １・・・・・・電圧制御発振器、２・・・・・・アップ
ダウンカウンタ、３・・・・・・ＢＣＤ／デシマル・デ
コーダ、４・・・・・・ＲＳフリップフロップ、５・・
・・・・Ｔフリップフロップ、６・・・・・・位相比較
器、８・・・・・・ＤＣアンプ、９・・・・・・抵抗直
列回路（分圧回路）Ａｓ１〜ＡＳ１６・・・・・・アナ
ログスイッチ、ＬＯＵＴ・・・・・・左側出力端子、Ｒ
ＯＵ Ｔ・・・・・・右側出力端子、ｖ（ｔ）・・・・
・・コンポジット信号。
を示す回路図、第２図は同回路のスイッチング波形を示
す図、第３図は同回路の復調出力の周波数特性を示すグ
ラフ、第４図はこの発明に係るＦＭステレオ復調回路の
第１実施例を示すブロック図、第５図は同第１実症例の
各部の信号波形を示す図、第６図はエンベロープを正弦
波状とした階段波を示す図、第７図は同階段波とコンポ
ジット信号とを乗算した場合における復調出力の周波数
特性を示すグラフ、第８図はエンベロープを三角波状と
した階段波を示す図、第９図は同階段波とコンポジット
信号とを乗算した場合における復調出力の周波数特性を
示すグラフ、第１０図はこの発明に係るＦＭステレオ復
調回路の第２実施例を示すブロック図、第１１図は同第
３実施例を示すブロック図である。 １・・・・・・電圧制御発振器、２・・・・・・アップ
ダウンカウンタ、３・・・・・・ＢＣＤ／デシマル・デ
コーダ、４・・・・・・ＲＳフリップフロップ、５・・
・・・・Ｔフリップフロップ、６・・・・・・位相比較
器、８・・・・・・ＤＣアンプ、９・・・・・・抵抗直
列回路（分圧回路）Ａｓ１〜ＡＳ１６・・・・・・アナ
ログスイッチ、ＬＯＵＴ・・・・・・左側出力端子、Ｒ
ＯＵ Ｔ・・・・・・右側出力端子、ｖ（ｔ）・・・・
・・コンポジット信号。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 人力信号を複数の電圧レベルに分圧し、かつ各分圧
出力値が基準正弦波ないし三角波の各時分割瞬時値に対
応するように抵抗値設定された抵抗分圧回路と； 前記抵抗分圧回路の各分圧出力値を、コンポジット信号
中のパイロット信号に同期し、かつその半周期毎に往復
操作して順次択一的に出力する第１のアナログマルチプ
レクサと； 前記抵抗分圧回路の各分圧出力値を、コンポジット信号
中のパイロット信号に同期し、かつ前記第１のアナログ
マルチプレクサの操作周期に対して１８０度の位相差を
もって、その半周期毎に往復操作して順次択一的ｔｔＬ
出力する第２のアナログマルチプレクサとからなり： 前記抵抗分圧回路に対して、コンポジット信号あるいは
これからパイロット信号を除去した信号を入力信号とし
て供給し、前記第１、第２のアナログマルチプレクサか
ら左右の復調出力を取り出すように構成したことを特徴
とするＦＭステレオ復調回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55167744A JPS592216B2 (ja) | 1980-11-28 | 1980-11-28 | Ｆｍステレオ復調回路 |
| US06/323,374 US4404430A (en) | 1980-11-28 | 1981-11-20 | FM Stereo demodulation circuit with voltage dividing and multiplexing techniques |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP55167744A JPS592216B2 (ja) | 1980-11-28 | 1980-11-28 | Ｆｍステレオ復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5792938A JPS5792938A (en) | 1982-06-09 |
| JPS592216B2 true JPS592216B2 (ja) | 1984-01-17 |
Family
ID=15855301
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP55167744A Expired JPS592216B2 (ja) | 1980-11-28 | 1980-11-28 | Ｆｍステレオ復調回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4404430A (ja) |
| JP (1) | JPS592216B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS631481U (ja) * | 1986-06-23 | 1988-01-07 | ||
| JPS6325021U (ja) * | 1986-07-31 | 1988-02-18 | ||
| JPH0357135Y2 (ja) * | 1987-01-30 | 1991-12-26 |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4502148A (en) * | 1981-06-26 | 1985-02-26 | Pioneer Electronic Corporation | FM Stereo demodulator for demodulating stereo signals directly from an FM intermediate frequency signal |
| JPS5830249A (ja) * | 1981-08-18 | 1983-02-22 | Pioneer Electronic Corp | Ｆｍステレオ復調回路 |
| JPS58159296U (ja) * | 1982-04-19 | 1983-10-24 | 積水プラントシステム株式会社 | 容器のマンホ−ル構成用単位板 |
| DE3346059A1 (de) * | 1983-12-21 | 1985-07-04 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Fm-stereoempfaenger |
| DE3565352D1 (en) * | 1984-08-03 | 1988-11-03 | Siemens Ag | Device for the production of a multifrequency signal |
| US4654542A (en) * | 1985-07-01 | 1987-03-31 | Gte Laboratories Incorporated | Staircase ramp voltage generating apparatus with energy reuse |
| US4727333A (en) * | 1986-06-30 | 1988-02-23 | Rca Corporation | Circuitry for multiplying a PCM signal by a sinusoid |
| US4731844A (en) * | 1986-07-07 | 1988-03-15 | Rca Corporation | Apparatus for cancelling a pilot signal from a composite signal |
| US4727752A (en) * | 1987-02-04 | 1988-03-01 | Sundstrand Data Control, Inc. | Pseudosinusoidal oscillator drive system |
| EP0308520B1 (de) * | 1987-08-26 | 1992-12-09 | Deutsche ITT Industries GmbH | Digitaler Demodulator |
| DE3741423A1 (de) * | 1987-12-08 | 1989-06-22 | Licentia Gmbh | Digitale phaseneinstellung fuer digital generierte signale |
| JPH05183341A (ja) * | 1992-01-06 | 1993-07-23 | Mitsubishi Electric Corp | 正弦波発生回路 |
| US6389270B1 (en) | 1999-03-10 | 2002-05-14 | Cirrus Logic, Inc. | Station scan method and apparatus for radio receivers |
| JP2003086700A (ja) * | 2001-09-14 | 2003-03-20 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体装置 |
| US7375489B2 (en) * | 2002-10-07 | 2008-05-20 | Differential Power Llc | Apparatus for generating sine waves of electromotive force, rotary switch using the apparatus, and generators using the rotary switch |
| RU2479926C1 (ru) * | 2011-11-08 | 2013-04-20 | Борис Иванович Волков | Система радиовещания |
| RU2490800C1 (ru) * | 2012-04-19 | 2013-08-20 | Борис Иванович Волков | Система радиовещания |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US1691986A (en) * | 1922-03-30 | 1928-11-20 | American Telephone & Telegraph | Apparatus and method for generating pure sine waves of electromotive force |
| GB1107346A (en) * | 1965-12-09 | 1968-03-27 | Standard Telephones Cables Ltd | A method of synthesising a digital waveform |
| US3949206A (en) * | 1974-12-17 | 1976-04-06 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Filtering device |
| IT1159657B (it) * | 1978-05-05 | 1987-03-04 | Rai Radiotelevisione Italiana | Codificatore stereofonico utilizzante un sistema di commutazione multilivello per la formazione del segnale stereofonico |
| US4225914A (en) * | 1978-09-07 | 1980-09-30 | Tokyo Shibaura Denki Kabushiki Kaisha | Frequency converters |
| JPS56116326A (en) * | 1980-02-20 | 1981-09-12 | Hitachi Ltd | Conversion circuit |
-
1980
- 1980-11-28 JP JP55167744A patent/JPS592216B2/ja not_active Expired
-
1981
- 1981-11-20 US US06/323,374 patent/US4404430A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS631481U (ja) * | 1986-06-23 | 1988-01-07 | ||
| JPS6325021U (ja) * | 1986-07-31 | 1988-02-18 | ||
| JPH0357135Y2 (ja) * | 1987-01-30 | 1991-12-26 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5792938A (en) | 1982-06-09 |
| US4404430A (en) | 1983-09-13 |
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