CN86100932A - 用于对已解调的调频立体声数字化信号进行解码的数字电路 - Google Patents

Abstract

本发明的内容涉及一种仅含有一个乘法器的简单数字滤波器，用作从解调后的数字化FM立体声信号中提取导频信号。合理选取滤波器的极点数目，使得滤波器的输出同时可以用于产生立体声左声道减右声道的载频数字表示信号。这一信号又用于将输入表示信号解码为所要求的左、右两个声道信号。本发明的电路尤其适合于集成在一片集成电路芯片上。

Description

本发明涉及数字电路领域，特别涉及将解调后的立体声信号解码为左右声道的数字滤波器。此外，本发明的数字电路尤其是以简化立体声通道解码电路为目标，而这种简化的电路特别适合于制作在集成电路芯片上，既可以单独集成在一片芯片上，也可以与其它的调频（FM）信号处理电路和/或调幅（AM）信号处理电路集成在同一片芯片上。

在立体声调频（FM）广播中，需要发送三种基本信号。立体声信号频谱的一部分用来传送代表左右声道之和的信号;另一部分用来传送代表左右声道之差的信号;而标准FM立体声广播信号频谱的第三部分含有一个19KHz的导频信号。这一导频信号用来将该立体声信号解码为左、右声道两个部分。

本发明所特指的具体电路是接收解调后并已经数字化的信号的那部分电路。在本说明书中以及所附的权利要求书中所使用的“数字化”这一术语系指，将周期取样的模拟信号变换为等效的二进制数字表示的信号。一般情况下，每一模拟信号取样值都变换为用二进制数字序列表示的信号。然而应当指出，虽然模拟信号取样值一般都以每一位对应于以二为底的幂的某种特定的加权因子变换为二进制表示的信号，但在不违背本说明书所公开的本发明精神实质的情况下，也可以采用其他数字表示体系。

关于本发明，值得注意的是，它是指一种接收已解调的数字化信号的电路，该数字化信号中既有左声道信息，又有右声道信息。因此，本发明电路的功能在于产生代表经提取的左声道信息和右声道信息的数字化输出信号。

在调频（FM）接收机中恢复19KHz导频信号习惯上采用全模拟电路及其设计原理来实现。这些原理通常包括使用一个锁定于19KHz导频信号锁相环，该锁相环带有一个38KHz的振荡器，其输出送往一个二分频器。对于分离左声道和右声道的信息而言，恢复导频信号是至关重要的。

然而，提供一个其频率响应具有无衰减地通过19KHz导频但大大衰减所有其他频率的特性的数字滤波器不是那么简单的。为了提供用于产生适合于最终通道分离所要求的38KHz单频的装置，在该信号的输出端必须具有适当的相位关系。此外，大家知道构成完成诸如加法和减法运算的数字电路是相当容易的，同时，还知道构成诸如乘法运算的数字电路，相应的困难就大得多。因此，合乎要求的数字滤波器所希望的特点之一就是执行乘法运算的次数应该最少。在将本发明的电路集成在一片集成电路芯片上的最优情况下，芯片尺寸及“实际占地”的问题也要求具有尽可能少的数字乘法器电路，以便节省体积和功率。

依照本发明的最佳实施例，使用一种具有减少所需乘法运算次数的特殊结构形式的数字滤波器，产生19KHz导频的数字化表示信号，与此同时产生另一个代表19KHz导频信号经90°移项的取样输出信号。这样便能够产生所需要的38KHz立体声载频信号，用以将接收的输入信号分解为左声道和右声道两个分量。在本发明的最佳实施例中，数字滤波器工作的取样速率为228KHz，是19KHz导频信号频率的十二倍。在这一取样速率下工作，就简化电路而言，特别是就仅需最小数目的乘法器电路而言是十分有利的。使用一个第一乘法器，形成数字滤波器在某一时刻的输出与前一时刻的输出的乘积，从而产生38KHz立体声载频信号的数字化表示信号。而后，将这一信号与一个第二数字乘法器相结合加以运用，而使第二数字乘法器输出表示“左声道减右声道”的信号。此后，使用简单的加法器和减法器，在各自的信号通道中提取出左声道分量和右声道分量。

因此，本发明的一个目的是提供一种数字电路，用以对已解调的且数字化的FM立体声信号进行解码，分解为左声道分量和右声道分量。

本发明的又一目的是提供一种采用最少数目的乘法器电路进行FM立体声解码的数字电路。

本发明的另一目的是提供一种数字通道分离电路，这种电路适合于制作在集成电路芯片上，既可以单独集成在一片芯片上，还可以作为其他解码和解调电路的一个部分，共同集成在一片芯片上。

本发明还有另外一个目的是有助于FM信号的数字处理。

最后，但不限于于此，本发明的目的还在于提供一种要求体积小、功耗低、易于集成在单个集成电路的芯片上的FM立体声解码的数字电路。

在本说明书的结论性部分，已特别指明了与本发明有关的主题，并清楚地提出了权利要求。但对于既作为实际结构，又作为实用方法的本发明，以及本发明更进一步追求的目的和优点，通过参阅下面对照附图所进行的描述可以得到透彻地理解，附图中

图1是一个典型的已解调的FM立体声信号作为频率f的函数的频谱图;

图2是在表示本发明滤波器最佳实施方案的Z变换函数的复平面上的一个零一极点图;

图3是说明本发明的予期实现的流程图。

只有对于输入到本发明电路的信号频谱分布具有一定知识，才能够正确地理解本发明的工作原理。解调后的FM信号包含前文所指出的三种不同的分量。具体地说，解调后的FM信号包括：在从0到15KHz频率范围内的一个代表立体声左声道和右声道和的信号，L+R;正如由现行FCC（联邦通信委员会）规则所要求的那样，位于19KHz±2Hz频率处，设有一个19KHz的导频信号;以38KHz频率，即二倍于导频信号频率为中心，左声道减右声道的信息L-R被编码于抑制载频的双边带（DSSC）信号中。如图所示左声道减右声道的信息占用的频带一般为从23KHz到53KHz。此时，在图1中所示的信号频谱实质上就是作为本发明输入信号的频谱，只不过是数字化形式的信号而已。

本发明数字滤波器电路的设计基于设计一种用以提取19KHz导频的数字化表示信号的数字滤波器。然而，为了实现本发明的各项目的，采用传统设计方法，直接设计的在19KHz频率上具有极窄通带的数字滤波器是难以实现的。具体地说，本发明的发明者为他们的数字滤波器选定了一个能够极大简化电路装置的取样速率。此外，本发明的滤波器不仅需要产生数字化的19KHz正弦信号，还必须用某种方式，能够易于产生同一信号的余弦形式。为了实现电路简化，还必须对以特定方式描述数字滤波器的Z变换转移函数选定若干附加的极点位置。并且，一旦为了简化电路的各种目的而选定了若干个附加变换极点，则还必须在转移函数的附近选择若干零点，产生仅在以19KHz频率为中心处仅具有单一有效狭窄通带的转移函数。

图2表示在所选极点数目M为6的情况下，本发明的数字滤波器的一种最佳实施例。更具体地说，图2所示的图形是本发明数字滤波器的最佳实施例的Z变换函数H（z）的零一极点图。在这种特定的情况下，H（z）的极点数目M为6，取样速率为228KHz，该取样速率等于2M×19KHz。依照习惯，在图2中，用符号0标示转移函数的零点，用符号×标示转移函数的各极点。众所周知，在关于数字信号处理的技术领域中，沿图中所示的单位园的各点相应于角频率ω的不同数值。更具体地说，0°角对应于0Hz的频率。当自正实轴为准沿单位园按照反时钟方向移动时，则ω的值单调增加，在本发明设计中180°角对应于114KHz频率，360°角对应于228KHz的频率。由于本发明的一个目的是要在19KHz频率点上具有大的响应，因此可以看出，在位于相对于正实轴30°角的位置上，必须有一个极点，因为30°角与360°角之比恰为19KHz频率与228KHz频率之比。同样，众所周知，在数字信号处理技术领域，通常不希望有恰好位于单位园园周上的极点，因为这种极点位置会导致电路的不稳定性。所以，30°角所示的极点正好位于该单位园园周之内。由于在下面会变得更为清楚的一些理由，在30°角所示的极点（其他各极点也是如此）距原点的距离最好为1-2^Z-N，N可以是大于2的任意实数，但最好为整数，例如为8。由于对可实现电路而言，极点或零点须以共轭复数对的形式出现，所以要求在330°角处有第二个配对极点。

如果在19KHz频率上产生一个陡峭的频响尖峰是本发明的唯一设计目的的话，那么只要在两个位置上即在30°和330°角上具有两个极点的情况，或许是令人满意的。然而为了实现简化电路的目的，本发明中的滤波器使用了沿恰好位于单位园之内的园周均匀分布的多个极点。在本发明的情况下，因为取样频率为228KHz，所选择的极点总数M＝6，所以应使每个极点与其在单位园内的园周上相邻极点的相隔角度为360°/M。这种极点分布可以给出一种其分母为Z^M+β形式的转移函数。正如上面所讨论过的那样，一般把β选择为1-2^Z-N的形式。但是，在90°、150°、210°和270°角上包含的各附加极点往往会在滤波器的输出端产生一些不需要的分量。换句话说，若在这些极点单独存在的情况下，则该滤波器就会通过一些并非需要的频率分量。因此，本发明的设计在邻近于这些极点位置的这些角度上使用零点，以便抑制这些极点的不良影响。据此，在90°、150°、210°和270°角上都设置了转移函数的零点，如图2所示。然而，这些零点都位于单位园的园周上。这种位置还有助于简化电路，其中，在包含这些零点因子的代数展开式中不会产生所需的数字乘法电路的系数。一般说来，这些零点也是以共轭复数对的形式出现，而且呈现为十分对称的状态，以有助于在无需过多使用乘法运算的情况下实现电路装置。然而，在位于150°和210°角上的两个零点却没有与它相对应的对称位于右半平面上的零点。如此安排这类零点自然会降低滤波器的19KHz的选择性。此外在Z＝+1和Z＝-1处设有两个零点，以便在消除直流分量的同时进一步使电路简化。

所以，可以看出，本发明的最佳数字滤波器实施例具有大体如下的Z变换转移函数：

$\mathrm{H\; (Z)\; =\; H}\frac{{\mathrm{(Z}}^2{\mathrm{+\; 1\; )\; (Z}}^2{\mathrm{-\; 1\; )\; (Z}}^2+\sqrt{3}\mathrm{Z\; +\; 1\; )}}{Z^6{\mathrm{+\; (1-2}}^{\mathrm{2\; -N}})}$

其中N为大于2的实数，H为比例系数。可将上面的方程展开，并将分子和分母同除以一个公因子Z⁶，这样演算的结果如下：

$\mathrm{H(Z)\; =\; H}\frac{{\mathrm{1\; +\; 3\; (Z}}^{\mathrm{-1}}{\mathrm{-\; Z}}^{\mathrm{-\; 5}}{\mathrm{)\; +\; Z}}^2{\mathrm{-\; Z}}^{\mathrm{-\; 4}}{\mathrm{-\; Z}}^{\mathrm{-\; 6}}}{{\mathrm{1\; +\; (1\; -\; 2}}^{\mathrm{2\; -\; N}}{\mathrm{)\; Z}}^{\mathrm{-\; 6}}}$

上面作为H（z）的第二个公式，对于指明数字滤波器的输入/输出关系，给出了更为直接的形式。在特定的情况下，上式中N＝8，比例因子H为0.00282时，可以得到：

Y（n）＝H〔X（n）+X（n-2）-X（n-4）-

X（n-6）+1.7320508（X（n-1）

-X（n-5））〕-0.984375Y（n-6）。

在以上方程中，为了依照各发明经常采用的方法进行简化，已将取样周期T做了压缩。以上Y（n）方程的书写表达方式，对于数字电路设计来说，也是简单易行的。

实现上述数字滤波器的具体电路示于图3。举例来说，图3中的电路包括一个定时移位寄存器，用来存贮X（n）到X（n-6）的数字化表示值。此外，还将Y（n）的输出送入一组定时移位寄存器，并以同样的方式标出。图3中的数字电路还包括图中所示的各加法器、减法器和乘法器。图中还示出了一个用以代替乘法运算步骤的移位寄存器。图3中所示电路的数字滤波器部分实际上是在X值的移位寄存器和Y值的移位寄存器之间包含的那部分电路。不难发现，输出Y（n）是由所示电路产生的。更具体地说，在乘以用四位有效数字所表示的3的十进制变换形式1.732之前，已将与X（n-1）和X（n-5）有关的各项在不同的运算操作中进行了编组。因而，可以发现这种编组减少了所需数字乘法器的数目。同时还可以发现，其实施例已示于图3的本发明的数字滤波器部分仅包含一个乘法器。这是本发明的一大优点。此外，在上面H（z）的方程中，通过将N选取为大于2的整数，就有可能使用一个移位器来代替乘法器。另外，在另一方面，众所周知，在位置的二进制中，利用简单的移位操作，能够容易地实现乘以2的幂运算。数值N控制着图2中处于彼此相邻位置的那些极点和零点之间的接近程度。N的取值愈大，那些极点和零点靠得愈近。然而，为了便于实际实施以及防止出现不稳定问题，在本发明中，最好选取N为接近8的整数。

因此可以看出，上述数字滤波器电路做为Y（n）输出，产生19KHz导频的数字化表示值。由于滤波器在228KHz取样频率下工作，又因为2M等于12，360°除以2M分为若干个30°的扇形部分，所以Y（n）到Y（n-6）的每一取样值被30°的相角所分割。据此，由于Y（n-3）相对于Y（n）具有90°相移关系，所以Y（n-3）所取的取样值表示一个余弦信号。此时要用以下三角函数恒等式：

SinXCosY＝ 1/2 〔Sin（X+Y）+Sin（X-Y）〕

在目前这种特定的情况下，X＝Y，因而可以看出SinXCosY＝ 1/2 Sin2X。所以，本发明使用一个乘法器，求出Y（n）和Y（n-3）的乘积，产生表示38KHz立体声载频信号的结果信号C（n）。一般说来，根据上面的三角函数恒等式，可以发现乘法运算产生两个信号的和，其中一个信号频率基于两相乘信号的频率之和，另一个信号频率基于两相乘信号的频率之差。在上述滤波器中，应当指出选取数字滤波器的极点数目M＝6提供一相对于Y（n）呈现适当相移的输出信号Y（n-3），以便能够在数字乘法器电路的输出端，生成38KHz立体声载频信号C（n）。

信号C（n）的生成进而能够产生在图3中标为L-R的信号，这个信号表示的是立体声左、右两个通道的代数差。根据在上述三角函数恒等式中所体现的原理，以38KHz立体声频信号乘以输入信号的运算，将输入信号的L-R部分移到0～15KHz的频带范围。这一运算同时还将输入信号的L-R部分移到以76KHz为中心频率的一段频带上，但由于这一频带是人耳听不到的频率范围，所示结果信号的这一部分可以忽略掉。同样地，在输入的解调后的数字化FM信号中以38KHz为中心频率的频谱信息，由于同样是在人耳听不到的频率范围，所以也可以忽略不管，或者可以在后面的电路上予以滤除。因此，输入信号中仅有的与收听有关的部分是其L+R信号部分。所以仅需提供一个数字加法器，将前面电路生成的L-R信号与包含有L+R部分的输入信号相加，便可以产生一个实际上表示左声道数字化部分的信号。与这种方法类似，以图3所示的方式，也使用一个减法器，来产生右声道信号。若用符号表示，这一运算操作可以写为（L+R）-（L-R）＝2R。因此，本发明中的数字电路可以将解调后的数字化FM信号解码，产生这一信号的立体声左、右两个声道分量。

鉴于上述分析，可以看出本发明中的数字电路提供了一种适用于对按常规标准广播的FM立体声信号进行数字方式解码的装置，而采用的数字电路仅包含三个数字乘法器。实际上，本发明电路的数字滤波器部分仅有一个数字乘法器。因而不难想像，可以将这种简单易行的滤波器集成到用作FM立体声解码的集成电路中。同样不难想象，这种电路所需占用的芯片面积更小，所需的功耗也更低。虽说图3中所示的电路是本发明中优先选用的电路，但同时还应当指出，从含有Y（n-6）的寄存器接收输入信号的移位器，减法器在N不为整数数值的情况下，可以用一个附加的乘法器电路来代替。此外，应当指出，在上述讨论中根本没有提及图3所示的各种寄存器、移位器、加法器、减法器和乘法器所选用的位数。在不背离本发明的技术范围或精神实质的条件下，可以选用各种位数值。然而，为了达到分离FM立体声信号的目的，可选用8到15位，在这种具体的应用中，最好选用8位或12位。还应指出，本发明中优选的取样速率远远大于奈奎斯特（Nyquist）取样定理要求的可精确还原声音信号所需的速率。还应指出，本发明中从左声道和右声道输出的信号通常送往数-模变换器装置，然后通过低通滤波器，滤除在量化和变换过程中所产生的不希望有的高频分量。

虽然在本说明书中，已根据本发明的一种最佳实施例对本发明进行了详细的描述，但在技术领域中的专业人员仍能对本发明做出各种改进和变型。因此，附加的权利要求企图包括将属于本发明的实质内容的所有的改进变型。

Claims (5)

1、将解调后的、数字化FM立体声信号解码为数字化的左声道信号分量和右声道信号分量的一种数字电路，其特征在于上述电路包括：

一个接收输入时序信号X(nT)，产生输出时序信号Y(nT)的数字滤波器，上述滤波器具有Z变换转移函数，实际上此函数等于：

$\mathrm{H\; (Z)\; =\; H}\frac{{\mathrm{(Z}}^2{\mathrm{+\; 1\; )\; (Z}}^2{\mathrm{-\; 1\; )\; (Z}}^2+\sqrt{3}\mathrm{Z\; +\; 1\; )}}{Z^6{\mathrm{+\; (1-2}}^{\mathrm{2\; -\; N}})}$

其中N为大于2的实数，H为比例因子，上述滤波器工作在以T为周期的取样速率上，相对应的取样速率实际上等于228KHz；

一个第一数字乘法器电路，用于求出上述滤波器在时间nT的输出Y(nT)与上述滤波器在时间(n-3)T的输出Y(nT-3T)的乘积，以便形成立体声载频信号C(nT)的数字化表示信号；

一个第二数字乘法器电路，用于求出上述滤波器在时间nT的输入X(nT)与上述第一数字乘法器在时间nT的输出C(nT)的乘积，以便形成L-R信号的数字化表示信号。

2、根据权利要求1的数字电路，其特征在于还包括有：

一个数字加法器电路，用以形成从上述第二数字乘法器送来的上述L-R信号与上述输入信号X（nT）两者之和的和信号，因而产生出表示上述立体声左声道信息的信号;

一个数字减法器电路，用以形成上述L-R信号与上述输入信号X（nT）之间的差信号，因而产生出表示上述立体声右声道信息的信号。

3、根据权利要求1的电路，其特征在于N是一个整数。

4、根据权利要求1的电路，其特征在于N＝8。

5、一种用于接收输入时序信号X（nT），和产生输出时序信号Y（nT）的数字滤波器电路，其特征在于，上述滤波器具有Z变换转换函数，此函数实际上等于：

$\mathrm{H\; (Z)\; =\; H}\frac{{\mathrm{(Z}}^2{\mathrm{+\; 1\; )\; (Z}}^2{\mathrm{-\; 1\; )\; (Z}}^2+\sqrt{3}\mathrm{Z\; +\; 1\; )}}{Z^6{\mathrm{+\; (1-2}}^{\mathrm{2\; -\; N}})}$

其中N为大于2的实数，H为比例因子，上述滤波器工作在以T为周期的取样速率下，相对应的取样速率实际上等于228KHz。

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