JPH0235483B2 - - Google Patents
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- JPH0235483B2 JPH0235483B2 JP57201801A JP20180182A JPH0235483B2 JP H0235483 B2 JPH0235483 B2 JP H0235483B2 JP 57201801 A JP57201801 A JP 57201801A JP 20180182 A JP20180182 A JP 20180182A JP H0235483 B2 JPH0235483 B2 JP H0235483B2
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- signal
- vector
- samples
- frequency
- demodulated
- Prior art date
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
- H03D3/006—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by sampling the oscillations and further processing the samples, e.g. by computing techniques
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
- H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
- H03D2200/006—Signal sampling
- H03D2200/0062—Computation of input samples, e.g. successive samples
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Processing Of Color Television Signals (AREA)
- Radar Systems Or Details Thereof (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、時間分離した周波数変調信号を復調
するために、出力信号から復調すべき信号の瞬間
周波数が求まるようにその復調すべき信号の走査
サンプルが互いに結合されるような復調方法に関
する。 デジタル信号処理はこれまでアナログ技術で解
決された多数の信号処理の課題をデジタルでも達
成することを可能にする。しかしこれには種々の
例外がある。例えば、従来アナログ技術で使用さ
れていた周波数変調信号（FM信号）の復調を行
なうのに、FM復調の機能を代替可能な費用にて
かつリアルタイムで実現できる相応のデジタル部
品は全く発表されていない。デジタル方式に類す
る種々の可能性は実用には不適当と見なされてい
た。零通過検出器は、強制的に行なわれる走査過
程によつて直接に零通過がなくなるためにほとん
ど適していない。したがつて、FM復調器の機能
を有する走査値処理が要望されており、しかも振
幅変調の影響が抑制もしくは制限されることが要
望される。 個々には時間分離した周波数変調信号の復調の
ためにこれまで種々の可能性がある。すなわち、
デジタル位相制御ループ（Kelly、Gupta：“The
Digital PLL as ａ Near−Optimum FM−
Demodulator”、IEEE Transaction on
Communication、June 72）および追従適応フイ
ルタ法（Griffith：“Rapid Measurement of
Digital Instantaneous Frequency、“IEEE
Transactions of Acoustics、Speech and
Signal Processing、April 75、第207〜221頁）
の使用は、例えば振動特性、安定性などに関して
問題のある制御ループにつながる。既に実証され
た高速のフーリエ変換法（Roth：“Effective
Measurements Using Digital Signal
Analysis”、IEEE Spektrum、April 71、第62〜
70頁）も復調のために高い計算費用を必要とする
ので、リアルタイム処理は主に低いキヤリア周波
数の範囲に限定されたまゝである。 既に論じられたすべての方式はシステム開発お
よび相応の構成ユニツトの製作に高い費用を必要
とする。 さらに、まず周波数変調を振幅変調に変換し、
それから振幅変調を復調することが考えられる。
確かに周波数変調を振幅変調に変換するための可
能性は多々ある。しかし、デジタル振幅復調およ
びデジタル制限につながる問題が現在のところま
だ解決されていない。 そこで、本発明の目的とするところは走査値の
形式で存在する周波数変調信号を復調するための
方法を提供するにある。 西独特許出願第3030853号では、時間分離した
周波数変調信号を復調するために、復調すべき信
号が遅延要素を通して導かれ、３つの走査サンプ
ルが有する瞬間周波数に出力信号が直接に比例す
るように復調すべき信号の３つの走査サンプルが
互いに結合されるような復調方法を提案してい
る。これは時点Ｔにおける走査サンプルと時点Ｔ
＋2TA（TA＝走査周期）における走査サンプルが
加算され、その加算結果が時点Ｔ＋TAにおける
走査サンプルに比例する値によつて割算されるこ
とによつて行なわれる。 ノイズの影響を低減し、FM復調器の特性を用
途に適合させ、時間分離した周波数変調信号を復
調する装置の構成に自由度を持たせるために、本
発明は、時間的に等間隔で走査されるFM信号の
復調を行なうための多数の別の可能性を提供する
ことを目的とする。 この目的は、本発明によれば、冒頭に述べた如
き変調方法において、出力信号を得るためにｋ個
の走査サンプルの第１の重みづけ加算（分子）が
ｍ個の走査サンプルの第２の重みづけ加算（分
母）によつて割算され（ｋ、ｍ＝１、２、３…
…）、しかも各走査サンプルが複素数として１つ
のベクトルに相当するようなベクトル図にて走査
サンプルを表わした場合に、分子のベクトル和が
分母のベクトル和の位相のnπ（ｎ＝０、１、２…
…）に相当するように走査サンプルが等間隔にて
選ばれることによつて達成される。 それによつて、復調結果が走査された信号の振
幅（制限）および走査クロツクの位相に依存しな
い多数の可能性を提供することができる。 本発明方法を実施するための装置は次のように
構成されることが好ましい。すなわち、入力側に
復調すべき時間分離された信号を与えられる遅延
要素の直列回路が設けられ、それらの遅延要素の
個数は走査サンプルの個数に対応して選ばれてい
て、形成すべき重みづけされた加算の結果に対応
して接続された加算要素が設けられ、加算要素は
割算要素の少なくとも１つの入力端に接続され、
その割算要素として固定値メモリが使用されてい
る。 以下、図面を参照しながら、本発明をさらに詳
細に説明する。 第１図は復調すべき正弦波状の信号１を示す。
周波数変調されているアナログの信号１は一定の
時間間隔（走査周期TA）にて走査され、時間分
離したサンプルに変換される。第１図には周期的
に呼び出される３つの走査サンプルが記入されて
おり、以下において走査サンプルA1よりも（ｉ
−１）TAだけ遅れた時点で走査される走査サン
プルはAiで表わすことにする。 ドイツ特許出願第3030853号に述べられている
復調方式は、３つの走査サンプルA1，A2，A3の
基づく周波数（瞬間周波数）ｆが近似的に走査周
波数TAの１／４、３／４、５／４……である周
波数ｆに対して、 ｆ＝C1・A1＋A3／2A2 (1) なる式、または正確には解析により導き出される
次式、すなわち ｆ＝C2・arccosA1＋A3／2A2 (2) なる式にて求め得ることを基本とするものである
（C1およびC2は定数である。）。 ドイツ特許出願第3030853号は、この方法を実
施するために次の如き回路装置を備えている。す
なわち、この回路装置では、復調すべき時間分離
した信号のための入力端に一方では遅延要素が、
そして他方では加算要素が接続されていて、その
遅延要素と加算要素との間に別の遅延要素があ
り、両遅延要素と加算要素との接続点は割算およ
びアークコサイン関数の形成を行なう固定値メモ
リが接続されていて、この固定値メモリの出力端
で復調信号が得られる。各遅延要素は走査周期
TAだけ遅延を行なうので、加算要素の出力端に
は遅延されない入力信号とクロツク周期TAの２
つ分だけ遅延された入力信号との和が生じる。固
定値メモリもしくは固定値メモリの個所に設けら
れている割算要素は走査サンプルA1およびA3の
和を走査サンプルA2によつて割算する。 復調すべきFM信号の瞬間周波数ｆに依存した
固定値メモリもしくは割算要素の出力電圧の経過
を表わす復調特性曲線は、アークコサイン関数形
成時に直線部分から三角関数の形で合成される。
アークコサイン関数の形成を放棄するならば、復
調特性曲線はFM信号にとつて走査周波数の0.25
倍および0.75倍のまわりの範囲で十分に線形であ
る余弦関数となる。 解析により導き出される式(1)および(2)から出発
して、本発明によれば、時間的に等間隔にて走査
されるほぼ正弦波状のFM信号を復調する目的を
達成するために多数の別の可能性が存在するとい
うことが突きとめられた。この目的のために第１
図の信号１は第２図に対応して複素数ベクトル表
示で示される。いわゆるベクトル図にて交流量を
複素数表示することは一般に知られており、例え
ば1974年ドイツのハリー社出版専問辞典ABC物
理学第１巻第280および281頁で知られている。余
弦波状の信号１は円２の軌跡をとり、この円の弧
状に走査サンプルがある。円弧２上の点の実数成
分は第１図の余弦関数１上の一点に相当する。 複素数座標には、原点０からサンプルまでの矢
印（ベクトル）Ａ 1，Ａ 2およびＡ 3が示されてい
る。さらに、ベクトルA1とA3との合成ベクトル
ＳZが示されており、これは式(1)の分数の分子部
分に相当する。第２図において合成ベクトルＳ Z
は式(1)の分母部分に相当するベクトル２×Ａ 2と
同じ位相を有し、この場合にその位相は実数軸
とベクトルＡ 2もしくはＳ Zとの間の角度を意味
する。 さらに、とりわけ３つ以上の走査サンプルを用
いて機能する復調方式が存在することが確かめら
れた。それにより復調時にソイズの影響を減ら
し、特殊な特性（特性曲線）を有する復調を設計
し、かつ復調のための装置を自由度をもつて、例
えば処理のためのビツトが少なくてすむように構
成することができる。本発明にしたがつて動作す
るすべての復調方式は、第１の走査サンプル重み
づけ加算結果（分子）が第２の走査サンプル重み
づけ加算結果（分母）によつて割算されるという
形式を有する。分子の走査サンプルのベクトル和
が分母の走査サンプルのベクトル和に対して同一
の位相、またはｎ・π（ｎは整数）だけずれた位
相を有するという条件さえ満たされていればよ
い。 分子および分母のための走査サンプルの所定の
選択をベクトル図に示したい場合に、第１のベク
トルＡ 1に対してどの位相でベクトル図を開始
するかは問題ではない。時間的に相前後して続く
等間隔の走査サンプルが一定周期の走査により生
ぜしめられる一定の位相差だけ相違することだけ
が重要である。 第３図は分子において４つの走査サンプルA1，
A2，A5，A6を分母において２つの走査サンプル
A3，A4をもつて動作する例の複素数座標を表わ
す。この場合、走査サンプルA2は走査サンプル
A1よりも走査周期TAだけ遅れて得られ、他もこ
れと同様の関係にある。分子はこの例では走査サ
ンプルA1，A2，A5，A6の和からなる。分母は走
査サンプルA3およびA4からなる。第３図に示さ
れているように、走査サンプルA1，A2，A5，A6
に対応するベクトルＡ 1，Ａ 2，Ａ 5，Ａ 6のベクト
ル加算に相当する分子の合成ベクトルＳ Zはベク
トルA3およびA4の加算によつて形成される分母
の合成ベクトルＳ Nと同じ位相で生じる。分子お
よび分母の合成ベクトルの位相が上述の関係に対
応しているかぎり、分子および分母の個々の加算
の重みづけ様式は重み係数および符号に関して任
意である。重み係数の選択によつて復調特性曲線
の振幅を変更することができ、あるいはそれの基
本形式を変えないで全体の復調特性曲線を平行移
動することができる。 走査サンプルの第１の重み付け加算Ｚが走査サ
ンプルの第２の重み付け加算Ｎによつて割算さ
れ、分子Ｚおよび分母Ｎの合成ベクトルが一致す
る位相またはnπだけずれた位相を有するという
復調方式の例は、例えば次のとおりである。 (1) Ｚ＝A1＋A2＋A3、Ｎ＝A2 (2) Ｚ＝２・A1＋２・A3、Ｎ＝A2 (3) Ｚ＝A1＋A4、Ｎ＝A2＋A3 (4) Ｚ＝２・A1＋A2＋A3＋２・A4、Ｎ＝A2＋
A4 (5) Ｚ＝A1＋２・A2＋A3＋２・A4＋A5 Ｎ＝A2＋２・A3＋A4 第４図は本発明方式を実現するための装置の実
施例を示す。第４図による実施例では６つの走査
サンプルA1〜A6が第３図に相当する関係を有す
る。この装置は５つの遅延要素T1，T2，T3，T4
およびT5の直列回路からなり、各遅延要素はそ
れぞれに与えられる入力信号を走査周期TAだけ
遅延させる。第１の遅延要素T1の入力端には復
調すべき時間分離した周波数変調された信号U1
が入力される。分子を分母で割算するために割算
要素Ｄが設けられており、この割算要素は分子SZ
を分母SNで割算し、出力側に結果として復調信
号U2を発生する。 和形成のために４つの加算要素７，８，９およ
び１０が設けられている。第１の加算要素７は第
１の入力端を遅延要素T1の入力端に接続され、
第２の入力端を遅延要素T1の出力端に接続され
ている。第２の加算要素８は第１の入力端を第１
の加算要素の出力端に接続され、第２の入力端を
第４の遅延要素T4の出力端に接続されている。
これに対して、第３の加算要素９は第１の入力端
を第２の加算要素８の出力端に接続され、第２の
入力端を第５の遅延要素T5の出力端に接続され
ている。第３の加算要素９の出力端に生じる分子
SZは割算器Ｄに入力される。第４の加算要素１０
の第１の入力端は第２の遅延要素T2の出力を導
かれるのに対して第４の加算要素１０の第２の入
力端は第３の遅延要素T3の出力を導かれる。第
４の加算要素１０の出力端からは割算要素Ｄに与
えられる分母SNを取り出すことができる。 この装置の動作は次のとおりである。第４図に
示されているように、第５の遅延要素T5の出力
端に走査サンプルA1があるとき、第４の遅延要
素T4の出力端には走査サンプルA2があり、第３
の遅延要素T3の出力端には走査サンプルA3があ
り、第２の遅延要素T2の出力端には走査サンプ
ルA4があり、第１の遅延要素T1の出力端には走
査サンプルA5があり、そして第１の遅延要素T1
の入力端には走査サンプルA6がある。したがつ
て、加算要素７，８および９は和A6＋A5＋A2＋
A1（分子）を形成し、加算要素１０は和A4＋A3
（分母）を形成する。 第５図は解析または測定技術により求めること
のできる第４図に示された本発明による復調器の
実施例の復調特性曲線１１を示す。この図におい
て軸はそれぞれ適当に規準化されている。その場
合にｘ軸は走査周期fA（fA＝１／TA）に対する復
調すべきFM信号の瞬間周波数ｆがとられてい
る。ｙ軸には復調された信号U2がとられている。
復調特性曲線１１は余弦関数形式を有し、これは
零通過の周辺における広い範囲で極めてわずかな
非線形性を有するだけなので、割算器Ｄの出力信
号U2はこの範囲では入力信号U1の瞬間周波数ｆ
に直接的に比例する。特性曲線の非線形範囲で動
作させようとするときには例えばそれ相応にプロ
グラムされた固定値メモリによりその特性曲線を
線形化することができる。 この実施例とは異なつて重み付けされた分子お
よび分母のための走査サンプルの和、例えば既述
の例で挙げたものを適用する場合には遅延要素の
個数、加算要素もしくは加算部の配置および重み
付け係数の形成のための装置をそれ相応に変更し
て設ければよい。低い走査周波数fAの場合には割
算要素Ｄは市販の演算回路により実現することが
できる。高い走査周波数fAの場合には割算要素Ｄ
を割算結果が分子および分母の大きさに応じて既
に記憶されている固定値メモリに置き換えるとよ
い。 本発明方式の特別な利点は使用可能な走査サン
プルの自由度の高い選択にあり、かつ走査周期と
復調すべきFM信号との間の未知の位相関係を考
慮する必要がないということにある。 本発明方法はとくに周波数変調されたステレオ
放送信号の復調や、デジタル動作のカラーテレビ
ジヨン受信器においてSECAM規格で周波数変調
された形式で存在するカラーパターン信号の復調
に適用することができる。周波数変調・復調
（FKS）方式で動作するすべてのデータ伝送方式
および記憶方式に適用することもできる。
するために、出力信号から復調すべき信号の瞬間
周波数が求まるようにその復調すべき信号の走査
サンプルが互いに結合されるような復調方法に関
する。 デジタル信号処理はこれまでアナログ技術で解
決された多数の信号処理の課題をデジタルでも達
成することを可能にする。しかしこれには種々の
例外がある。例えば、従来アナログ技術で使用さ
れていた周波数変調信号（FM信号）の復調を行
なうのに、FM復調の機能を代替可能な費用にて
かつリアルタイムで実現できる相応のデジタル部
品は全く発表されていない。デジタル方式に類す
る種々の可能性は実用には不適当と見なされてい
た。零通過検出器は、強制的に行なわれる走査過
程によつて直接に零通過がなくなるためにほとん
ど適していない。したがつて、FM復調器の機能
を有する走査値処理が要望されており、しかも振
幅変調の影響が抑制もしくは制限されることが要
望される。 個々には時間分離した周波数変調信号の復調の
ためにこれまで種々の可能性がある。すなわち、
デジタル位相制御ループ（Kelly、Gupta：“The
Digital PLL as ａ Near−Optimum FM−
Demodulator”、IEEE Transaction on
Communication、June 72）および追従適応フイ
ルタ法（Griffith：“Rapid Measurement of
Digital Instantaneous Frequency、“IEEE
Transactions of Acoustics、Speech and
Signal Processing、April 75、第207〜221頁）
の使用は、例えば振動特性、安定性などに関して
問題のある制御ループにつながる。既に実証され
た高速のフーリエ変換法（Roth：“Effective
Measurements Using Digital Signal
Analysis”、IEEE Spektrum、April 71、第62〜
70頁）も復調のために高い計算費用を必要とする
ので、リアルタイム処理は主に低いキヤリア周波
数の範囲に限定されたまゝである。 既に論じられたすべての方式はシステム開発お
よび相応の構成ユニツトの製作に高い費用を必要
とする。 さらに、まず周波数変調を振幅変調に変換し、
それから振幅変調を復調することが考えられる。
確かに周波数変調を振幅変調に変換するための可
能性は多々ある。しかし、デジタル振幅復調およ
びデジタル制限につながる問題が現在のところま
だ解決されていない。 そこで、本発明の目的とするところは走査値の
形式で存在する周波数変調信号を復調するための
方法を提供するにある。 西独特許出願第3030853号では、時間分離した
周波数変調信号を復調するために、復調すべき信
号が遅延要素を通して導かれ、３つの走査サンプ
ルが有する瞬間周波数に出力信号が直接に比例す
るように復調すべき信号の３つの走査サンプルが
互いに結合されるような復調方法を提案してい
る。これは時点Ｔにおける走査サンプルと時点Ｔ
＋2TA（TA＝走査周期）における走査サンプルが
加算され、その加算結果が時点Ｔ＋TAにおける
走査サンプルに比例する値によつて割算されるこ
とによつて行なわれる。 ノイズの影響を低減し、FM復調器の特性を用
途に適合させ、時間分離した周波数変調信号を復
調する装置の構成に自由度を持たせるために、本
発明は、時間的に等間隔で走査されるFM信号の
復調を行なうための多数の別の可能性を提供する
ことを目的とする。 この目的は、本発明によれば、冒頭に述べた如
き変調方法において、出力信号を得るためにｋ個
の走査サンプルの第１の重みづけ加算（分子）が
ｍ個の走査サンプルの第２の重みづけ加算（分
母）によつて割算され（ｋ、ｍ＝１、２、３…
…）、しかも各走査サンプルが複素数として１つ
のベクトルに相当するようなベクトル図にて走査
サンプルを表わした場合に、分子のベクトル和が
分母のベクトル和の位相のnπ（ｎ＝０、１、２…
…）に相当するように走査サンプルが等間隔にて
選ばれることによつて達成される。 それによつて、復調結果が走査された信号の振
幅（制限）および走査クロツクの位相に依存しな
い多数の可能性を提供することができる。 本発明方法を実施するための装置は次のように
構成されることが好ましい。すなわち、入力側に
復調すべき時間分離された信号を与えられる遅延
要素の直列回路が設けられ、それらの遅延要素の
個数は走査サンプルの個数に対応して選ばれてい
て、形成すべき重みづけされた加算の結果に対応
して接続された加算要素が設けられ、加算要素は
割算要素の少なくとも１つの入力端に接続され、
その割算要素として固定値メモリが使用されてい
る。 以下、図面を参照しながら、本発明をさらに詳
細に説明する。 第１図は復調すべき正弦波状の信号１を示す。
周波数変調されているアナログの信号１は一定の
時間間隔（走査周期TA）にて走査され、時間分
離したサンプルに変換される。第１図には周期的
に呼び出される３つの走査サンプルが記入されて
おり、以下において走査サンプルA1よりも（ｉ
−１）TAだけ遅れた時点で走査される走査サン
プルはAiで表わすことにする。 ドイツ特許出願第3030853号に述べられている
復調方式は、３つの走査サンプルA1，A2，A3の
基づく周波数（瞬間周波数）ｆが近似的に走査周
波数TAの１／４、３／４、５／４……である周
波数ｆに対して、 ｆ＝C1・A1＋A3／2A2 (1) なる式、または正確には解析により導き出される
次式、すなわち ｆ＝C2・arccosA1＋A3／2A2 (2) なる式にて求め得ることを基本とするものである
（C1およびC2は定数である。）。 ドイツ特許出願第3030853号は、この方法を実
施するために次の如き回路装置を備えている。す
なわち、この回路装置では、復調すべき時間分離
した信号のための入力端に一方では遅延要素が、
そして他方では加算要素が接続されていて、その
遅延要素と加算要素との間に別の遅延要素があ
り、両遅延要素と加算要素との接続点は割算およ
びアークコサイン関数の形成を行なう固定値メモ
リが接続されていて、この固定値メモリの出力端
で復調信号が得られる。各遅延要素は走査周期
TAだけ遅延を行なうので、加算要素の出力端に
は遅延されない入力信号とクロツク周期TAの２
つ分だけ遅延された入力信号との和が生じる。固
定値メモリもしくは固定値メモリの個所に設けら
れている割算要素は走査サンプルA1およびA3の
和を走査サンプルA2によつて割算する。 復調すべきFM信号の瞬間周波数ｆに依存した
固定値メモリもしくは割算要素の出力電圧の経過
を表わす復調特性曲線は、アークコサイン関数形
成時に直線部分から三角関数の形で合成される。
アークコサイン関数の形成を放棄するならば、復
調特性曲線はFM信号にとつて走査周波数の0.25
倍および0.75倍のまわりの範囲で十分に線形であ
る余弦関数となる。 解析により導き出される式(1)および(2)から出発
して、本発明によれば、時間的に等間隔にて走査
されるほぼ正弦波状のFM信号を復調する目的を
達成するために多数の別の可能性が存在するとい
うことが突きとめられた。この目的のために第１
図の信号１は第２図に対応して複素数ベクトル表
示で示される。いわゆるベクトル図にて交流量を
複素数表示することは一般に知られており、例え
ば1974年ドイツのハリー社出版専問辞典ABC物
理学第１巻第280および281頁で知られている。余
弦波状の信号１は円２の軌跡をとり、この円の弧
状に走査サンプルがある。円弧２上の点の実数成
分は第１図の余弦関数１上の一点に相当する。 複素数座標には、原点０からサンプルまでの矢
印（ベクトル）Ａ 1，Ａ 2およびＡ 3が示されてい
る。さらに、ベクトルA1とA3との合成ベクトル
ＳZが示されており、これは式(1)の分数の分子部
分に相当する。第２図において合成ベクトルＳ Z
は式(1)の分母部分に相当するベクトル２×Ａ 2と
同じ位相を有し、この場合にその位相は実数軸
とベクトルＡ 2もしくはＳ Zとの間の角度を意味
する。 さらに、とりわけ３つ以上の走査サンプルを用
いて機能する復調方式が存在することが確かめら
れた。それにより復調時にソイズの影響を減ら
し、特殊な特性（特性曲線）を有する復調を設計
し、かつ復調のための装置を自由度をもつて、例
えば処理のためのビツトが少なくてすむように構
成することができる。本発明にしたがつて動作す
るすべての復調方式は、第１の走査サンプル重み
づけ加算結果（分子）が第２の走査サンプル重み
づけ加算結果（分母）によつて割算されるという
形式を有する。分子の走査サンプルのベクトル和
が分母の走査サンプルのベクトル和に対して同一
の位相、またはｎ・π（ｎは整数）だけずれた位
相を有するという条件さえ満たされていればよ
い。 分子および分母のための走査サンプルの所定の
選択をベクトル図に示したい場合に、第１のベク
トルＡ 1に対してどの位相でベクトル図を開始
するかは問題ではない。時間的に相前後して続く
等間隔の走査サンプルが一定周期の走査により生
ぜしめられる一定の位相差だけ相違することだけ
が重要である。 第３図は分子において４つの走査サンプルA1，
A2，A5，A6を分母において２つの走査サンプル
A3，A4をもつて動作する例の複素数座標を表わ
す。この場合、走査サンプルA2は走査サンプル
A1よりも走査周期TAだけ遅れて得られ、他もこ
れと同様の関係にある。分子はこの例では走査サ
ンプルA1，A2，A5，A6の和からなる。分母は走
査サンプルA3およびA4からなる。第３図に示さ
れているように、走査サンプルA1，A2，A5，A6
に対応するベクトルＡ 1，Ａ 2，Ａ 5，Ａ 6のベクト
ル加算に相当する分子の合成ベクトルＳ Zはベク
トルA3およびA4の加算によつて形成される分母
の合成ベクトルＳ Nと同じ位相で生じる。分子お
よび分母の合成ベクトルの位相が上述の関係に対
応しているかぎり、分子および分母の個々の加算
の重みづけ様式は重み係数および符号に関して任
意である。重み係数の選択によつて復調特性曲線
の振幅を変更することができ、あるいはそれの基
本形式を変えないで全体の復調特性曲線を平行移
動することができる。 走査サンプルの第１の重み付け加算Ｚが走査サ
ンプルの第２の重み付け加算Ｎによつて割算さ
れ、分子Ｚおよび分母Ｎの合成ベクトルが一致す
る位相またはnπだけずれた位相を有するという
復調方式の例は、例えば次のとおりである。 (1) Ｚ＝A1＋A2＋A3、Ｎ＝A2 (2) Ｚ＝２・A1＋２・A3、Ｎ＝A2 (3) Ｚ＝A1＋A4、Ｎ＝A2＋A3 (4) Ｚ＝２・A1＋A2＋A3＋２・A4、Ｎ＝A2＋
A4 (5) Ｚ＝A1＋２・A2＋A3＋２・A4＋A5 Ｎ＝A2＋２・A3＋A4 第４図は本発明方式を実現するための装置の実
施例を示す。第４図による実施例では６つの走査
サンプルA1〜A6が第３図に相当する関係を有す
る。この装置は５つの遅延要素T1，T2，T3，T4
およびT5の直列回路からなり、各遅延要素はそ
れぞれに与えられる入力信号を走査周期TAだけ
遅延させる。第１の遅延要素T1の入力端には復
調すべき時間分離した周波数変調された信号U1
が入力される。分子を分母で割算するために割算
要素Ｄが設けられており、この割算要素は分子SZ
を分母SNで割算し、出力側に結果として復調信
号U2を発生する。 和形成のために４つの加算要素７，８，９およ
び１０が設けられている。第１の加算要素７は第
１の入力端を遅延要素T1の入力端に接続され、
第２の入力端を遅延要素T1の出力端に接続され
ている。第２の加算要素８は第１の入力端を第１
の加算要素の出力端に接続され、第２の入力端を
第４の遅延要素T4の出力端に接続されている。
これに対して、第３の加算要素９は第１の入力端
を第２の加算要素８の出力端に接続され、第２の
入力端を第５の遅延要素T5の出力端に接続され
ている。第３の加算要素９の出力端に生じる分子
SZは割算器Ｄに入力される。第４の加算要素１０
の第１の入力端は第２の遅延要素T2の出力を導
かれるのに対して第４の加算要素１０の第２の入
力端は第３の遅延要素T3の出力を導かれる。第
４の加算要素１０の出力端からは割算要素Ｄに与
えられる分母SNを取り出すことができる。 この装置の動作は次のとおりである。第４図に
示されているように、第５の遅延要素T5の出力
端に走査サンプルA1があるとき、第４の遅延要
素T4の出力端には走査サンプルA2があり、第３
の遅延要素T3の出力端には走査サンプルA3があ
り、第２の遅延要素T2の出力端には走査サンプ
ルA4があり、第１の遅延要素T1の出力端には走
査サンプルA5があり、そして第１の遅延要素T1
の入力端には走査サンプルA6がある。したがつ
て、加算要素７，８および９は和A6＋A5＋A2＋
A1（分子）を形成し、加算要素１０は和A4＋A3
（分母）を形成する。 第５図は解析または測定技術により求めること
のできる第４図に示された本発明による復調器の
実施例の復調特性曲線１１を示す。この図におい
て軸はそれぞれ適当に規準化されている。その場
合にｘ軸は走査周期fA（fA＝１／TA）に対する復
調すべきFM信号の瞬間周波数ｆがとられてい
る。ｙ軸には復調された信号U2がとられている。
復調特性曲線１１は余弦関数形式を有し、これは
零通過の周辺における広い範囲で極めてわずかな
非線形性を有するだけなので、割算器Ｄの出力信
号U2はこの範囲では入力信号U1の瞬間周波数ｆ
に直接的に比例する。特性曲線の非線形範囲で動
作させようとするときには例えばそれ相応にプロ
グラムされた固定値メモリによりその特性曲線を
線形化することができる。 この実施例とは異なつて重み付けされた分子お
よび分母のための走査サンプルの和、例えば既述
の例で挙げたものを適用する場合には遅延要素の
個数、加算要素もしくは加算部の配置および重み
付け係数の形成のための装置をそれ相応に変更し
て設ければよい。低い走査周波数fAの場合には割
算要素Ｄは市販の演算回路により実現することが
できる。高い走査周波数fAの場合には割算要素Ｄ
を割算結果が分子および分母の大きさに応じて既
に記憶されている固定値メモリに置き換えるとよ
い。 本発明方式の特別な利点は使用可能な走査サン
プルの自由度の高い選択にあり、かつ走査周期と
復調すべきFM信号との間の未知の位相関係を考
慮する必要がないということにある。 本発明方法はとくに周波数変調されたステレオ
放送信号の復調や、デジタル動作のカラーテレビ
ジヨン受信器においてSECAM規格で周波数変調
された形式で存在するカラーパターン信号の復調
に適用することができる。周波数変調・復調
（FKS）方式で動作するすべてのデータ伝送方式
および記憶方式に適用することもできる。
第１図は復調すべき正弦波状の入力信号を示す
波形図、第２図は第１図の信号を複素数座標で表
わすベクトル図、第３図は本発明による走査サン
プル選択を例示するベクトル図、第４図は本発明
による装置の実施例を示す構成図、第５図は第４
図の装置にて動作する復調器の復調特性曲線図で
ある。 A1〜A6…走査サンプル、SZ…分子、SN…分母、
TA…走査周期、U1…復調すべき入力信号、U2…
復調された出力信号、T1〜T5…遅延要素、７〜
１０…加算要素、Ｄ…割算要素。
波形図、第２図は第１図の信号を複素数座標で表
わすベクトル図、第３図は本発明による走査サン
プル選択を例示するベクトル図、第４図は本発明
による装置の実施例を示す構成図、第５図は第４
図の装置にて動作する復調器の復調特性曲線図で
ある。 A1〜A6…走査サンプル、SZ…分子、SN…分母、
TA…走査周期、U1…復調すべき入力信号、U2…
復調された出力信号、T1〜T5…遅延要素、７〜
１０…加算要素、Ｄ…割算要素。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 時間分離した周波数変調信号１を復調するた
めに、出力信号U2から復調すべき信号１の瞬間
周波数ｆが求まるようにその復調すべき信号の走
査サンプルが互いに結合されるような復調方式に
おいて、出力信号U2を得るためにｋ個の走査サ
ンプルの第１の重みづけ加算値（分子SZ）がｍ個
の走査サンプルの第２の重みづけ加算値（分母
SN）によつて割算され（ｋ、ｍ＝１、２、３、
…）、しかも前記走査サンプルは、各走査サンプ
ルA1ないしA6が複素数として１つのベクトルＡ 1
ないしＡ 6に相当するようなベクトル図にて走査
サンプルを表示した場合に、前記分子SZの加算値
ベクトルの位相角が前記分母の加算値ベクトルＳ
Ｎの位相角に対してｎ・π（ｎ＝０、１、２、３，
…）だけずれるように、等間隔で選ばれることを
特徴とする周波数変調信号の復調方法。 ２ 復調すべき時間分離した信号１を入力される
遅延要素T1ないしT5の直列回路が設けられてい
て、これらの遅延要素の個数は走査サンプルの数
に応じて選ばれており形成すべき重みづけ加算値
SZ，SNに対応して接続されていて且つ割算要素
Ｄの少なくとも一方の入力端に作用する加算要素
７，８，９，１０が設けられていることを特徴と
する周波数変調信号の復調のための装置。 ３ 割算要素Ｄは固定値メモリとして構成されて
いることを特徴とする特許請求の範囲第２項記載
の装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE19813145919 DE3145919A1 (de) | 1981-11-19 | 1981-11-19 | Verfahren und anordnung zum demodulieren zeitdiskreter frequenzmodulierter signale |
| DE3145919.6 | 1981-11-19 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5895409A JPS5895409A (ja) | 1983-06-07 |
| JPH0235483B2 true JPH0235483B2 (ja) | 1990-08-10 |
Family
ID=6146744
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57201801A Granted JPS5895409A (ja) | 1981-11-19 | 1982-11-17 | 周波数変調信号の復調方法および装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4567442A (ja) |
| EP (1) | EP0080157B1 (ja) |
| JP (1) | JPS5895409A (ja) |
| AT (1) | ATE62772T1 (ja) |
| DE (2) | DE3145919A1 (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3212054A1 (de) * | 1982-04-01 | 1983-10-06 | Blaupunkt Werke Gmbh | Digitaler demodulator |
| DE3275448D1 (en) * | 1982-11-26 | 1987-03-19 | Itt Ind Gmbh Deutsche | Digital fm demodulation circuit |
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Family Cites Families (7)
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| JPS531125B2 (ja) * | 1973-11-17 | 1978-01-14 | ||
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| JPS5527753A (en) * | 1978-08-21 | 1980-02-28 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Demodulation system for digital fm signal |
| FR2469824A1 (fr) * | 1979-11-14 | 1981-05-22 | Thomson Csf | Procede de demodulation d'un signal module en frequence et demodulateurs mettant en oeuvre ce procede |
| DE3030853A1 (de) * | 1980-08-14 | 1982-03-11 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Verfahren und schaltungsanordnung zum demodulieren zeitdiskreter frequenzmodulierter signale |
| US4431916A (en) * | 1981-05-20 | 1984-02-14 | International Telephone And Telegraph Corporation | Optical data bus receiver with signal waveform restoring means |
-
1981
- 1981-11-19 DE DE19813145919 patent/DE3145919A1/de not_active Withdrawn
-
1982
- 1982-11-15 US US06/441,856 patent/US4567442A/en not_active Expired - Lifetime
- 1982-11-16 AT AT82110600T patent/ATE62772T1/de not_active IP Right Cessation
- 1982-11-16 DE DE8282110600T patent/DE3280324D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1982-11-16 EP EP82110600A patent/EP0080157B1/de not_active Expired - Lifetime
- 1982-11-17 JP JP57201801A patent/JPS5895409A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE3280324D1 (de) | 1991-05-23 |
| EP0080157B1 (de) | 1991-04-17 |
| US4567442A (en) | 1986-01-28 |
| ATE62772T1 (de) | 1991-05-15 |
| JPS5895409A (ja) | 1983-06-07 |
| DE3145919A1 (de) | 1983-05-26 |
| EP0080157A2 (de) | 1983-06-01 |
| EP0080157A3 (en) | 1985-10-30 |
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