FI85076C - Digital radiofrekvensmottagare. - Google Patents

Description

1 85076

Digitaalinen radiotaajuusvastaanotin

Keksinnön alue Tämä keksintö liittyy radiotiedonsiirron alueeseen 5 ja erityisesti radiotaajuusvastaanottimeen, joka on oleellisesti toteutettu digitaalisella piiristöllä.

Keksinnön tausta

Perinteinen radiotiedonsiirtolaitteisto on toteutettu pääasiallisesti analogisella piiristöllä. Analogis-10 ten komponenttien sisäiset ominaisuudet rajoittavat mahdollista signaalinkäsittelyn määrää. Esimerkiksi analogisten vahvistimien kohina- ja vahvistusominaisuudet rajoittavat käsitellyn analogisen signaalin dynamiikka-aluetta. Lisäksi analogista informaatiota ei voida helposti 15 tallentaa tavalla, joka mahdollistaa kehittyneen signaalinkäsittelyn .

Digitaalisen signaalinkäsittelyn käyttö sellaisten operaatioiden korvaamiseksi, jotka aikaisemmin suoritettiin käyttäen analogista käsittelyä, eliminoi ei-halutut 20 vaihtelut näissä operaatioissa, jotka vaihtelut voivat olla seurauksena ulkoisista vaikutuksista, sellaisista kuten lämpötila, kosteus ja analogisten komponenttien ikääntyminen. Lisäksi digitaaliset signaalinkäsittelytek-] nilkat tarjoavat joustavuutta ohjelmoitavien toimintaomi- : : : 25 naisuuksien ja piirteiden muodossa. Esimerkiksi integroi- :Y: tu digitaalinen välitaajuuspiiri (IF) olisi ohjelmoitava - -j sen kanavataajuuden, sen näytteenottotaajuuden ja tiet- tyyn laajuuteen asti sen suodinvasteen osalta. Digitaali-nen signaaliprosessori (DSP) , joka suorittaa vuorottele-30 via tallennettuja ohjelmia, voi suorittaa erilaisen suodatuksen ja demoduloinnin täysin erityyppisten radioiden toteuttamiseksi. DSP:ta voidaan myös käyttää edistyneisiin käsittelytekniikoihin, sellaisiin kuten adaptiivi-nen korjaus.

35 Digitaalisen vastaanotinrakenteen lisäetu on se, että DSP- ja IF-piiristö voi olla suunniteltu siten, että 2 85076 se voi olla "käännetty vastakkaiseksi" suorittamaan vastaavat operaatiot digitaalisesti toteutetulle lähettimel-le. Vuorosuuntaista (puoli-duplex) toimintaa varten pii-ristö saattaisi olla kytketty siten, että se yksinkertai-5 sesti kääntää "suuntaa", kun taas kaksisuuntaista toimintaa varten tarvittaisiin kaksi välitaajuussuodatinta.

Pohjimmainen teknologinen apukeino, joka johtaa oleellisesti digitaalisen vastaanottimen toteutettavuuteen, on suurinopeuksinen (20 - 100 MHz) suuriresoluu-10 tioinen (10 - 12 bittiä) A/D-muunnin. Toinen tekijä, joka johtaa digitaalisen vastaanotinrakenteen tekniseen toteutettavuuteen, on suuri integraatiotaso ja suuret nopeudet, jotka on saavutettavissa VLSI-integroitujen piirien toteutuksissa, mikä äärimmillään sallii esimerkiksi 4-na-15 paisen (4-nollaisen) kaksoistarkkuuksisen digitaalisuoti-men, jossa on 40 kHz näytteenottotaajuus, toteuttamisen tämän hetken digitaalisessa signaaliprosessorissa. Esillä oleva keksintö yhdistää nämä uudet teknologiat parannettuihin tekniikoihin etupään analogista käsittelyä ja digi-20 taalista välitaajuussuodatusta varten toteutettavissa olevan mallin aikaansaamiseksi oleellisesti digitaaliselle vastaanottimelle.

Esillä olevan keksinnön vastaanotinrakenne mahdollistaa mullistavan muutoksen matkaradioiden tuotantotekno-25 logiassa ja toimintaominaisuuksissa. Lisäksi tämä lähestymistapa sallii radion rakentamisen minimaalisella osien lukumäärällä, mikä heti vähentää osia ja valmistuskustannuksia samalla kun se myös parantaa radion luotettavuutta ja huollettavuutta.

30 Keksinnön yhteenveto ja kohteet

Yhteenvetona esillä oleva keksintö tarkastelee täysin digitaalista radiovastaanotinta, joka operoi vas-: taanotetulla radiotaajuussignaalilla, joka on muunnettu digitaaliseen muotoon antennin ulostulossa tapahtuvan 35 esivalinnan jälkeen. Esillä olevan keksinnön vastaanotin käsittää esivalitsijän, suurinopeuksisen analogia-digi- 3 85076 taalimuuntimen (A/D), digitaalisesti toteutetun välitaa-juusselektiivisyysosan (IF), jolla on oleellisesti kanta-taajuuksilla oleva ulostulosignaali, ja monikäyttöisen digitaalisignaaliprosessorin (DSP) integroidut piirit, 5 jotka suorittavat lopullisen selektiivisyys- tai tasoitus-, demodulaatio- ja jälkidemodulaatiokäsittelyn.

Täten esillä olevan keksinnön kohteena on aikaansaada digitaalisesti toteutettu radiovastaanotin.

Esillä olevan keksinnön toisena kohteena on ai- 10 kaansaada radiovastaanotinrakenne, joka on helposti sovitettu vastaanottamaan useita siirtokaavioita.

Esillä olevan keksinnön vielä yhtenä kohteena on aikaansaada radiovastaanotinrakenne, joka on oleellisesti toteutettu integroituja piiritekniikoita käyttäen.

15 Esillä olevan keksinnön vielä yhtenä kohteena on aikaansaada digitaalisen vastaanottimen välitaajuussuo-dinrakenne, joka toimii suhteellisen nopealla nopeudella, niin että vähennetään resoluutio- ja askelkokovaatimuksia A/D-muuntimessa.

20 Piirrosten lyhyt selitys

Kuvio 1 on lohkokaavio, joka esittää esillä olevan keksinnön digitaalisen vastaanottimen toiminnot.

Kuvio 2 on lohkokaavio esillä olevan keksinnön * digitaalisen vastaanottimen etupään piiristöstä.

- 25 Kuvio 3 on lohkokaavio esillä olevan keksinnön di- : : gitaalisesta nollatyyppisestä välitaajuusselektiivisyys- -:--j osasta.

Kuvio 4a on kuviossa 1 viitatun digitaalisen os-killaattorin lohkokaavio.

30 Kuvio 4b on lohkokaavio näennäis-satunnaisesta värinägeneraattorista, joka on yhteensopiva kuvion 3 digitaalisen nollatyyppisen välitaajuusselektiivisyysosan *-* ‘ kanssa.

: : Kuvio 5a on lohkokaavio halutusta "nopeasta", ka- ·:·** 35 peakaistäisestä alipäästösuotimesta.

4 85076

Kuvio 5b on lohkokaavio hajotetusta approksimaatiosta kuvion 5a nopealle alipäästösuotimelle.

Kuviot 6a - 6d ovat taajuuskaavioita, jotka esittävät kuvion 5 nopeiden alipäästösuotimien ominaisuudet.

5 Kuviot 7 on lohkokaavio toisen asteen kapeakaistai sesta, äärettömän impulssivasteen (IIR) omaavasta alipääs-tösuodattimesta, jota käytetään kuvion 5b hajotetuissa "nopeissa" alipäästösuotimissa.

Kuvio 8 on lohkokaavio äärellisen impulssivasteen 10 (FIR) omaavasta toisen asteen suotimesta, jolla on vaimen-nuskuoppa puolessa välissä näytteenottotaajuutta, jota käytetään kuvion 5b hajotetuissa nopeissa alipäästösuotimissa.

Kuviot 9a - 9c ovat lohkokaavioita aikajakomulti-15 pleksoidusta toisen asteen IIR-alipäästösuotimesta, jota käytetään kuvion 3 yhteydessä selostetuissa aikajakomulti-pleksoiduissa "hitaissa" alipäästösuotimissa.

Kuvio 10 on lohkokaavio viidennen asteen FIR-ali-päästösuotimesta, jota käytetään edelleen vähentämään 20 näytteenottotaajuus 80 kHz:stä 50 kHz:iin.

Kuvio 11 on lohkokaavio neljännen asteen IIR-ali-päästösuotimesta, jota käytetään viimeiseen selektiivisyy-teen ja päästökaistan tasaamiseeen ennen demodulaatiota.

Kuvio 12 on lohkokaavio FM-demodulaattorista, joka 25 on toteutettu yleiskäyttöisellä DSP:llä.

Kuviot 13a - 13c ovat kaavioita, jotka esittävät osoitinten periaatteet esillä olevan keksinnön yhteydessä.

Kuviot 14a ja 14b ovat vuokaavioita, jotka esittävät esillä olevan keksinnön FM-demodulaattorin taustaru-30 tiinin toiminnan.

Kuviot 15a - 15b ovat kuvion 15a yhteydessä se-' ‘ lostetun skaalausrutiinin toiminnan vuokaavioita.

: Kuviot 16a - 16c ovat vuokaavioita, jotka esittä- .·“. vät esillä olevan keksinnön digitaalisen demodulaattorin 35 muiden osien toiminnan.

5 85076

Piirosten yksityiskohtainen selitys

Kuvio 1 havainnollistaa digitaalisen vastaanottimen toimintoja käsittäen kolme pääoperaatiota. Vaikka kaavio ei esitä mitään esimerkkiä vastaanottimen vaihtele-5 vuudesta, on alan ammattimiehelle ilmeistä, että erilaisia, moninaisia toteutuksia voitaisiin soveltaa käyttöön esillä olevan keksinnön vastaanottimessa. Yksityiskohtaisemmin "etupää"-osa 104, joka on edelleen yksityiskohtaisemmin esitetty kuviossa 2, liittää antennin 102, joka 10 vastaanottaa radiotaajuisen (RF) signaalin, digitaalisesti toteutettuun välitaajuusselektiivisyysosaan 110. Esivalitsin 106 aikaansaa sisääntulevan signaalin laajakaistaisen suodatuksen, jotta estetään valetoisto myöhemmässä A/D-muunnosprosessissa. A/D-lohko 108 sisältää vahvistus-15 sekä näytteenotto- ja pito-operaatiot, jotka ovat tarpeen esillä olevan vastaanotinrakenteen digitaalista käsittelyä varten.

Seuraava pääosa, välitaajuusselektiivisyysosa 110, jota edelleen yksityiskohtaisemmin selostetaan alla ku-20 vion 3 yhteydessä, käsittää kvadratuuripaikallisoskillaat-torin (LO) 116, joka generoi monimutkaisen eksponentiaalisen signaalin (kvadratuuri signaalit sini ja kosini). Tämän signaalin taajuus on valittu järjestelmän kanava-' *** taajuussisääntulolla "A", kvadratuurisekoittimia 112 käy- :: : 25 tetään digitaalisina kertojina taajuussiirtämään haluttu kapeakaistainen kanava alas noin 0 Hz välitaajuudelle. Suurinopeuksinen selektiivisyysosa 114 sisältää useita :·. peräkkäisiä kapeakaistaisia alipäästösuodinosia, jotka poistavat korkeammilla taajuuksilla olevat ei-halutut 30 signaalit halutusta signaalista, joka on keskitetty lähelle nollataajuutta. Tämä alipäästösuodatus sallii asteittaisen näytteenottotaajuuden pienentämisen A/D-muun-* timen 108 ulostulossa olevista suurista taajuuksista taa- juuksille, jotka ovat verrattavissa kanavan kaistanlevey-35 teen "loppupää"-osan 120 sisääntulossa.

6 85076 "Loppupää"-osaa 120 käytetään "erikoistamaan" yleiskäyttöinen radiorakenne yhteen rakenteeseen, joka on erityisesti räätälöity tiettyä radiosovellutusta varten, jota on merkitty järjestelmän radiotyyppisisääntulona "B". 5 Sen paras toteutus voi käsittää yleiskäyttöisen digitaalisen signaaliprosessorin (DSP). Loppuselektiivisyysosa 124 aikaansaa kaiken lisäsuodatuksen, joka tarvitaan ennen radiosignaalin demodulointia modulointityypin ja kanavan ominaisuuksien mukaisesti. Esimerkiksi se voi ai-10 kaansaada adaptiivisen kanavakorjauksen digitaalista datasiirtojärjestelmää varten. Tämä suodinosa 124 aikaansaa myös viereisen kanavan vaimentamisen ja päästökaistan korjauksen, jotta kompensoimaan epätäydellisyyksiä suurino-peuksisten selektiivisyyssuotimien 114 ominaisuuksissa, 15 jotka ovat seurauksena karkeakertoimisesta kvantisoin-nista, joka tarvitaan toteuttamaan kertojattomat (ali-päästö-)suodattimet. Deraodulointiosa 126 voi olla ohjelmoitu toteuttamaan monia demodulaatiotyyppejä, mukaan lukien FM-demodulaation ääntä ja vaihtotaajuusmoduloitua 20 (FSK) dataa varten. Demoduloitu äänisignaali voi olla muunnettu takaisin analogiseen muotoon, tämän jälkeen vahvistettu ja toistettu kaiuttimen kautta, kuten on ehdotettu viitenumeroilla 121 ja 122. Vaihtoehtoisesti di-. gitaalinen ääniviesti voi olla tallennettu digitaalisena : 25 digitaalimuistiin 123 myöhempää toistoa varten. Datansiirrot tojärjestelmässä (ei esitetty), demoduloidut datasymbolit ... voivat olla reititettyjä tietokoneelle lisäkäsittelyä varten tai tietokonepäätteelle välitöntä näyttöä varten. Lisäksi ohjausinformaatio automaattisen taajuudenseuran-30 nan 128 toteuttamiseksi voi olla synnytetty "loppupää"-. osassa 120. Lopuksi kellon generointiosa 118 tarvitaan ohjaamaan tarkkaa alasmuunnosta varten tarpeellisen A/D-muunnoksen sisääntulonäytteenottotaajuutta, käyttämään : digitaalista piiristöä säännöllisellä tavalla ja ohjaa- 35 maan ulostulon näytteenottotaajuutta, ehkä myöhempien järjestelmien kanssa synkronointia varten. Tässä selostet- 7 85076 tavassa esimerkinomaisessa suoritusmuodossa näytteenottotaajuuden f oletetaan olevan 20 MHz ja vastaanotettavien taajuuksien kaista on keskitetty noin 875 MHz:iin.

Kuvio 2 on kaaviokuva esillä olevan keksinnön di-5 gitaalisen vastaanottimen etupään piiristöstä. Tämä pii-ristö toimii radiotaajuussignaalien valitun kaistan digitoimiseksi. Esillä oleva keksintö aikaansaa sen, että näytteenotto tehdään suoraan radiotaajuuksilla. Kuitenkin laajakaistainen esivalinta on suoritettu radiotaajuisilla 10 analogiasuotimilla ennen näytteenottoa. Radiotaajuussuo-timien 202 ja 206 toiminta on aikaansaada selektiivisyys häiriövasteille. Nämä häiriövasteet sisältävät kuvan, puolen välitaajuuden purskeet, Able-Baker-purskeet jne., jotka löydetään perinteisen vastaanottimen etupäästä. Näiden 15 purskeiden lisäksi selektiivisyys täytyy aikaansaada taajuuksille, jotka näytteenottoprosessi voi valetoistaa. Suurin mahdollinen sallittava kaistanleveys on rajoitettu Nyquistin kaistanleveyteen (fs/2, missä f on näytteenottotaajuus) , vaikka käytännön suotimet merkittävästi pie-20 nentävät tätä.

Kuviossa 2 esitetyn 2-napaisen ja 5-napaisen suotimen käyttö, joista kummankin kaistanleveys on noin 4 MHz, aikaansaa valetoistetuille taajuuksille suuremman kuin 90 dB vaimennuksen, kun näytteitä otetaan 20 MHz taajuu-25 della. Sen lisäksi, että se aikaansaa selektiivisyyden ;V; signaaleille, jotka tulevat sisään antenniin 224, suodin 206 kaistarajoittaa laajakaistaista kohinaa, joka radio-taajuusesivahvistimen 204 synnyttämänä tulee ensimmäiseen näytteenotto- ja pitopiiriin 208. Tämä on tarpeen kohinan 30 valetoiston estämiseksi, mikä tehokkaasti kasvattaa etupään 200 kohinakerrointa. Radiotaajuusesivahvistinta 204 käytetään vahvistamaan radiotaajuussignaali riittävälle ' tasolle aikaansaamaan tarpeellinen signaalikohinasuhde, joka tarvitaan järjestelmän herkkyyttä varten. Koska eri-35 laisia kaistoja varten tarvitaan erilaiset suotimet, on käytännöllistä sisällyttää radiotaajuusvahvistin 204 8 85076 suodinrakenteen (202 ja 206) osana. Esillä olevan keksinnön vastaanotin käsittää radiotaajuusvahvistimen 204, jolla on noin 28 dB vahvistus ja noin 5 dB kohinakerroin.

Kello 212 ja näytteenottopulssigeneraattori 210 5 aikaansaavat kellosignaalit ja näytteenottopulssit ensimmäiselle näytteenotto- ja pitopiirille 208, toiselle näytteenotto- ja pitopiirille 220, analogia-digitaalimuunti-melle 222 ja digitaaliselle nollatyyppiselle välitaajuus-selektiivisyysosalle (ei esitetty). Kellon generointi voi 10 olla aikaansaatu 20 MHz kideoskillaattorilla, joka on laajalti saatavilta. 40 MHz signaali digitaalisen signaaliprosessorin (ei esitetty) käytettäväksi on johdettu kahdentamalla 20 MHz signaali analogisella kahdennuspiirillä.

Pulssigeneraattoria 210 käytetään muotoilemaan 15 20 MHz kellosignaali (suurin piirtein sinimuotoinen) hy vin kapeiksi pulsseiksi. Näytteenottopulssin leveys riippuu suurimmasta taajuuskaistasta, joka halutaan vastaanottaa. Noin 300 pikosekunnin pulssinleveys synnyttää harmonisten "kamman", jolla on suurin piirtein tasainen ampli-20 tudi noin 1 GHz asti. Tämä on tarpeen esillä olevan keksinnön vastaanottimen noin 875 MHz toimintataajuudella tapahtuvaa toimintaa varten. Pulssin generointi voidaan suorittaa käyttämällä perinteistä askelpalautusdiodia ja soittopiiriä. Tämäntyyppinen piiri on selostettu julkai-25 sussa, jonka otsikko on Harmonic Generation Using Step Recovery Diodes and SRD modules, Hewlett Packard Application note 920, saatavilla Hewlett Packard Microwave Semiconductor Divisionista, 350 Trimble Rd., San Jose,

Ca., 95131.

30 Lohkojen 202, 204 ja 206 vahvistamien ja valitse mien signaalien kaistasta otetaan näytteitä ensimmäiselle näytteenotto- ja pitopiirillä 208. Tämä on analoginen perinteisen radiotaajuusvastaanottimen alasmuuntamisen kanssa. Vaikka flash-tyyppinen analogia-digitaalimuunnin 35 tehokkaasti näytteyttää signaalia, käytännön muuntimil-la on kaistarajoitetut sisääntulot, vaatien siten näyt- 9 85076 teenoton ennen muunnosta. Myöskin tähän päivään asti kaikki tunnetut suuriresoluutioiset (enemmän kuin 10 bittiä), suurinopeuksiset muuntimet hyödyntävät kaksivaiheista muunnosprosessia. Tämäntyyppinen muunnin vaatii toisen 5 näytteenotto- ja pitopiirin 220 käyttöä.

Kaksinkertainen näytteenotto on tarpeen, jotta voitetaan tiedon keruuajan, tarkkuuden ja painumisen käytännön rajoitukset. Ensimmäisen näytteenoton täytyy tapahtua äärimmäisen nopeasti, alueella 300 pikosekuntia esillä 10 olevan keksinnön vastaanottimessa. Tämä vaatii pienen pi-tokondensaattorin käyttöä kondensaattorin varaamiseksi näyte näytteeltä suurin piirtein sisääntulosignaalin jännitteeseen. Kykenemättömyydestä täysin varautua näytteen-ottoaikavälin aikana sisääntulosignaalin arvoon on seu-15 rauksena heikko suodatuskäsittely, jota voidaan pitää mitättömänä kapeakaistaisille signaaleille, joita tyypillisesti käytetään maassa tapahtuvaan liikkuvaan tiedonsiirtoon. Pienen pitokondensaattorin käytöstä ensimmäisessä näytteenotto- ja pitopiirissä on seurauksena painumisno-20 peus, joka ei ole hyväksyttävissä kaksivaiheisen analo-gia-digitaalimuuntimen käyttöön. Myöskin suhteellisen yksinkertaisen pitopiirin, joka voi olla käytössä ensimmäisessä näytteenotto- ja pitopiirissä, asettumisaika voi olla riittämätön kaksivaiheiselle muuntimelle. Näistä 25 syistä käytetään suuren tarkkuuden omaavaa toista näyt-... teenotto- ja pitopiiriä 220. Koska signaali on tehokkaas- . ti alasmuunnettu, se muuttuu paljon hitaammalla nopeudel- \ la. Tämä sallii suuremman tiedonkeruuajän ja suuremman pitokondensaattorin käytön. Tunnetut kaksivaiheiset muun-30 timet vaativat, että näytteenotto ja pito vaipuu vähemmän kuin 1/2 askelväliä merkittävästi lyhyemmässä ajassa kuin näytteenottojakso (tyypillisesti vähemmän kuin 1/2 näyt-teenotto jaksosta) .

Ensimmäinen näytteenotto ja pito (208) voi olla 35 toteutettu perinteisen tekniikan mukaisesti käyttäen

Schottky-diodisiltaa ja kaksoishila-MOS FET:ejä puskuri- ίο 85076 vahvistimena. Toinen näytteenotto ja pito voi olla realisoitu käyttäen Schottky-diodisiltaa, jossa on ylimääräinen takadiasointi vaipumisen rajoittamiseksi pitotilassa. Suurinopeuksinen vahvistin, joka koostuu J-FET:eistä dif-5 ferentiaalikytkennässä sisääntuloina sekä suuren dynamiikka-alueen omaavista bipolaariseuraajista, toimii puskuri-vahvistimena .

Laajakaistainen vahvistin 209 on tarpeen signaalin vahvistamiseksi edelleen, jotta voitetaan analogia-di-10 gitaalimuuntimen kvantisointikohina. Vahvistinta 209 käytetään vahvistamaan näytteytetty signaali; siksi sen täytyy olla laajakaistainen. Suuri dynamiikka-alue on myös tarpeen, jotta estetään vahvistimen epälineaarisuuksia vääristämästä signaalia. Vahvistimen 209 kohinakerroin 15 on riippuvainen radiotaajuusvahvistimen 204 aikaansaaman "haltuunotto"-vahvistimen määrästä ja herkkyyden koko-naiskohinavaatimuksista. Motorolan MHW591 CATV laajakais-tavahvistin on sopiva käytettäväksi laajakaistavahvisti-mena esillä olevan keksinnön 800 MHz vastaanottimessa.

20 A/D-muunninrakenne, joka on samanlainen kuin tässä selostettu tyyppi, on esitetty artikkelissa, jonka tekijät ovat Muto, Peetz ja Rehner ja jonka otsikko on Designing a 10-bit, 20 MS-Per-Second Analog-to-Digital Converter System, HEWLETT PACKARD JOURNAL, Voi. 33, 11, s. 9 - 29, 25 marraskuu 1982.

Esillä olevan keksinnön opetusten mukaisesti väri-näsignaali 218 lisätään näytteytettyyn signaaliin yhdistä jässä/isolaattorissa 214. Yhdistäjä/isolaattori auttaa estämään laajakaistavahvistimessa ja värinälähteessä ole-30 via epälineaarisuuksia siirtämästä alipäästettyä kohinaa muille taajuuksille. Värinän 218 tarkoitus on tasaisesti levittää analogia-digitaalimuuntimen kvantisointikohinaa. Kohinakerroksen tasainen leviäminen yli Nyquistin kais-tanleveyden estää kvantisoinnin aiheuttamaa keskinäismo-λ 35 dulaatiovääristymää olemasta luontainen ongelma ja se myös sallii signaalin palauttamisen vähiten merkitsevän li 85 076 bittitason alapuolelle, pienentäen siten vahvistusvaati-muksia ennen A/D-muunninta ja helpottaen ongelmia, jotka muunninta edeltävissä asteissa olevat epälineaarisuudet aiheuttavat. Värinäsignaali 218 täytyy lisätä ennen toista 5 näytteenottoa ja pitoa 220, jos käytetään kaksivaiheista muunninta, koska signaali täytyy pitää vakiona muunnos-jakson aikana. Värinälähde 218 voi olla realisoitu käyttämällä analogista kohinalähdettä, sellaista kuten kohina-diodia. Värinäsignaalien yleiset ominaisuudet ja edut on 10 selostettu julkaisussa, jonka tekijä on Schuchman, L., Dither Signals and Their Effect on Quantization Noise, IEEE TRANSACTIONS ON COMMUNICATIONS TECHNOLOGY, s. 162 -165, joulukuu 1964.

Signaaliin lisätyn kohinan pitäisi olla spektrises-15 ti erotettu informaatiosta. Näytteenotto, joka suoritetaan esillä olevan keksinnön 800 MHz vastaanottimessa, sijoittaa informaation noin 3 ja 7 MHz väliin. Alipäästösuodin 216 estää kohinan summaamisen informaatiosignaaliin. Esillä olevan keksinnön vastaanotin on varustettu 5-napaisel-20 la elliptisellä suotimella, jolla on 1,5 MHz rajataajuus alipäästösuotimelle 216. Värinäsignaalin keskimääräinen jännitetaso alipäästösuotimen 216 kohinaekvivalenttikais-tan yli pitäisi olla suurempi kuin noin 5 analogia-digi-taalimuuntimen askelkokoa. Täytyy olla huolellinen, jotta 25 estetään värinäsignaalia aiheuttamasta leikkautumista A/D-muuntimessa 222.

Analogia-digitaalimuunnin 222 muuntaa analogisen signaalin digitaaliseksi signaaliksi. Muuntimen täytyy kyetä hyväksymään signaalit yli aiotun vastaanotinsovel-30 lutuksen dynamiikkaolosuhteiden. Maassa liikkuvia tiedon-siirtosovellutuksia varten on tarpeen vähintään 10-bitin A/D-muunnin ja teoreettiset tutkimukset osoittavat, että 12-bittisen muuntimen aikaansaaman dynamiikka-alueen pi-: : täisi olla verrattavissa kaikkiin olemassa oleviin perin- 35 teisiin maassa liikkuviin vastaanottimiin. Analogia-digi-taalimuuntimen 222 kaksi tärkeintä tekijää ovat näytteen- i2 85076 ottonopeus ja askelkoko. Askelkoko määrittää vahvistuksen määrän, joka on tarpeen ennen muunninta, jotta päästään kvantisointikohinakerroksen yläpuolelle. Mitä suurempi askelkoko on, sitä suurempi on vahvistusvaatimus. Suuris-5 ta vahvistusmääristä on seurauksena epälineaarisia vaikutuksia ennen muunninta. Muunnosnopeus on myös hyvin tärkeä, koska se määrittää etupään suotimien sallittavissa olevan kaistanleveyden ja myös pienentää vahvistusvaati-musta levittämällä kvantisointikohinaa suuremmalle kais-10 tanleveydelle.

Analogia-digitaalimuunnin 222, joka on tyydyttävä käytettäväksi esillä olevan keksinnön 800 MHz digitaali-vastaanottimen kanssa, on kaksivaiheinen 10-bittinen muunnin, jossa askelkoko on noin 3 mV ja joka kykenee te-15 kemään muunnoksen taajuuksilla, jotka ovat suurempi kuin 50 MHz. Esillä olevan keksinnön periaatteiden mukaisesti on tarpeen noin 54 dB etupään vahvistus, jotta aikaansaadaan noin 10 dB jälki-ilmaisusignaali-kohinasuhde vastaan-ottimessa, jolla on kaistanleveys 30 kHz, kun vastaanote-20 taan 0,3 ^,uv signaalia, josta otetaan näytteitä 20 MHz taajuudella. Vahvistuksen suuri määrä, joka on tarpeen ennen muunninta 222, rajoittaa järjestelmän epälineaarista suorituskykyä. Keskinäismodulaatiosuhde (IMR) on rajoitettu noin 65 dB:iin, joka on hieman vähemmän kuin pe-25 rinteisillä vastaanottimilla on saavutettavissa. Alan ammattimiehelle tulee olemaan ilmeistä, että askelkoon pienentäminen noin 200 uV sallii keskinäismodulaatiosuh-teen, joka on suurempi kuin 80 dB, saavuttamisen. Tämä arvo on verrattavissa useimpiin olemassa oleviin perin-30 teisiin 800 MHz vastaanottimiin.

Nyt viitataan kuvioon 3, jossa on lohkokaaviomuo-dossa esitetty digitaalinen nollatyyppinen välitaajuus-selektiivisyysosa (DZISS), joka on yhteensopiva esillä olevan keksinnön käytännön kanssa. Digitaalinen nolla-35 tyyppinen välitaajuusselektiivisyysosa on sijoitettu ku-- vion 2 etupääpiiristön 200 ja kuvion 1 takapään DSP:n i3 85076 120 väliin, ja se toimii etupään 200 ulostulonaan antaman moduloidun digitaalisen radiotaajuussignaalin muuntamiseksi kantataajuussignaaliksi, jota käsitellään takapään DSPrllä 120. DZISS 300 koostuu samavaihesekoittimesta 304, 5 kvadratuurivaihesekoittimesta 306 (kvandratuuri = 90° vaihe-ero) , digitaalisesta kvadratuuripaikallisoskillaatto-rista (LO) 302 (joka aikaansaa samavaiheisen paikallisos-killaattorisignaalin 309 ja 90° vaihe-erossa olevan pai-kallisoskillaattorisignaalin 311), kahdesta "nopeasta" 10 digitaalisesta alipäästösuotimesta 308 ja 310, kahdesta "hitaasta" digitaalisesta alipäästösuotimesta 312 ja 313 ja kellolähteestä (ei esitetty).

Käytännössä esillä olevassa keksinnössä identtinen digitaali-informaatio syötetään sekä samavaihesekoitti-15 melle 304 että kvadratuurivaihesekoittimelle 306 sisään-tuloportteihin 303 ja vastaavasti 307. Yleensä portit 303 ja 307 eivät ole yksittäisiä linjoja, vaan ne ovat itse asiassa monta linjaa, jotka edustavat monibittistä (esim. 10 tai 12 bittiä) digitaalisanaa. Missä tahansa annetus-20 sa sovellutuksessa käytetyn digitaalisanan todellinen pituus riippuu monista tekijöistä sisältäen: vaaditun resoluution, vaaditun dynamiikka-alueen ja vastaanotetun radiotaa juussignaaliin näytteenottotaajuudeen. Esimerkiksi 12-bitin sananpituutta pidetään hyväksyttävänä suoritus-25 kykynä vastaanotettaessa tyypillistä radiosignaalia, jos-ta otetaan näytteitä 20 MHz taajuudella.

Sekoittimilla 304 ja 306 on toisena sisääntulona kvadratuuripaikallisoskillaattorilinjät 304 ja vastaavasti 311. Yllä selostetun A/D-ulostulosignaalin yhteydessä, 30 paikallisoskillaattorisignaalit eivät ole yksittäisiä kytkentöjä, vaan ne ovat signaalien monibittisiä diskreet-tiaikaesityksiä, jotka ovat keskenään 90° vaihe-erossa (ts. sini- ja kosiniaaltomuodot). Sekoittimet 304 ja 306 suorittavat A/D-sisääntulosanan ja paikallisoskillaatto-35 risanan aritmeettiset kertolaskut pyöristäen tuloksen muodostamaan ulostulosanan, joka syötetään sekoittimien i4 85076 304 ja 306 ulostuloporteista digitaalisten alipäästösuo-timien 308 ja vastaavasti 310 sisääntuloportteihin. Pai-kallisoskillaattorin ja sekoittimen ulostulosignaalien digitaalisanan pituudet voivat olla valittuja antamaan 5 hyväksyttävä kohinasuorituskyky. Kun digitaalisanaa pidennetään, on käytettävissä enemmän kvantisointitasoja signaalien esittämiseksi. Pienemmät kvantisointilisäykset johtavat parannettuun kohina-arvoon, kuten alalla hyvin ymmärretään. Tämä yllä kuvattu kvadratuurisekoitusproses-10 si on analoginen prosessille, joka suoritetaan analogisessa "välitaajuuksettomassa" tai suoraan muuntavassa vastaanottaessa. Kuitenkin todella linaarinen digitaalisten kertojien käyttö sulkee pois ei-toivottujen signaalien toisen asteen sekoittamisen tasavirraksi sekä muita ei-15 toivottavia ilmiöitä, joita esiintyy analogisen suoran muunnoksen yhteydessä.

Kertojilla 304 ja 306 suoritettu kvadratuurisekoi-tustaajuus siirtää halutun signaalin noin 0 Hz keskitaa-juudelle, missä taajuussiirron määrä voi olla määritetty 20 kanavataajuusohjauksella 305. Tuloksena saatava kvadra-tuurisignaali voi sitten olla alipäästösuodatettu kaistan ulkopuolisen kohinan ja ei-toivottujen signaalien poistamiseksi. Esillä olevan keksinnön ensisijaisessa toteutuksessa tämä selektiivisyys on aikaansaatu kahdessa 25 asteessa. Ensimmäinen aste on muodostettu nopeilla rekur-siivisilla digitaalisuodinosilla 308 ja 310. Digitaaliset suotimet 308 ja 310 ovat rakenteeltaan identtisiä ja ne voi olla muodostettu rekursiivisesta suodintopologiasta, joka tullaan selostamaan yksityiskohtaisemmin alla. Lop-30 puselektiivisyys aikaansaadaan "hitaammilla" rekursiivil-la suotimilla 312 ja vastaavasti 313. Tämä arkkitehtuurin valinta tullaan selostamaan yksityiskohtaisemmin alla. Suodatusprosessin jälkeen digitaalisignaalit syötetään loppupään DSP:lle 120 lisäkäsittelyä varten.

.λ 35 Kuvio 4a on lohkokaavio kuvion 3 yhteydessä se- lostetusta digitaalisesta oskillaattorista. Palautettakoon is 85076 mieleen, että kvadratuurioskillaattorin toiminta on aikaansaada kosini- ja siniaaltomuotojen digitoidut, näyt-teytetyt versiot, joita käytetään kvadratuurisekoituspro-sessissa. Digitaalisen välitaajuuksettoman selektiivisyys-5 osan toteutus riippuu kyvystä synnyttää näiden aaltomuotojen tarkat, stabiilit digitaaliset esitykset. Digitaalios-killaattoritoteutustan luokka, joka erityisesti sopii esillä olevan keksinnön vaatimuksiin, perustuu ROMduku-ja kirjoitusmuisti)-hakuperiaatteeseen. Käsitellään sello laisen digitaalisen signaalin synnyttämistä, joka käsittää kompleksisen sinikäyrän näytteitä: w(t) = 15 missä f on haluttu oskillaattoritaajuus.

Perinteisen tiedonsiirtoteorian mukaisesti, ej2Jtfct _ C0S2Ttfct + jsin2rtfct, 20 Täten haluttuja kosini- ja siniaaltomuotoja voidaan pitää kompleksisen sinikäyräaaltomuodon reaali- ja vastaavasti imaginaariosina. Näytteytetty versio tekijästä saadaan korvaamalla jatkuva aikamuuttuja t diskreetillä aikamuuttujalla nT, missä n on laskentakokonaisluku (1, 2, 25 3, ...) ja T on näytteenotto jakso, joka on yhtä suuri kuin 1/fg = 1/näytteenottotaajuus. Tämä diskreettiaika-signaali on sitten ekvivalentti seuraavan yhtälön kanssa: w(n)» e j2rtfc(nT) 30 ROM-hakumenetelmät tämän signaalin synnyttämiseksi seuraavat taajuusmuuttujän f sekä aikamuuttujän teke- ____: c m misestä diskreeteiksi. Jos f = kf /2 (missä k ja N ovat es V kokonaislukuja), niin: 35

w(n) = e j2Kkfs(n/fs)/2N - e j2*nk/2N

ie 85076

Voidaan nähdä, että täytyy synnyttää kosini- ja N

simarvot ainoastaan 2 eri vaiheelle. Yksi näiden arvojen generointimenetelmä, jota kutsutaan suoraksi ROM-hauk- si, pohjimmiltaan käsittää ROM-taulukon käytön, joka si-

N

5 sältää arvojen (kosini ja sini) 2 paria ja jota osoitetaan rekisterillä, joka sisältää kokonaisluvun nk (suhteessa vaiheeseen). Vaiherekisteriä kasvatetaan arvolla k (vastaten haluttua taajuutta fc) jokaisella näytehetkel- lä (vastaten muuttujaa n). Saatu taajuuserottelu on Af =

N N

10 fg/2 , jolloin voidaan synnyttää 2 erillistä taajuutta.

Sovellutuksesta riippuen suoraan ROM-hakutekniik- kaan voi liittyä suuria määriä ROM:ia. ROM-kokoa voidaan pienentää jonkin verran hyödyntämällä kosini- ja siniaal- tomuotojen symmetrisiä ominaisuuksia. Nämä ominaisuudet

N

15 sallivat taulukkosyöttöjen lukumäärän pienentämisen 2

N

numeroparista 2 /8 numeropariin. Jopa tämän pienennyksen kanssa voi ROM-koko yhä olla liian suuri. Tällaisissa tapauksissa voidaan ROM-koon pienentämiseksi edelleen käyttää tekniikkaa, jota kutsutaan tekijöihin jaetuksi 20 (Factored)-ROM-hauksi.

Esillä olevan keksinnön digitaalinen paikallisos-killaattori 400 käyttää tekijöihin jaettua ROM-hakutek-niikkaa, joka hyödyntää sitä tosiasiaa, että yksikköarvoi-nen osoitin voidaan jakaa "karkeiden" ja "hienojen" osoit-' 25 timien kompleksituloksi. Siten yksikkösuuruinen osoitin voidaan esittää jakamalla signaali muotoon e^c*e^f. Sen tähden yksikköarvoinen osoitin voidaan realisoida erillisillä karkea-arvoisilla osoittimilla ja hienoarvoi-silla osoittimilla, jotka ovat tallennettuna ROM:issa ja 30 jotka kerrotaan yhteen, jotta saadaan kvadratuurisekoit-timia varten tarvittavat diskreettiaikaiset sini- ja ko-siniarvot. Tämän tekijöihin jakamisen etu on, että ROM:in määrä, joka on tarpeen karkea-arvoisten ja hienoarvoisten · osoittimien tallentamiseksi, on suuresti pienentynyt sii- 35 tä, mitä tarvittiin suoraa ROM-hakusovellutusta varten. Hinta, joka maksetaan tästä ROM-koon pienentymisestä, on i7 85076 piiristön tuominen suorittamaan karkeiden ja hienojen osoittimien kompleksilukukertolasku. Yleensä kompleksi-lukukertolasku voidaan toteuttaa neljällä kertojalla ja kahdella summaimella. Hienoarvoisen osoittiraen oikealla 5 valinnalla ja muistamalla, että pienen kulman kosinia voidaan approksimoida arvolla 1, voidaan kosinin hienoarvois-ta osoitinta varten oleva ROM eliminoida. Lisäksi approksimoimalla pienen kulman kosiniarvot arvoksi 1, voidaan eliminoida kaksi kertojaa kertolaskurakenteesta, joka 10 tarvitaan kompleksilukutulon synnyttämiseksi. Tästä on seurauksena sekä kustannus- että tilasäästöjä tekijöihin jaetun ROM:in toteutuksessa.

Yhä kuvioon 4a viitaten, digitaalinen kvadratuuri-paikallisoskillaattori 400, toteutettuna käyttäen teki-15 jöihin jaettua ROM-toteutusta, on kuvattu lohkokaaviomuo-dossa. Taajuusinformaatio, joka on A/D-muuntimen näyttey-tetyn kaistan sisällä olevaan haluttuun taajuuteen verrannollisen N-bittisen binääriluvun muodossa, on ladattu ka-navataajuuslukkopiiriin 402. Kanavataajuuslukkopiiri 402 20 voi olla realisoitu monissa eri muodoissa. Esimerkiksi olettaen, että N = 20, viisi kaskadiin kytkettyä, Motorola Inc:in ja muiden valmistamaa 74LS175 piiriä (neljä D-kiik-kua) aikaansaavat hyväksyttävän toteutuksen. Alan ammattimiehet ymmärtävät, että kanavataajuuslukkopiiri 402 voi 25 olla ladattu erilaisilla keinoilla. Esimerkiksi yksitaa-juisessa radiossa kanavataajuuslukkopiiri voitaisiin pysyvästi ladata yhdellä binääriluvulla. Monitaajuuksisis-sa radioissa kanavataajuuslukkopiiri 402 voitaisiin ladata EPROM- tai ROM-hakutaulukosta tai muutoin laskea 30 mikroprosessorilla ja lukita sieltä.

Kanavataajuuslukkopiirin 402 ulostulo on kytketty binaarisummaimeen 404. Alan ammattimiehet ymmärtävät, " että seuraavassa digitaalisen kvadratuuripaikallisoskil- laattorin 400 selostuksessa kaikki kytkentälinjät toimin-35 talohkojen välillä ovat itse asiassa monibittisiä binaari-sanoja eivätkä yksittäisiä kytkentöjä. Summaimen 404 ie 85076 ulostulo on kytketty vaiheakkuun 406. Vaiheakku 406 voi olla toteutettu N-bittisenä binaarilukkopiirinä, jota käytetään pitämään ROM:in seuraavan osoitettavan paikan osoite. Siten vaiheakun 406 ulostulo voi olla suoraan kyt-5 ketty karkea-arvoiseen kosini-ROM:iin 418, karkea-arvoi-seen sini-ROM:iin 416 ja hienoarvoiseen sini-ROM:iin 414 (muistettakoon, että hienoarvoista kosini-ROM:ia ei tarvita, koska sitä approksimoidaan arvolla 1). Lisäksi vaiheakun 406 ulostulo on syötetty takaisin summaimelle 404 10 summattavaksi (modulo 2N) binäärilukuihin, jotka edustavat kanavataajuuslukkopiiriin 402 sijoitettua kanava-taajuusinformaatiota. Vaiheakun 406 ulostulo päivitetään jokaisella kellopulssilla, mikä on yleensä näytteenottotaajuus. Tämän binaariyhteenlaskun tuloksena on, että 15 vaiheakku 406 pitää viimeisimmän osoitteen ja kanavataa-juuskytkimeen sisältyvän binaarivektori binaarisummaa (verrannollinen vaiheeseen). Tämä luku ilmaisee seuraavan osoitteen, joka tarvitaan luokaan kvadratuuripaikallis-oskillaattorin signaalit cos 27£fcnT ja sin 2ftfcnT.

20 Ensisijaisessa suoritusmuodossa ROM-kokoa voi ol la pienennetty tai vastaavasti tasoresuluutiota voi olla parannettu kasvattamatta ROM-kokoa lisäämällä digitaalinen värinäsignaali vaiheakun 406 ulostuloon ja tuloksen leikkaamista ennen ROM-taulukkojen osoittamista. Paikal-25 lisoskillaattorin taajuusresoluutio on määritetty vaihe-akun datatien leveydellä (N) ja tarvittavalla näytteen-ottonopeudella fs· Mutkattomin menetelmä taajuusreso-luution kasvattamiseksi on lisätä enemmän bittejä vaihe-akkuun ja kasvattaa ROM-taulukkojen kokoa. Tämä voi kui-30 tenkin olla kallis ratkaisu, koska ROM:in koon täytyy kaksinkertaistua jokaista vaiheakkuun lisättyä bittiä kohden. Toinen vaihtoehto olisi lisätä bitit vaiheakkuun, :’ mutta leikata ylimääräiset bitit ennen ROM-haun suoritta- : mistä. Tämä tuo mukanaan vakavaa vaiheen pyöristystä ja 35 aiheuttaa purskeita paikallisoskillaattorin ulostuloon.

19 85076 Näiden purskeiden välttämiseksi lisätään pienitasoinen värinäsignaali akun ulostuloon ennen leikkausta.

Esillä olevan keksinnön periaatteiden mukaisesti digitaalioskillaattorin taajuusresoluutiota voidaan lisä-5 tä, kasvattamatta ROM-kokoa ja tuomatta purskeita ulostuloon, lisäämällä binaarinen värinäsignaali vaiheakun 106 ulostuloon ennen leikkaamista. Tämän suorittamiseksi on olemassa digitaalinen oskillaattori 400, jossa on L-bitti-nen värinälähde 408, joka synnyttää L-bittiä leveän, talo saisen todennäköisyystiheyden omaavan, näennäissatunnai-sen "valkokohina"-signaalin. Värinälähdettä 408 kellotetaan näytteenottotaajuudella fg, niin että aikaansaadaan uusi L-bittinen värinäsana jokaiselle vaiheakun 406 vai-hesanaulostulolle. N-bittinen värinäsana on muodostettu 15 lisäämällä M = N - L etunollaa värinälähteen kahdeksan L-bittiseen värinäsanaulostuloon. Tämä yhdistetty N-bittinen värinäsignaali lisätään vaiheakun 406 N-bittiseen

N

ulostuloon N-bittisellä binaarisummaimella 410 Modulo 2 tavalla. Summaimen 410 summaulostulo leikataan sitten 20 M-bittiin (leikkausta ei ole esitetty). Käytännössä tämä leikkausprosessi saavutetaan yksinkertaisesti jättämällä huomioimatta vähiten merkitsevät bitit, jotka on tuotettu digitaalisen summaimen 410 ulostuloon. Leikkausoperaa-tio itse sallii pienennetyn ROM-koon.

25 Binaarisen vaihesanan kvantisointi tai leikkaus tuottaa vääristymää tai kohinaa synnytettyihin sini- ja kosiniaaltomuotoihin. Koska vaihe on jaksollinen funktio (sahalaita), kvantisoinnin tuottama kohina olisi myös jaksollista, ellei sitä jollakin tavalla tehdä satunnai-- ' 30 seksi. Jaksollisesta kohinasta olisi seurauksena erilli- -·' siä "purskeita" oskillaattorin ulostulospektrissä, jotka purskeet ovat ei-toivottuja useimmissa sovellutuksissa, jos niiden taso ylittää jonkin kynnysarvon. Värinäsignaa- : - Iin lisääminen ennen vaiheen kvantisointia tekee vaiheko- 35 hinan satunnaiseksi, mistä on seurauksena ulostuloon enemmän toivottava valkoinen kohinaspektri. Binaarinen vaihe- 20 8 5076 sana esitetään N-bittisellä binaarisanalla. Värinäsignaa-li käsittää L-bittisen näennässatunnaisen binaarisanan, joka on summattu N-bittiseen vaihesanaan. Prosessista on seurauksena binaarisana, jossa on N = L + M bittiä. Tämä 5 binaarisana leikataan sitten M-bittiseksi binaariseksi vaihesanaksi, joka on suhteellisen vapaa yllä kuvatuista purskesignaaleista.

Vaihekvantisoinnin vaikutus oskillaattorin ulostu-lokohinaan voidaan esittää seuraavalla analyysillä. Ha-10 luttua oskillaattorin ulostuloa kuvataan seuraavalla yhtälöllä: w(n) = 15

Jos vaihekulma kvantisoidaan virheellä fc(n), todellista ulostuloa kuvataan seuraavasti: w(n) = ej[0(n)+3(n)] 20 Mukaan tullut virhe on: E(n) = w(n) - w(n) = ej[0(n)+3(n)] _ gj0(n) = ej0(n) £ej8(n).1 j 25 Tapauksessa, missä 3(n) on hyvin pieni (<< 1), termiä e-*^n* voidaan approksimoida termillä l+jd(n), mikä antaa E(n) = · j3(n) 30 ____: Termin E(n) spektri voidaan nähdä yksinkertaises- --- ti vaihekvantisointikohinan 3(n) spektrin taajuussiirto- na (ja ei-tärkeänä skaalauksena termillä j). Siten, jos 3 (n) on satunnaista tai "valkoista", on myös E (n) tätä.

·'" 35 Lisäksi termin E (n) teho on yhtä suuri kuin termin 3(n) 2i 85076 teho, mikä sallii vaihekohinan luoman ulostulokohinatason helpon arvioinnin.

Värinäsignaalin tehotason valitsemiseen liittyy kohinan "valkaisu"-ilmiön ja ulostulon kohinatehotason vä-5 linen kompromissi. Kun värinätehoa lisätään (lisäämällä bittien lukumäärää L värinäsignaalissa), kohina tulee valkoisemmaksi, mutta myös vaihekohinan kokonaisteho kasvaa. Voidaan näyttää, että jos värinäsignaalilla on tasainen todennäköisyystiheys, L = N - M valinnasta on seurauksena 10 värinätehon edullinen taso, koska se edustaa pienintä vä-rinäsignaalia, joka tarvitaan täysin valkaisemaan vaihe-kvantisointikohina. Siten ensisijaisessa suoritusmuodossa värinäbittien L lukumäärä on yhtä suuri kuin leikkaus-prosessissa poisjätettyjen bittien lukumäärä. Saatetaan 15 huomata, että värinäsignaaleja, joilla on muu kuin tasainen todennäköisyystiheys, voidaan hyödyntää. Kuitenkin tasainen tiheys on edullisin, koska se on helpoimmin synnytettävissä. Arvolla L = N - M vaihekohinan varianssi (teho) on yhtä suuri kuin kaksi kertaa värinäsignaalin ekvi-20 valenttinen vaihevarianssi. Kun on annettu haluttu taa- juusresoluutio, joka on määritetty termeillä N ja f , niin b L ja M ja siten tarvittava ROM-koko määrätään oskillaattorin ulostulossa olevalla valkoisen kohinan sallitulla "... tasolla.

; . 25 Esimerkiksi kun fg = 20 MHz ja N = 20 bittiä, taa- • juusresoluutio on 19,07 Hz. Leikkaaminen M = 17 bittiin (ROM-koon pienentämiseksi kertoimella 8) ilman värinää luo purskeita oskillaattorin ulostuloon, jotka yhdellä tietyllä taajuudella ovat 98 dB halutun signaalitason 30 alapuolella. 3-bittisen värinäsignaalin lisääminen ennen leikkaamista valkaisee virhesignaalia, poistaen purskeet. Esillä olevan keksinnön periaatteiden mukaisesti digi-taalisen oskillaattorin taa juusresoluutio, ulostulokohi-nan tietylle tasolle, voidaan kasvattaa äärettömästi yk-35 sinkertaisesti lisäämällä lisää bittejä taajuus- ja vai-helukkopiireihin ja värinäsignaaliin. ROM-koko, joka 22 8 5076 määritetään M:llä, pysyy vakiona. M-bittinen binaarisana, joka pidetään leikkauksen jälkeen, on kytketty ROM-osoi-telukkopiiriin 412, jonka ulostulo on kytketty ROM:eihin 418, 416 ja 414. Osoitteen vastaanottamisen aikana ROM:it 5 418, 416 ja 414 antavat vastaaviin ulostuloportteihinsa digitaalisen binaarisanan, joka on sijoitettuna vastaanotetussa osoitteessa. Digitaaliset kvadratuurisignaalit synnytetään sitten aritmeettisesti näistä kolmesta binääriluvusta.

10 Kuten aikaisemmin esitettiin, ROM:ien 416 ja 418 ulostulosignaalit ovat binäärilukuja, jotka ovat verrannollisia karkean vaiheen kosiniin ja siniin. ROM:in 414 ulostulosignaali on binääriluku, joka on verrannollinen hienon vaiheen siniin. Jotta minimoidaan virhe hienon ko-15 sinin approksimoinnissa, käytetyt hienot vaihearvot ovat arvoja, jotka on keskitetty positiivisen akselin ympärille. ROM-osoitelukkopiirin 412 ulostulo on M-bittinen luku, joka on jaettu M -bittiseen karkeaan osoitteeseen ja c M£-bittiseen hienoon osoitteeseen, missä M = M + M,-.

^ w c f 20 Karkea vaihe on 2ϊί(Ρ + 1/2)/2 c, missä P on kokonais- c c luku, joka vastaa M -bittistä karkeaa osoitettu. Hieno

M C

vaihe on 2?t(p^-2 f-l)/2 , missä P^ on kokonaisluku, joka vastaa M^-bittistä hienoa osoitetta. Esimerkiksi, jos * _ Mc = 10 ja M^ =7, ROM-taulukon syötöt voivat olla muo- 25 dostettu kuten alla on taulukoissa 1 ja 2 esitetty. Taulukko 1

| Osoite (Pc) | Karkean kosini- | Karkean sini-R0M:n I

| | ROM:n sisältö osoip- sisältö osoittees- |

1_1 teessa 'Pc’_]__sa ,?c·_I

30 I | | | | 0 I COS 2π·(1)/211 | 8^2:^(1)/211 |

| 1 | COS 2π·(3)/2η | SIN 2π · (3)/211 I

:*··: | 2 I COS 2π· (5)/211 | SIN 2π· (5)/211 | | 3 I COS 2π · (7)/211 | SIN 2π· (7)/211 | I 4 I COS 2π · (9)/211 | SIN 2π · (9)/211 |

I · I I I

35 | . | | I

| 1022 I COS 271(2045)/2}} | SIN 2π(2045)/2}} | I 1023 I COS2n(2047)/211 | SIN 2π(2047)/2η | |_J__I__1 23 85076

Taulukko 2 I Osoite (Pf) | Hienon sini-ROM:n ' | | sisält? osoittees- | I_!__! 51 1 ,7 1 | 0 I SIN 2k (-64)/217 |

| 1 | SIN 2π (-63)/217 I

| 2 | SIN 2k (-62)/217 I

| 3 I SIN 2π (-61)/217 | 1*1 i I * ίο I I ,7 1 | 126 I SIN 2π (62)/217 ! | 127 I SEN 2π (63)/217 | I_1_:-!

Kosiniaaltomuodon (ts. kompleksiaaltomuodon reaa-15 likomponentin) synnyttämiseksi karkea-arvoisen sini-ROM:in 418 ja hienoarvoisen sini-ROM:in 414 ulostulot kerrotaan ensin kertojassa 426. Kertojan 426 ulostulo syötetään summauspiirille 440, missä se vähennetään, missä se vähennetään (2-komplemenettimuodossa) karkea-arvoisen kosini-20 ROM:in 416 ulostulosta. Tämä aritmeettinen prosessi antaa kosiniarvon, joka annetaan ulostulona portilla 441 ja joka on kytketty kuvion 3 kvadratuurisekoittimeen 304. Digitaalisen kvadratuuripaikallisoskillaattorin siniarvo-... jen synnyttämiseksi karkea-arvoisen kosini-ROM: in 416 ja I. 25 hienoarvoisen sini-ROM:in 414 ulostulot kerrotaan kertojassa 428. Kertojan 428 ulostulo syötetään summauspiirille 442, missä se summataan karkea-arvoisen sini-ROM:in 418 ulostulon kanssa. Summauspiiri 442 antaa ulostulona kytkennän 443 kautta diskreettiaikaisen siniarvon digi-30 taalisen sanan, joka on kytketty kuvion 3 kvadratuurise-koittimeen 306. Tämän vuoksi, koska sini- ja kosinisig-naalien diskreettiaikaiset arvot on laskettu matemaatti-sesti, saavutetaan täydellinen 90° vaiheohjaus käyttäen minimaalinen määrä ROM-tilaa. Lukkopiirit 420, 422, 424, 35 434 ja 438 aikaansaavat toimintojen limittämisen, mikä 24 85076 edesauttaa digitaalisen oskillaattorin suurta toimintanopeutta. Viiveet 430 ja 436 ovat olemassa erilaisten sig-naaliteiden viiveiden yhdenmukaistamiseksi.

Tekijöihin jaettu ROM-paikallisoskillaattori pie-5 nentää ROM-aluetta samalla kun se ylläpitää hyväksyttävän taajuusresoluution. Esimerkiksi sellaisen digitaalisen kvadratuuripaikallisoskillaattorin toteuttamiseksi, joka toimii taajuudella 20 MHz, karkea-arvoiset ROM:it 416, 418 voisivat kukin olla toteutettu 1 024 x 16 ROM:ina ja 10 hienoarvoinen sini-ROM 414 voisi olla toteutettu 128 x 8 ROM:ina. Tästä olisi seurauksena noin 20 Hz taajuusre-soluutio, joka käyttää noin 34 000 bittiä ROMrina. Tekijöihin jaettu ROM-rakenne on ensisijainen suurilla näyt-teenottonopeuksilla tapahtuvaa toimintaa varten, koska 15 vaiheakkua lukuun ottamatta ei ole mitään piiriä, joka on kytketty takaisinkytkentään. Tämä sallii lopun paikallis-oskillaattoripiiristöä (erityisesti kertojien 426 ja 428, jotka edustavat pääasiallista pullonkaulaa nopeudella) toiminnan limittämisen hyvin suuren toimintataajuuden .20 saavuttamiseksi. Toiminnan limittäminen koostuisi lukko- piirien tuomisesta tiettyihin kriittisiin pisteisiin, sellaisiin kuten itsekertojiin, kuten alalla hyvin ymmärretään. Täten selostetaan tekijöihin jaettu ROM-paikallis-\ _ oskillaattori, joka antaa ulostulona diskreettiaikaisia, 25 digitaalisia kvadratuurisignaaleja, joilla on valittu taajuus.

Digitaalinen summain, joka on sopiva käytettäväksi esillä olevan keksinnön laitteen kanssa, voi olla tyyppiä, joka on konstruoitu useilla 4-bittisillä arit-30 meettisilla logiikkayksikköelimillä 74LS181, jotka on ____: kytketty rinnan. Nämä elimet on esitetty ja selostettu datamanuaalissa, jonka otsikko on "Motorola Schottky TTL Data Book", saatavilla Motorola Inc:ilta, Box 1092 Phoenix, Arizona, 85036. ROM:it 418, 416 ja 414 voivat 35 olla muodostettu erilaisilla hyvin tunnetuilla ROM-eli- millä, kuten 82LS181, saatavissa Signetics Corporationilta, 25 85076 811 E. Argues Avenue, P.O. Box 3409, Sunnyvale, Calif. 94088, ja selostettu julkaisussa "Signetics Bipolar Memory Data Manual", 1984. Molemmat kertojat 428 ja 428 voivat olla toteutettu esimerkiksi piirillä MPY016K, jota 5 valmistaa TRW Inc., TRW Electronic Components Group, P.O. Box 2472, LaJolla, Ca. 92038.

Tarvittavan karkea-arvoisen ROM:in määrää voi olla edelleen pienennetty hyödynnällä kosini- ja siniaaltomuo-tojen symmetrioita ja täten tallentamalla ainoastaan ne 10 yksikköarvoisen osoittimen arvot, jotka ovat yksikköosoi-tinympyrän ensimmäisessä oktantissa (ts. ensimmäinen 45°). Alan ammattilaiset ymmärtävät, että yksikköarvoinen osoitin edustaa sini- tai kosiniarvoja, jotka kiertyvät 360°. Sinimuotoisten aaltomuotojen symmetrisestä luonteesta 15 johtuen kosini- ja siniaaltomuotojen arvot yksikköympyrän ensimmäisessä oktantissa ovat identtisiä näiden aaltomuotojen arvoihin missä tahansa muussa oktantissa, lukuun ottamatta mahdollisia etumerkin muuttoksia ja roolin vaihdoksia (ts. sinistä tulee kosini ja päinvastoin). Siksi 20 ainoat tarvittavat karkea-arvoiset osoittimet ovat ensimmäisessä oktantissa olevat. On olemassa ilmaisin siitä, missä oktantissa osoitin kullakin hetkellä on ja on olemassa piiristö, joka invertoi (ts. vaihtaa etumerkkiä) ja/tai vaihtaa karkea-arvoisen kosini-ROM:in 416 ja kar-25 kea-arvoisen sini-ROM:in 418 ulostulot senhetkisen oktan-tin mukaisesti. Oktantin ilmaisin on helposti toteutettu käyttäen ROM-osoitteen kolmea binaaribittiä. Esimerkiksi kolmea eniten merkitsevää bittiä (MSB) voitaisiin käyttää ilmaisemaan oktantti ja jäljellä olevia bittejä voi-30 täisiin käyttää osoittamaan ROM karkea-arvoista osoitin-ta varten.

Kuvio 4b on kytkentäkaavio sellaisen digitaalisen värinägeneraattorin esimerkkityypistä, joka on yhteen-sopiva esillä olevan keksinnön digitaalisen oskillaatto-35 rin kanssa. Digitaalinen värinäsignaali voi olla synny-*: tetty millä tahansa useista hyvin tunnetuista näennäis- 26 85076 satunnaisen sekvenssin generointitekniikoista. Yksi värinä- tai satunnaislukugeneraattorin tyyppi on esitetty ja selostettu G.I. Donov'n julkaisussa A High-Speed Random-Number Generator, RADIO ELECTRONICS AND COMMUNICATION 5 SYSTEMS, Voi. 25, nro 4, s. 88 - 90, 1982.

Nyt viitataan kuvioon 4b, jossa on esitetty kyt-kentäkaaviomuodossa takaisinkytketty siirtorekisterityyp-pinen näennäessatunnaissekvenssigeneraattori, jota voidaan edullisesti käyttää toteutettaessa esillä olevaa 10 keksintöä. Kuvion 4b sekvenssigeneraattoria käytetään aikaansaamaan L-bittinen digitaalinen värinäsignaali kuvion 4a binaarisummaimelle 410. Värinägeneraattori 408 sisältää R-bittisen siirtorekisterin 460, joka voi olla muodostettu useista kiikuista 464 - 499, jotka on kytketty 15 peräkkäin. Esillä olevan keksinnön ensisijaisessa toteutuksessa rinnakkaismuotoinen 3-bittinen värinäsignaali otetaan väliottona siirtorekisteristä kiikkujen 478 -491 ja 499 ulostuloista. Ekslusiivisen TAI-veräjän 462 ulostulo on kytketty kiikun 464 sisääntuloon. Siirtorekis-20 teri tuottaa 3-bittisen näennäissatunnaisen värinäsignaa-lin, joka lisätään kuvion 4a vaiheakun 406 ulostuloon. Kiikut 464 - 499 ja ekslusiivinen TAI-veräjä 462 samoin kuin muut esillä olevaa keksintöä toteutettaessa käyte-... tyt elimet voivat olla mitä tahansa useista hyvin tunne- 25 tuista logiikkaelimistä; kuitenkin suurinopeuksiset TTL-eliraet ovat erityisen hyvin sovitettuja esillä olevan keksinnön toteuttamiseen. Toteutukset, jotka käyttävät muita logiikkaperheitä, ovat myös ilmeisiä alan keskiver-toammattimiehelle. Kuvion 4b värinägeneraattori on aikai-30 semmin esitetty esimerkkinä yhdestä digitaalisesta väri-·.··: nägeneraattorityypistä, joka toimii tyydyttävästi esillä olevan keksinnön digitaalisen oskillaattorin kanssa. Alan ammattimiehelle olisi ilmeistä, että myös muut digitaali---- set värinägeneraattorit voisivat olla edullisesti käytet- 35 tyjä, olettaen että digitaalinen värinägeneraattori tuot-:· taa L-bittisten lukujen näennäissatunnaisen sekvenssin, 27 85076

. . N

joiden jakso on ainakin niin pitkä kuin 2 näytettä ja jonka todennäköisyystiheys on tasainen, jotta katkaisemisen tuottama vaihekohina (valkaistaan).

Kuten kuviossa 3 on esitetty, välitaajuussuodinosa 5 (IF) vastaanottaa dataa A/D-muuntimelta nopeudella 20 M näytettä/s, sekoittaa vastaanotetun signaalin tasavirtaan (nollavälitaajuus), alipäästösuodattaa vastaanotetun signaalin halutun signaalin erottamiseksi ja lähettää signaalin kuvion 1 loppupäähän 120 (voimakkaasti) pienennetyllä 10 näytteenottonopeudella. Ensisijaisessa toteutuksessa ali-päästösuodatus ja näytteenottotaajuuden pienentäminen eivät ole erillisiä toimintoja? sen sijaan näytteenottono-peutta pienennetään asteittain suodatinosien välissä, kun ei-toivotut signaalit (jotka, mikäli niitä ei poisteta, 15 aiheuttaisivat valetoistoa) suodatetaan pois. Ainoa suo-datusosa, joka toimii sisääntulonäytteenottonopeudella

(f = 20 MHz tässä selostetussa esimerkinomaisessa suori-S

tusmuodossa) on ensimmäinen osa. Ainot toiset piiristöt, jotka toimivat tällä nopeudella, ovat kvadratuuripaikal-20 lisoskillaattori (LO) ja sekoittimet. Täten juuri tämä suurinopeuksinen piiristö asettaa ylärajan digitaalisen välitaajuuksettoman selektiivisyysosan kokonaistoiminta-nopeudella. Suurinopeuksinen toiminta on hyvin tärkeä • esillä olevan keksinnön digitaaliselle vastaanottimelle 25 keskinäismodulaatio-ongelmien minimoimiseksi, joita esiintyy etupään näytteenotto- ja pitopiirissä ja A/D- muuntimessa ja jotta sallitaan riittävän laajakaistaisen : signaalin vastaanottaminen.

: Kuvio 5a on lohkokaavio kuvion 3 (nopeista) kapea- 30 kaistaisista alipäästösuotimista 308 ja 310. Kvadratuu-ripaikallisoskillaattori 302 ja sekoittimet 304 ja 306 . ovat ei-takaisinkytkettyjä piirejä (pääasiallisesti ROM:eja ja kertojia), jotka ovat sopivia limittäisiin toimintoihin tai muihin rinnakkaismuotoihin niiden no-peuden kasvattamiseksi. Kuitenkin, koska alipäästösuo-dinosat 308, 310 on toteutettu rekursiivisina (ääretön 28 8 5076 impulssivaste) niitä ei voida käyttää limittäin (pipeline) niiden nopeuden kasvattamiseksi. Niiden nopeus on määrätty suljetun (takaisinkytkentä) tien ympäri olevalla mak-simiviiveellä. Esillä olevan keksinnön alipäästösuodinto-5 teutusta varten tämä tie sisältää kaksi digitaalista sum-mainta ja yhden lukkopiirin. Juuri tämä tie rajoittaa A/D-näytteenottonopeutta ja siksi merkittävästi rajoittaa digitaalisen vastaanottimen kokonaissuorituskykyä. Tässä hyvin suuressa nopeudessa esiintyvien ongelmien vuoksi 10 suodin oli suunniteltu limittämällä kaksi 10 MHz TTL-suo-dinta. Valetoisto-ongelmia, joita tavallisesti liittyisi alemman näytteenottonopeuden käyttämiseen, on vähennetty lisäämällä nollia lähelle ei-toivottuja suotimen napoja.

Kuvion 5a "nopea" alipäästöosa 546 on jaettu kah-15 teen puolinopeuksiseen osaan sekä yhdistävään suotimeen, kuten kuviossa 5b on esitetty. Tämä muunnelma sallii digitaalisen välitaajuusosan toimia kaksinkertaisella nopeudella verrattuna siihen mikä muutoin olisi mahdollista ja potentiaalisesti mahdollistaa esillä olevan keksin-20 nön digitaalisen vastaanottimen parannetun suorituskyvyn. Esillä olevan keksinnön "jaettu" suodin on esitetty kuvioiden 3 ja 5 yhteydessä. Muita suotimen jakotekniikoi-ta on selostettu esimerkiksi julkaisussa M. Bellanger, - " G. Bonnerott ja M. Coudreuse, Digital Filtering by ‘ 25 Polyphase Network: Application to Sample-Rate Alteration V-.: and Filter Banks. IEEE TRANSACTIONS ON ACOUSTICS, SPEECH, AND SIGNAL PROCESSING, Voi. ASSP-24, nro 2, huhtikuu 1976.

Yhdistävä suodin 554 on ei-rekursiivinen suodin. Yhdistävä suodin, joka on esitetty yksityiskohtaisemmin 30 kuviossa 8, käyttää kahta nollaa taajuudella f /2(z = -1) jakamisessa syntyneiden napojen poistamiseksi. Täl-_ lainen suodin voi olla toteutettu vain summaimilla ja lukkopiireillä (ts. ilman kertojia) ja lisää siten minimaalista piirien määrää.

: 35 Huomaa, että vaikka osiin jakaminen vaatii lisää piirejä, se nimellisesti kasvattaa tehonkulutusta (CMOS- 29 85076 toteutuksessa), koska kaksi puolinopeuksista piiriä vaatii suurin piirtein saman tehon kuin yksi täysinopeuksi-nen piiri (kun yhdistävän suotimen lisäteho jätetään huomioimatta) .

5 Kuvio 6 havainnollistaa jakamisprosessia yksityis kohtaisesti useilla suuruuskäyrillä. Erityisesti, kuvio 6a esittää ensimmäisen kaksinapaisen osan alkuperäisen version vasteen sisääntulon näytteenottonopeudella f 20 MHz. Kuvio 6b esittää "jaetun" ominaiskäyrän, joka on tulokse-10 na kahdesta 10 MHz osasta, kun taas kuvio 6c esittää myöhemmän "yhdistävän" suotimen vasteen. Lopuksi kuvio 6d esittää kuvion 6b ja 6c yhdistelmän (ts. peräkkäin kytkennän) , jota on käytännöllisesti katsoen mahdoton erottaa kuviosta 6a, lukuun ottamatta "kuoppaa" taajuudella 10 MHz 15 (joka johtuu kahdesta nollasta taajuudella f /2, jotka

S

poistavat kaksi läheistä napaa).

Jaettu suodin voi olla esitetty seuraavasti:

2ND

y (n) = Σ y (n -i) hd (i) + x (n)

20 UI

missä x ja y ovat kompleksisia suodattimen sisääntuloja ja vastaavasti ulostuloja (ts. niillä on sekä reaaliosa - * että imaginaariosa). Edelleen h^ ovat hajotetun suotimen 25 polynomikertoimia, ja NQ = 2 on alkuperäisen täysino- peuksisen suotimen aste. Koska jaettu 20 MHz suodin on -2 esitetty mudoossa z (kuten seuraavassa osassa tullaan esittämän), se voi olla toteutettu 10 MHz piirin muodossa, missä: 30 hd (i) * hh (i /2), 1 parillinen 0, i pariton missä h^ ovat alkuperäisiä suurinopeuksisia kertoimia.

35 Siten vähennyssuodin voi olla uudelleenesitetty seuraavasti: 30 85076

2ND

y (n) = Σ y (n -i) hh (i /2) + X (n) i =2 5 step 2

Muuttujan i korvaaminen muuttujalla 2j yksinkertaistaa tämän yhtälön:

10 ND

y (n) = Σ y (n -2j) hh (j) + x (n) j=l Tästä yhtälöstä vähennyssuotimen sisääntulot x ja 15 ulostulot y voidaan jakaa kahdeksi virtaukseksi, kuten kuviossa 5a on esitetty: x m ) = i (2m + y ) y ^(m) = y(2m +y) missä: 20 y = mod(n, 2) %0 {0,1}

Termin n korvaaminen termillä 2m + 1 yllä olevassa vä- - *' hennyssuodinyhtälössä antaa: : 25 % y(n)= I y (2m -2j +1) hj, (j) + x (2m + y) j-1 30 Lopuksi kaksi jaettua vähennyssuodinta (y = 0,1) voidaan ____: esittää:

Nd y (y)(m) - Σ y M(m -j) hh (j) + x (y)(m) ; 35 j-i 3i 85076

Oletetaan, että halutulla suotimella on napa z = z . Täl-

P

löin vastaava suodinkäyrä voi olla esitetty seuraavasti: H Ml-ZpZ-1)-· 5

Jos tämä napa on "toistettu" 180° päässä, saadaan seuraava ominaiskäyrä: 10 “ m * Zp Σ (1 + Zp z ^)] ^ = (1 -Zp2!-2)'1 _ 2

Koska tuloksena saatava ominaiskäyrä on muodossa z , se voidaan jakaa (kuten aikaisemmassa osassa on esitetty) 15 kahdeksi puolinopeuksiseksi suotimeksi, joista kummalla- 2 2 kin on napa z = .

Alipäästösuodinosat esillä olevan keksinnön digitaalisessa nollavälitaajuusselektiivisyystoteutuksessa on realisoitu käyttäen seuraavaa muotoa, joka on kirjoitettu 20 kertoimien a ja b avulla, missä b = ca. Napaparille z^, zp*, missä:

Zp = (1 -d )e JQ Cd, q « l) kertoimet ovat: : 25 a (3)2d ja b = d2 + q2 2

Puolinopeuksisille suotimxlle napapant ovat Zp ja 30 (Zp2)*. Koska zp2 = [(l-d)ei<i]2 @(l-2d)ei2cl 35 Sitten kertoimet puolinopeuksista suodatinta varten voi--;· daan saada täysinopeuksisen tapauksen kertoimien muodos- ·.·. sa analogisesti täysinopeuksiseen tapaukseen nähden: 32 85076 a ’ = 2(2d) = 2a ja b'»(2d + (2q)2 5 = 4(d 2 + q2) = 4b Tämä toteutus on havainnollistettu kuviossa 5b. Toisen asteen IIR-suodin on selostettu julkaisussa, Agarwal, 10 A.C., Burrus C.S., New Recursive Digital Filter Structures

Havinf Very Low Sensitivity and Roundoff Noise, IEEE TRANSACTIONS ON CIRCUITS AND SYSTEMS, Voi. CAS-27, nro 12, joulukuu 1975. Agarwal'n ja Burrus'n ehdottama suo-dinrakenne II on esillä olevan keksinnön tarkoituksia var-15 ten modifioitu omaamaan pienin mahdollinen viive kaikkien takaisinkytkentäsilmukoiden ympäri. Esillä olevan keksinnön suodinrakenne on havainnollistettu kuviossa 7.

Kaikki digitaaliset suodinrakenteet on tehty periaatteessa samoista kolmesta komponentista: summaimet, 20 kertojat ja viivepiirit (yleensä lukkopiirit tai RAM:it). Tekijöiden, jotka vaikuttavat digitaalisen suotimen suorituskykyyn, täytyy kaikkien tulla toimeen tosiasian kanssa, että suotimien erilaiset parametrit kvantisoi-- daan, ts. niillä on äärellinen tarkkuus mieluummin kuin 25 ääretön tarkkuus, joka on saatavilla analogisissa suotimissa. Digitaalisen suotimen äärellinen tarkkuus periaat-teessä kasvattaa kolmea päävaikutusta suorituskykyyn, joita täytyy kontrolloida kaikissa digitaalisen suotimen • : toteutuksissa.

30 Kertoimien pyöristyminen on yksi näistä vaikutuk- sista. Digitaalisessa suotimessa löydettävät vakioarvoi-set kertoimet määrittävät sen taajuusvasteen. Näiden kertoimien pyöristämisen tuloksena siten, että ne voivat olla esitetty digitaalisesti äärellisenä määränä bitte-35 jä, aiheuttaa pysyvän ennustettavissa olevan muutoksen suotimen vasteeseen. Tämä on analoginen RLC-arvojen 33 8 5 076 muuttamiselle analogisessa suotimessa; kuitenkaan digitaaliset suotimet eivät kärsi lämpötilamuutosten haitasta, kuten analogiset suotimet. Yleensä mitä suurempi on suotimen Q arvo (ts. kapea kaistanleveys verrattuna näytteenot-5 totaajuuteen), sitä enemmän kertoimien pyöristyminen vääristää taajuusvastetta, ellei erityisrakenteita käytetä. Järkevä suodinrakenteen valinta on oleellisen tärkeää sen tosiasian valossa, että välitaajuussuotimet ovat yleensä äärimmäisen kapeakaistaisia tai suuren Q-arvon omaavia 10 suotimia.

Pyöristyskohina on toinen suorituskyvyn ominaisuuksista, jota täytyy kontrolloida digitaalisessa suotimessa. Digitaalisen suotimeen sisääntuleva data on pyöristetty äärelliseen lukumäärään bittejä ja on lähes aina tarpeen 15 suorittaa lisäpyöristyksiä tietyissä pisteissä suotimessa. Tällaiset pyöristystoiminnot luovat virhe- tai kohina-signaalin digitaaliseen suotimeen. Esimerkiksi jos digitaalisen sanan pituus, jota käytetään suotimessa, on 16 bittiä ja kertoimet on esitetty 10 bitin muodossa, jokai-20 nen kertolaskutoimenpide loisi 25 bitin tuloksen, joka täytyisi pyöristää 16 bittiin ennen kuin tulos voitaisiin panna takaisin muistiin.

Viimeinen päävaikutus, jota kontrolloidaan digitaa-"... lisessa suotimessa, on ylivuototaso. Tosiasia, että data- 25 näytteet on esitetty äärellisenä määränä bittejä, tarkoit-taa, että on olemassa suurin sallittavissa oleva abso-* ' luuttiarvo, joka liittyy jokaiseen solmuun suotimessa ja ; '** joka, jos se ylitetään, antaa tuloksena ylivuotoilmiön - : (yleensä kierrätys, jos käytetään 2-komplementtistä bi- 30 naariaritmetiikkaa). Tämä suurin sallittava data-arvo, joka on kytketty aikaisemmin selostettuun pyöristyskohina-.‘r. tasoon, määrittää suotimen dynamiikka-alueen.

Useita perinteisiä rakenteita on saatavilla digitaalisten suotimien toteuttamiseksi. Suoraviivaisin suun-35 nittelutapa on laittaa peräkkäin ensimmäisen ja toisen -'· asteen suoramuotosuotimia, kunnes haluttu suodinaste on 34 85076 saavutettu. Tämän menetelmän etuja ovat sen yksinkertaisuus, säännönmukaisuus ja varsinaisen suodinsuunnittelun helppous. Kuitenkin tämä perinteinen tapa kärsii myös monista haitoista, jotka useimmiten ovat lähtöisin tosiasias-5 ta, että kapeakaistaisen suotimen toteuttamiseksi vaaditaan suuritarkkuuksinen (esim. 16 bittiä) suodinkerroin-esitys. Tämä tekee tarpeelliseksi hyvin monimutkaisten kertolaskujen (esim. 16 x 20 bittiä) suorittamisen suodin-osien takaisinkytkentäteillä. Kertolaskut asettavat vaka-10 via nopeus- ja aikarajoituksia suotimien toiminnalle. Lisäksi toimintojen limitystä (pipelining), nopeissa logiikkapiireissä tavanomaisesti käytettyä tekniikkaa, ei voida käyttää takaisinkytkentäsilmukoissa. Lisäksi suuritark-kuuksiset, suurinopeuksiset kertojat kuluttavat valtavia 15 määriä tehoa.

Nyt viitataan kuvioon 7, jossa on esitetty lohko-kaaviomuodossa digitaalinen alipäästösuodinosa 700. DZISS:ssä toteutettu suodin on rekursiivinen suodin (ts. ulostulosignaali syötetään takaisin, skaalataan ja sum-20 mataan suodatinrakenteen strategisissa pisteissä), jolla on kapea kaistanleveys ja joka on optimoitu suurta nopeutta varten ja pieniherkkyyksiseksi aikaisemmin selostetuille haittailmiöille, jotka johtuvat parametrien ·_ kvantisoinnista digitaalisissa suotimissa. Kuvion 7 toi- ' 25 sen asteen kapeakaistaista, äärettömän impulssivasteen (HR) omaavaa alipäästösuodinta käytetään kuvion 5b jaetussa "nopeassa" alipäästösuotimessa, joka toimii A/D-muuntimen nopeudella. Jakaminen on hyödyllinen pyrittäes-: sä tähän suureen toimintanopeuteen, mutta se vaatii lisä- 30 piiristöä: kaksi toisen asteen IIR-osaa yhden sijasta, ja toisen asteen FIR-osan, jota muutoin ei tarvittaisi.

Digitaalinenalipäästösuodin 700 aikaansaa toiminnan, joka on kuvattu kuvion 5b toimintalohkoilla 550 ja 552. Digitaalinen alipäästösuodin 700 koostuu neljästä 35 digitaalisesta summaimesta (2-komplementti) 704, 708, 712 ja 716, kahdesta digitaalisesta viiveestä tai lukko- 35 85076 piiristä 710 ja 718 ja kahdesta binaarisesta siirtäjästä 706 ja 714. Kuten aikaisemmin mainittiin, digitaalisen kvadratuuripaikallisoskillaattorin 400 selostuksessa, alipäästösuotimien 308, 310/ 312 ja 313 yksittäiset kyt-5 kennät, jotka on kuvattu kuviossa 3, ovat monibittisiä di-gitaalisanoja eivätkä yksittäisiä sähkölinjoja.

Sisääntulosignaali digitaaliselle suotimelle 700 syötetään digitaalisen summaimen 704 ei-invertoivaan sisääntuloon 702. Toine invertoiva sisääntulo digitaaliseen 10 summaimeen 704 otetaan digitaaliselta viiveeltä 718, joka on syötetty takaisin suodatinpiirin ulostulosta 720. Digitaalisen summaimen 704 erotulos (2-komplementti) syötetään seuraavaksi vahvistuselementin 706 sisääntuloon, joka vahvistuselementti esittää siirretyn ensimmäisen sum-15 masignaalin digitaalisen summaimen 708 yhtenä sisääntulona.

Bittisiirtäjä 706 siirtää kaikki digitaaliselta summaimelta 704 syötetyn datasanan bitit oikealle (ts. kohti vähiten merkitsevää bittiä) Nc bitin verran, suorittaen kertolaskun kertoimella c, joka on yhtä suuri —Ne 20 kuin 2 . Tämä bittisiirto voi olla toteutettu datalin jojen sopivalla reitityksellä digitaaliselta summaimelta 704 summaimelle 708. Siten digitaalisen suodinosan 700 suurta toimintanopeutta avustetaan, koska ei ole olemas-sa mitään bittisiirtäjään 706 liittyvää aikaviivettä, ' 25 kuten olisi kerroin kertolaskussa, joka on toteutettu perinteisellä kertojapiirillä.

Digitaalinen summain 708 summaa siirretyn ensimmäisen summasignaalin digitaalisen summaimen 708 viimeiseen ulostuloon, joka on pidetty viiveessä 710. Edelleen 30 digitaalisen summaimen 708 viimeinen tai edellinen ulos-tulo syötetään digitaaliselle summaimelle 712. Toinen invertoitu sisääntulo digitaaliselle summaimelle 712 on otettu digitaaliselta viiveeltä 718, joka, kuten aikaisemmin mainittiin, on otettu digitaalisen suotimen ulos-35 tulosta 720. Digitaalisen summaimen 712 tulos syötetään bittisiirtäjälle 714, joka on kytketty digitaaliseen 36 8 5 O 7 6 summaimeen 716. Bittisiirtäjä 714 siirtää kaikki digitaaliselta summaimelta 712 syötetyn datasanan bitit oikealle N bitin verran, suorittaen kertolaskun kertoimella a, joka on yhtä suuri kuin 2 . Bittisiirtäjä 714 edistää 5 myös suurta toimintanopeutta, koska mitään aikaviivettä ei esiinny. Bittisiirtäjiin 716 ja vastaavasti 714 liittyvät parametrit N N säätävät digitaalisen suodinosan 700 C cl taajuusvastetta ja ne voivat olla valittu antamaan vaste, joka sopii aiottuun sovellutukseen, kuten edeltävällä ana-10 lyysillä on osoitettu. Digitaalinen summain 716 summaa toisen siirretyn summasignaalin summaimen 716 aikaisempaan ulostuloon, joka on pidetty viiveessä 718. Viiveen 718 ulostulo on myös digitaalisen alipäästösuodinosan 700 ulostulo ja edustaa sisääntulosignaalin 702, joka aikai-15 semmin syötettiin sumraaispiirin 704 sisääntuloon, kaista-rajoitettua esitystä.

Kuvio 8 on lohkokaavio äärellisen impulssivasteen (FIR) omaavasta toisen asteen yhdyssuotimesta, jossa on kuoppa näytteenottotaajuuden puolessa välissä ja jota 20 käytetään kuvion 5b jaetuissa, nopeissa alipäästösuotimis-sa. Sisääntulo 802 suotimelle 800 on kytketty suotimen 700 ulostuloon 720, kuten kuviossa 5b on kuvattu. Kuvion 8 mukaisesti digitaalinen suodin 800 käsittää digitaaliset siirtäjät 804, 806 ja 808, jotka on kytketty digitaali-25 siin viiveisiin 810 ja 814 ja digitaalisiin summaimiin 812 ja 816. Digitaalisen siirtäjät 804, 806 ja 808 käyttävät vastaavasti vahvistuksia 1/4, 1/2 ja 1/4. Sellaisen suotimen toteuttamiseksi, jossa on kaksi nollaa yksikkö-ympyrällä, näytteenottotaajuuden puolessa välissä. Nämä 30 digitaaliset siirtäjät suorittavat sisääntulon 802 siir-— tämisen oikealle 2,1 ja vastaavasti 2 bitin verran. Koska tällainen "bittisiirto" voi olla toteutettu reitittämällä langoituskytkennät sopivalla tavalla, nämä vahvistusope-raatiot eivät kuluta mitään todellista aikaa ja ne eivät 35 vaadi mitään todellista piiristöä. Ensimmäinen osasumma on muodostettu summaimessa 812 käyttäen vahvistuselementin 37 850 76 806 skaalattua ulostuloa ensimmäisenä sisääntulona ja vahvistuselementin 804 aikaisempaa tai viimeistä skaalattua ulostuloa toisena sisääntulona, joka saadaan viive-elementiltä 810. Samalla tavoin ulostulo 818 saadaan toi-5 sena osasummana, joka on muodostettu summaimessa 816 käyttäen vahvistuselementin 808 skaalattua ulostuloa ensimmäisenä sisääntulona ja summaimen 812 aikaisempaa tai viimeistä ensimmäistä osasummaa toisena sisääntulona, joka saadaan viive-elementiltä 814. Tämän suotimen siirto-10 funktio voi olla kirjoitettu: H(z) = Y(z) / X(z) = (1 /4) [ 1 + z*1 (2 + z*1)] Tämän FIR-suotimen tarvitsee ulostulon laskemisek-15 si suorittaa ainoastaan yksi summaus- ja yksi lukitusope-raatio, verrattuna kahteen summaus- ja yhteen lukitusope-raatioon, IIR-osissa, niin että FIR-yhdyssuodin toimii helposti täydellä sisääntulon näytteenottotaajuudella (20 MHz). Vaihtoehtoinen suunnittelu sallisi summaimen 20 toimia alhaisemmalla näytteenottonopeudella käyttämällä ylimääräistä ohjauspiiristöä. Tämä sallisi FIR-suotimen toimia hitaammin sisällyttämällä harvennusta suotimen toimintaan, ts. laskemalla ainoastaan ulostulot, jotka myöhemmät, alhaisemmalla näytteenottonopeudella toimivat 25 suodinosat tarvitsevat. CMOS-toteutuksessa tehonkulutus tyypillisesti pienenee, kun toimintanopeutta pienenne-tään. Tämän vuoksi FIR-yhdyssuotimen tehonkulutusta voitaisiin pienentää pienen ohjauspiiristön kustannuksella.

Kuvion 3 "nopeiden" suotimien 308 ja 310 ja "hi-30 taiden" alipäästösuotimien 312 ja 313 välissä on toivot- ____: tavaa suorittaa näytteenottotaajuuden pienentäminen tai harvennus. Kuten alalla on hyvin tunnettua, mahdollinen näytteenottotaajuuden pienentämisen aste riippuu vaimen-nuksen määrästä, jonka "nopeat" alipäästösuotimet aikaan-35 saavat. Esimerkiksi, jos käytetään 20 MHz sisääntulon näytteenottotaajuutta ja "nopeat" suotimet on toteutettu 38 85076 jaettuina suotimina, joilla on alla taulukossa 3 esitetyt kertoimet, niin näytteenottonopeutta 2 MHz voidaan käyttää "nopeiden" suotimien aikaansaaman valetoiston suojauksen 100 dB yli.

5 Taulukko 3 I SuodlP osa_I_a C i 1

nopea (jaettu) 2*^ I 20 I

I hides L I 2-6 2-2 I 2 | 2® | hidas2 | 2'^ 2"^ | 2 | I hidas I 2*6 2A I 2 i

I-J-J_I

"Hitaat" alipäästösuotimet 312 ja 313 voivat olla 15 toteutettu 2-napaisten suodinosien useilla asteilla.

Esimerkiksi jos käytetään kolmea astetta, joista kullakin on kuvion 9a, 9b ja 9c rakenne ja taulukossa 3 listatut kertoimet, jolloin hidas 1, hidas 2 ja hidas 3 vastaavat vastaavasti kuvioita 9a, 9b ja 9c, niin näytteenottotaa-20 juus voidaan pienentää taajuudesta 2 MHz taajuuteen 80 kHz.

Vaihtoehtoinen piiristöä säästävä suunnittelu käsittää samavaiheisten näytteiden ja 90° vaihe-erossa olevien näytteiden näytevirtauksien limittämisen ja kolmen aikajakomultipleksoidun suodatinasteen käyttämisen. Tämä 25 vaatii, että suotimet toimivat kaksi kertaa suuremmalla nopeudella kuin ne toimisivat ei-multipleksoidussa rakenteessa, mutta koska näytteenottonopeutta on pienennetty kertoimen 10 verran nopeasta suotimesta, tämä multipleksoitu suodin voi yhä toimia taajuudella, joka 30 on 1/5 ensimmäisen suodatusasteen taajuudesta.

Kuvio 9a on lohkokaavio ensimmäisestä aikajako-multipleksoidusta toisen asteen IIR-alipäästösuodatus-asteesta, jota käytetään "hitaiden" alipäästösuotimien aikajakomultipleksoidussa toteutuksessa. Kuviot 9a - 9c 35 esittävät aikajakomultipleksoidun version suodatinraken-teelle, joka on samanlainen kuin kuviossa 7 kuvattu.

39 85 076 Pääero kuvion 7 rakenteen ja kuvion 9 multipleksoidun version välillä on, että viive-elementtien pituus on kaksinkertaistettu. Täten z ^ elementtien käyttämisen sijasta, jotka toteutettiin yksittäisinä lukkopiireinä, käyte-_ 2 5 tään z elementtejä, jotka on toteutettu kahtena lukko-piirinä, jotka on järjestetty sarjaan. Tämän rakenteen vaikutus on, että suodin kullakin näytteellä vuorottelee samassa vaiheessa olevien ja 90° vaihe-erossa olevien näytteiden käsittelyn välillä. Seuraavassa selostuksessa 10 kuvion 9 toiminta esitetään yksityiskohtaisesti. Digitaalisella suodattimena 900a tapahtuvan käsittelyn jälkeen signaali kytketään toiseen suodatusasteeseen 900b ja tämän jälkeen kolmanteen suodatusasteeseen, 900c. Digitaalisten suotimien 900a, 900b ja 900c koko suodinrakenne on 15 identtinen, niin että ainoastaan digitaalinen suodin 900a selostetaan yksityiskohtaisesti.

Kuitenkin digitaaliseten suotimien 900a, 900b ja 900c datatiet ja suodinvasteet vaihtelevat hieman eri vaiheiden välillä, kuten on esitetty kuvioilla 9a, 9b ja 20 9c sekä taulukolla 3.

Digitaalinen alipäästösuodin 900a muodostuu neljästä digitaalisesta summaimesta (2-komplementti) 904a, 908a, 912a ja 916a, neljästä digitaalisesta lukkopiiris-• tä, kaksi kussakin lohkossa 910a ja 918a ja kahdesta bi- 25 naarisiirtäjästä 906a ja 914a. Sisääntulosignaali digitaaliselle suotimelle 900a syötetään digitaalisen summai-men 904a ei-invertoivaan sisääntuloon 902a. Toinen invertoiva sisääntulo digitaaliselle summaimelle 904a otetaan digitaalisten lukkopiirien parilta 918a, joka signaa-30 li on syötetty takaisin suodatinpiirin ulostulosta 920a. Digitaalisen summaimen 904a erotulos (2-komplementti) syötetään seuraavaksi bittisiirtäjän 906a sisääntuloon, joka antaa siirretyn ensimmäisen summasignaalin digitaalisen summaimen 908a yhtenä sisääntulona.

35 Bittisiirtäjä 906a siirtää digitaaliselta summai- melta 904a ulostulona annetun datasanan kaikki bitit 4o 85076 oikealle (ts. kohti vähiten merkitsevää bittiä) N bi- c tin verran suorittaen kertolaskun kertoimella, joka on “Ne yhtä suun kuin 2 . Tämä bittisiirto voi olla toteu tettu reitittämällä sopivasti datalinjat digitaaliselta 5 summaimelta 904a summaimelle 908a. Siten digitaalisen suodinosan 900a suurta toimintanopeutta edesautetaan, koska bittisiirtäjään 906a ei liity mitään aikaviivettä, jota olisi perinteisellä kertojapiirillä toteutetussa kerroinkertolaskussa.

10 Digitaalinen summain 908a summaa siirretyn ensim mäisen summasignaalin digitaalisen summaimen 908a ulostuloon, jota on pidetty kaksi näytejaksoa lukkopiiriparissa 910a. Edelleen digitaalisen summaimen 908a ulostulo, jota on pidetty lukkopiirissä 910a, syötetään digitaaliselle 15 summaimelle 912a. Toinen invertoiva sisääntulo digitaaliselle summaimelle 912a otetaan lukkopiiriltä 918a, joka signaali, kuten aikaisemmin mainittiin, on otettu digitaalisen suotimen ulostulosta 920a. Digitaalisen summaimen 912a tulos syötetään bittisiirtäjälle 914, joka 20 on kytketty digitaaliseen summaimeen 912a. Bittisiirtäjä 914a siirtää digitaaliselta summaimelta 912a ulostulona annetun datasanan kaikki bitit oikealle N bitin verran cl suorittaen kertolaskun kertoimella, joka on yhtä suuri _Na kuin 2 . Bittisiirtäjä 914a myöskin edesauttaa suurta 25 toimintanopeutta, koska mitään aikaviivettä ei esiinny.

Parametrit N ja N , jotka liittyvät bittisiirtäjiin c a 906a ja vastaavasti 914a, ohjaavat digitaalisen suodin-asteen 900a taajuusvastetta ja ne voivat olla valittuja antamaan aiottuun sovellutukseen sopivan vasteen. Digi-30 taalinen summain 916a lisää toisen siirretyn summasignaalin summaimen 916a aikaisempaan ulostuloon, jota on pidetty viiveessä 918a. Viiveen 918a ulostulo on myös digitaalisen alipäästösuodinosan 900a ulostulo ja edustaa sisääntulosignaalin 902a, joka aikaisemmin syötettiin 35 summauspiirin 904a sisääntuloon, kaistarajoitettua esitystä.

4i 85076

Alan ammattimiehelle on ilmeistä, että enemmän as-teittaisempaa näytteenottotaajuuden pienentämistä voitaisiin käyttää, esimerkiksi jokaisen neljän alipäästösuodin-osan välissä. Asteittainen näytteenottonopeuden pienentä-5 minen tarjoaa merkittävän edun siinä, että se antaa paljon joustavuutta muodostettaessa sisääntulon näytteenottonopeuden kokonaissuhde ulostulon näytteenottonopeuteen. Tämä sallii A/D-näytteenottonopeuden määrittämisen melkein mielivaltaisesti sopimaan haluttuun esivalitsijän 10 päästökaistaan, joka on altistettu ulostulon näytteenottotaajuuden sitomaksi. Kolmannen (ja viimeisen) "hitaan" alipäästösuodinosan ulostulossa kanaviin on kohdistettu riittävä vaimennus suuremmilla taajuuksilla, niin että valetoisto, jonka harvennus taajuudesta 2 MHz taajuuteen 15 80 kHz aiheuttaa, ei häiritse haluttua kaistaa, joka on keskitetty suurin piirtein nollataajuudella.

Kuvion 1 suurinopeuksisilla selektiivisyysosilla 114 tapahtuvan suodinprosessoinnin ja harvennuksen jälkeen palautettu digitaalinen signaali käsittää vastaanotetun 20 digitaalisen signaalin, jossa on kvadratuurikomponentit. Vastaanotetun digitaalisignaalin kvadratuuriominaisuudet varmistavat, että vaiheinformaatio, joka oli alkuperäisessä radiotaajuussignaalissa, säilytetään käsittelyket-... jun läpi. Vastaanotetut digitaaliset kvadratuurisignaalit 25 kytketään kuvion 1 digitaalisen vastaanottimen takapäähän 120, joka on edullisesti toteutettu ohjelmoitavalla, yleiskäyttöisellä, integroidulla signaalin prosessointi-piirillä, kuten yllä mainittiin. Radion loppupää 120 suorittaa lisäprosessoinnin, joka tarvitaan digitaalisen kan-30 tataajuussignaalin synnyttämiseksi, jota käytetään ai-kaansaamaan palautettu data tai audiosignaali. Lisäksi radion takapää 120 voi aikaansaada palautetun signaalin lopullisen esidemodulointisuodatuksen ja jälkidemoduloin-tikäsittelyn. Kuviot 10 ja 11 esittävät yksityiskohtai-35 sesti digitaaliset suodinrakenteet, jotka ovat sopivia lopullisen esidemodulointiselektiivisyyden suorittamiseksi 42 85076 digitaalisen, integroidun signaalinkäsittelypiirin yhteydessä. Kuvio 12 esittää yksityiskohtaisesti erään tekniikan, joka on sopiva FM-signaalin demoduloimiseksi esillä olevan keksinnön opetusten mukaisesti.

5 Kuvio 10 esittää viidennen asteen ei-rekursiivisen suotimen 1 000, joka aikaansaa lisävaimennuksen, niin että näytteenottonopeutta voidaan edelleen pienentää taajuudesta 80 kHz taajuuteen 40 kHz, samalla kun aiheutetaan halutun kaistan mitätön valetoistosärö. Koska tämä 10 suodin toimii suhteellisen alhaisella ulostulon näyt- teenottonopeudella 40 kHz (kompleksiset näytteet), se on mahdollista toteuttaa yleiskäyttöisessä, digitaalisessa signaaliprosessorissa. Tällaiset prosessorit ovat tyypillisesti hyvin sopivia limitettyihin kertolaskuoperaa-15 tioihin 1 004, 1 010, 1 016, 1 026, 1 030, 1 036 ja sum-mausoperaatioihin 1 006, 1 012, 1 020, 1 024 ja 1 032, niin että "suoramuotoinen" suodinrakenne valittiin.

Kuvio 11 esittää suoramuotoisen suodinrakenteen 1 000, jossa on neljä napaa ja neljä nollaa ja jota käy-20 tetään tasoittamaan vastaanottimen yhdyssuotimen päästö-kaistan vaste, se voi olla toteutettu joukolla kertolas-kuoperaatioita 1 104, 1 112, 1 118, 1 120, 1 126, 1 132, - 1 140, 1 146 ja 1 150, joukolla summausoperaatioita 1 106, 1 114, 1 116, 1 122, 1 108, 1 130, 1 136 ja 1 144 25 yleiskäyttöisessä, digitaalisessa signaaliprosessorissa. Koska yksinkertaisen tarkkuuden (tyypillisesti 16 bitin sanan pituus) operaatiot eivät tarjoa riittävää dynamiikka-aluetta matkaradiosovellutuksiin, on tarpeen käyttää kaksoistarkkuuslaskutoimituksia DSP-toteutuksessa.

30 Alan ammattimiehelle on ilmeistä, että loppuselektiivi-: syysosaa varten saataisiin erilaisia kaistaleveyksiä oh- : : : jelmallisesti valitsemalla erilaiset suodinkertoimet ta- kapään digitaalisessa signaaliprosessorissa. Erilaiset selektiivisyyskaistanleveydet voitaisiin myös saada käyt-35 tämällä erilaisia alasnäytteytystaajuuksia tai erilaisil-la langoitetuilla vahvistuselementeillä (esimerkiksi 43 85076 kahdesta-yhteen valitsimilla) kertojattomissa alipäästö-suodinosissa.

Kuvio 12 on kaavio digitaalisesta FM-demodulaatto-rista, joka on yhteen sopiva esillä olevan keksinnön di-5 gitaalisen radion arkkitehtuurin kanssa. Todellisuudessa digitaalinen demodulaatio on yksi tehtävä muiden joukossa, jonka digitaalinen signaaliprosessoripiiri suorittaa. Kuvion 12 mukaisesti rajoitinosa 1 202 käsittää skaalaus-asteen 1 204 yhdessä samavaiheisen kanavan käänteislas-10 kentageneraattorin 1 210 ja tulonkertojän 1 212 kanssa, missä skaalatun ja pyöritetyn samavaiheisen (I') komponentin käänteisarvo kerrotaan skaalatulla ja pyöritetyllä erivaiheisella (Q') komponentilla tuottaen termin, joka on yhtä suuri kuin skaalatun ja pyöritetyn signaalivek-15 torinäytteen vaihekulman tangentin arvo. Digitaalisen kertojan 1 212 toiminta suorittaa sisääntulosignaalivek-torin kaikkien amplitudivaihteluiden, joita voi olla läsnä, ideaalisen rajoittamisen. Digitaaliselta kertojalta 1 212 päästetty termi edustaa pyöritetyn ja skaalatun 20 signaalivektorinäytteen tangenttia. Tämä termi käsitellään käänteistangenttigeneraattoriasteella 1 214, jonka ulostulo on yhtä suuri kuin pyöritetyn ja skaalatun sig-‘ naalivektorin vaihekulma. Tämä suuruus, kun se on lisät- ty digitaalisella summaimella 1 214 karkeaan vaihearvoon, 25 joka on annettu ulostulona karkeasta vaiheakusta 1 206, edustaa sisääntulosignaalin vektorinäytteen kokonaisvai-hekulmaa. Erosignaali, joka on synnytetty digitaalisen summaimen 1 218 ulostuloon senhetkisen signaalivektorinäytteen vaihekulman ja digitaalisella viiveellä 1 220 30 synnytetyn viivästetyn ulostulon negatiivin välille, edus-taa ulostulon demoduloidun viestin yhtä näytettä.

- : : Kuviot 13a - 13c ovat kaavioita, jotka esittävät yksityiskohtaisesti osoittimien periaatteet esillä ole-van keksinnön yhteydessä. Nyt viitataan kuvioon 13a, jos-35 sa skaalaimen 1 204 toiminta on skaalata vaihtelevan suu-ruisen signaalivektorin amplitudi esitetylle varjostetulle 44 85076 alueelle. Karkea vaiheakku 1 206 määrittää signaalivekto-rin 0c karkean vaihekulman ja käänteistangenttigeneraat-toriasteen 1 212 ulostulo on yhtä suuri kuin signaalivek-torin 0f hienovaihe, kuten kuviossa 13b on kuvattu. Sig-5 naalivektori 0f sijaitsee vektorin pyörimisen pakottamana alueella -ίί/450^£+ΤΖ/4 (kuvion 13b varjostettu alue). Näiden kahden suuruuden summa, joka on synnytetty digitaalisen summaimen 1 214 ulostuloon, edustaa sisääntulosignaa-lin vektorinäytteen 0(n) kokonaisvaihekulmaa. Eroarvo 10 Δ(0(η)), jonka digitaalinen summain 1 218 synnyttää sen- hetkkisen vaihenäytteen 0(n) ja kuviossa 13c esitetyllä digitaalisella viiveellä 1 220 synnytetyn vaihenäytteen 0(n-l) välille, edustaa demoduloidun ulostuloviestin yhtä näytettä. Demoduloitua ulostuloviestiä edustavien näyt-15 teiden virta voi olla alipäästösuodatettu viestin kaistanleveyden ulkopuolella olevan kohinan poistamiseksi, kuten on tyypillisesti suoritettu FM-ilmaisun jälkeen.

Tavalliselle alan ammattimiehelle olisi ilmeistä, että kuvioissa selostettu digitaalinen demodulaattori 20 voisi olla toteutettu erillisistä piireistä muodostuvilla digitaalisilla kertojilla, summaimilla, rekistereillä jne. Esillä olevan keksinnön digitaalinen demodulaattori on erityisesti sopiva toteutettavaksi elimillä, jotka tunne-taan digitaalisina signaaliprosessoreina. Esillä oleva ' . 25 keksintö toimisi tyydyttävästi erilaisissa hyvin tunne tuissa signaaliprosessoreissa, kuten NEC D7720, joka on saatavilla NEC Eletronics U.S.A. Incriltä, One Natick Executive Park, Natick, Mass. 01760 tai TMS 320101, joka on saatavilla Texas Instruments Incriltä, P.O. Box 225012, 30 Dallas, Texas 752265. Digitaaliset signaaliprosessorit sisältävät yleensä suurinopeuksisia digitaalisia kova-kertojia sekä kyvyn prosessoida digitaalista datavirtaa ennalta määrätyn algoritmin mukaisesti.

Kuviot 14a ja 14b ovat vuokaavioita, jotka yksi-35 tyiskohtaisesti esittävät esillä olevan keksinnön taus-taprosessoinnin toteutettuna digitaalisella signaali- 45 8 5 076 prosessorilla. Esillä olevan keksinnön kaikissa selostuksissa samavaiheisiin ja erivaiheisiin signaalivektorikom-ponentteihin viitataan tämän jälkeen komponentteina I ja vastaavasti Q. Esillä olevan keksinnön algoritmi alkaa 5 kohdassa 1 402, joka saattaa digitaalisen signaaliprosessorin suorittamaan päätöksenteko 1 404 I-komponentin etumerkin määrittämiseksi. Päätöksenteon 1 404 tulokseen perustuen Q-komponentin etumerkki määritetään päätöksenteoilla 1 406 ja 1 448. Seuraavaksi määritetään I- ja Q-10 komponenttien ero kohdilla 1 410, 1 408, 1 472 ja 1 450, jotka synnyttävät arvot, jotka käsittävät vastaavasti arvot Q-I, I-Q, Q-I ja Q+I. Vastaavien tuloksien etumerkki määritetään vastaavasti päätöksenteoilla 1 430, 1 412, 1 474 ja 1 452. Näiden päätöksentekojen tuloksiin perus-15 tuen tunnetaan komponentti (I tai Q), jolla on suurempi arvo, ja tunnetaan myös aktantti (ts. ft/4:n monikerta), jossa signaalivektori sijaitsee. Tämä arvo, jos se on pienempi kuin nolla, komplementoidaan kohdilla 1 420, 1 486, 1 476 ja vastaavasti 1 462. Arvo, joka edustaa jo-20 ko I- tai Q-kanavan suurinta absoluuttiarvoa, työnnetään ohjelmapinoon kohdilla 1 442, 1 432, 1 422, 1 414, 1 488, 1 478, 1 466 ja vastaavasti 1 454 ja siihen viitataan tämän jälkeen suuruutena SMAX. Suuruutta SMAX käytetään kutsulla skaalausaliohjelmaan nimikkeissä 1 444, 1 434, : 25 1 424, 1 416, 1 490, 1 480, 1 466 tai 1 456 oiken skaa lauksen määrän määrittämiseksi, joka kohdistetaan sisään-tulosignaalin vektorinäytteeseen. Skaalausaliohjelma palauttaa oikein skaalatut signaalivektorikomponentit I ja Q. Seuraavaksi karkea vaihearvo, joka perustuu signaali-30 vektorin oktanttisijaintiin, tallennetaan väliaikaiseen muistipaikkaan kohdilla 1 446, 1 436, 1 426, 1 418, 1 492, 1 482, 1 468 tai vastaavasti 1 460.

-I. Tämä arvo tulee aina olemaan^2-radiaanin monikerta alueella (c) Signaalivektoria pyöritetään sit- 35 ten geometrisesti karkean vaihearvon negatiivilla, joka oli säilytetty, kohdilla 1 440, 1 428, 1 492, 1 484, 46 8 50 76 1 470 tai 1 460. Tuloksena saataviin skaalattuihin ja pyöritettyihin signaalikomponentteihin viitataan tämän jälkeen I'- ja Q1-signaalivektorikomponentteina. Tämän vektoripyörityksen tarkoitus on pyörittää signaalivekto-5 ria siten, että pyöritetyt signaalivektorikomponentit 1' ja Q' antavat yhdistelmävektorin, jonka vaihekulma on alueella -^/ 4*0f 4 .

Kuviot 15a ja 15b ovat yllä kuvion 14a yhteydessä selostetun skaalausaliohjelman toiminnan vuokaaviot.

10 Skaalausaliohejlma 1 500 tutkii SMAX:n arvon määrittääkseen signaalivektorikomponentteihin I ja Q kohdistettavan skaalauksen oikean määrän. Tämän aliohjelman toiminta on riippuvainen resoluutiosta tai signaalivektorikomponentte-ja edustamaan käytettyjen bittien lukumäärästä. Skaalaus-15 aliohjelman toiminta tullaan selostamaan yhteydessä, jossa käytetään 32-bittiä pitkiä sanoja edustamaan signaali-vektorikomponentteja. Skaalausaliohjelmaan tulon jälkeen kohdassa 1 502 suuruuden SMAX eniten merkitsevää sanaa (MSW) verrataan nollaan päätöksenteolla 1 504. Jos SMAX:n 20 MSW on suurempi kuin nolla, SMAX:n vähiten merkitsevä sana (LSW) hylätään ja MSW:tä verrataan skaalauksen kynnysarvoon kohdassa 1 506. Jos SMAX:n MSW on yhtä suuri kuin nolla, niin MSW hylätään ja LSW:tä verrataan skaa-:·. lauksen kynnysarvoon 1 528. Kohdilla 1 506 ja vastaavasti 25 1 528 synnytettyjen vertailujen tulokset verrataan nol laan päätöksenteoilla 1 508 ja vastaavasti 1 530 ja jos tuloksen havaitaan olevan suurempi kuin nolla, signaali-vektorikomponenttien skaalaus ei ole tarpeen ja aliohjelma poistuu kohdan 1 550 kautta pisteeseen, jossa oh-30 jelma aktivoi aliohjelman 1 500. Jos SMAX:n säilytetty sana (ts. MSW tai LSW) on pienempi kuin kynnysarvo, säilytettyä sanaa koestetaan päätöksenteoilla 1 510 ja 1 532, jotta nähdään, onko absoluuttiarvo suurempi kuin 255. Tämä on ekvivalentti sen määrittämiselle, ovatko SMAX:n 35 säilytetyn sanan ylimmät kahdeksan bittiä suurempi vai ] yhtä suurempi kuin nolla. Jos tämän testin tulos on tosi 47 85076 (ts. SMAX:n MSW tai LSW on suurempi kuin 255), säilytetty sana jaetaan luvulla 256 kohdissa 1 514 tai vastaavasti 1 536. Tällä on se vaikutus, että SMAX:n säilytetyn sanan ylimmät kahdeksan bittiä siirretään tämän sana alemmiksi 5 kahdeksaksi bitiksi. Jos päätöksenteon 1 510 tai 1 532 tulos ilmaisee, että säilytetty sana on pienempi kuin 255, ei jakoa suoriteta. Tätä suuruutta käytetään nyt osoitteen poikkeamana kohdissa 1 516, 1 512, 1 538 tai 1 534 valitsemaan arvot, jotka on tallennettu ROM-datatauluk-10 koon ja skaalaustekijä palautetaan ROM:ista kohdissa 1 520, 1 540. Tämä tekijä säädetään oikeaan arvoon, joka on tarpeen skaalaamaan tämän signaalin vektorikomponen-tit, riippuen aikaisemmista päätöksenteoista 1 510 tai 1 532. Lopuksi signaalivektorikomponentit skaalataan oi-15 kealle alueelle demodulaattorin siällä suoritettavien approksimaatioiden käytettäväksi kohdissa 1 522 ja 1 524 tai 1 542 ja 1 546 ja rutiini poistuu takaisin sitä kutsuneeseen ohjelmaan kohtien 1 526 tai 1 548 kautta.

Nyt viitataan kuvioon 16a, jossa .määritetään I'-20 vektorikomponentin inversio tai käänteisarvo. Tämä käsittely on suoritettu toteuttamalla kuudennen asteen Chebyshev-polynomiapproksimaatio funktiolle f(x)=l/x.

Polynomi, joka approksimoi tätä funktiota, on: ‘ 25 f(x) * (1/x) ** {[[[[[ C7(x-l)+C6](x-l)+C5 ](x-l)+C4 ](x-l)+C3 ](x-l)+C2 ](x-1)+01 } missä x = Γ ja Cl = +1,00000,02 = -1,0027, C3 = +1,00278, 04 = -0,91392, 05 = +0,91392, 06 = -1,62475,07 = -1,62475.

30

Esillä olevan keksinnön periaatteiden mukaisesti Q'-komponentti työnnetään ohjelmapinomuistialueelle koh-dassa 1 604 ja suuruus (I * — 1) lasketaan kohdassa 1 606, johon suuruuteen tämän jälkeen viitataan suuruutena ARG.

35 Kerroin C7 haetaan data-ROM:ista kohdassa 1 608 ja se kerrotaan ARG:11a kohdassa 1 610 suuruuden TMP muodosta- 48 85076 miseksi. Kerroin C6 haetaan data-ROM:ista kohdassa 1 612 ja lisätään TMP:hen kohdassa 1 614, joka antaa uuden arvon TMP:lle. Tämä kuvio toistetaan peräkkäisesti kohdissa 1 616 - 1 644, kunnes Q'-komponentti sitten haetaan ohjel-5 mapinomuistista kohdasta 1 648 ja kerrotaan TMP:lla kohdassa 1 650, joka antaa approksimaation suuruudella tan0^= Q'I'. Nyt määritetään kohdassa 1 650 saadun suuruuden käänteistangentti. Tämä käsittely suoritetaan toteuttamalla viidennen asteen Chebyshev-polynomiapproksimaatio 10 funktiolle: = arctan(x)

Polynomi, joka approksimoi tätä funtiota, on: 15 arctan(x) - * {[[[[ C6(y) + C5 ] y + C4 ] y + C3 ] y + C2 ] y + Cl } missä x - Qvr 20 y = (Qvr)2 ja C6 = -0,01343, CS » +0,05737, C4 * -0,12109, C3 - +0,19556, C2 = -0,33301, Cl =.^0,99997.

Suuruus x = (Q */1 *) työnnetään ohjelman pinomuis-tiin kohdassa 1 652 ja neliöön korotetun suuruuden arvo 25 y = x arvo, johon tämän jälkeen viitataan ARG:na, lasketaan kohdassa 1 654. Ketjumaisella tavalla, joka on samanlainen kuin aikaisemmin selostettu käänteisarvon laskenta, lasketaan suuruuden (Q'/1 *) käänteistangentin arvo kohdissa 1 656 - 1 692. Tämän prosessin tulos on etu-30 merkillinen arvo, joka edustaa pyöritetyn signaalivekto-rin edustaa pyöritetyn signaalivektorin vaihekulmaa tai sisääntulosignaalin vektorinäytteen hienoa vaihekulmaa. Sisääntulosignaalin vektorinäytteen karkean vaiheen arvo palautetaan väliaikaisesta muistipaikasta kohdasta 1 694 35 ja se summataan käänteistangentin laskennan tulokseen kohdassa 1 696.

49 8 5076 Tämä tulos edustaa sisääntulosignaalin vektori-näytteen vaihekulmaa. Aikaisemman sisääntulosignaalin vektorinäytteen vaihekulma haetaan ohjelmapinosta kohdasta 1 700. Senhetkinen vaihenäyte työnnetään ohjel-5 mapinoon kohdassa 1 702. Lopuksi lasketaan aikaisemman vaihenäytteen ja tämänhetkisen vaihenäytteen ero kohdassa 1 704, mikä antaa demoduloidun viestin m(n) ulostulonäyt-teen.

Viestin näyte m(n) käsittää demoduloidun äänisig-10 naalin näytteytetyssä muodossa. Demoduloitu äänisignaali voi olla muunnettu takaisin analogiseen muotoon, sitten vahvistettu ja toistettu kaiuttimen kautta, kuten yllä mainittiin. Vaihtoehtoisesti digitaalinen ääniviesti voi olla tallennettu digitaalisena digitaaliseen muistiin 123 15 myöhempää käyttöä varten. Tiedonsiirtojärjestelmässä (ei esitetty) demoduloidut datasymbolit voi olla reititetty tietokoneelle lisäkäsittelyä varten tai tietokonenäytölle välitöntä näyttöä varten.

Yhteenvetona, on esitetty digitaalinen radiovastaanotin. Esillä olevan keksinnön digitaalinen vastaan-20 otin muodostaa täysin digitaalisen radiovastaanottimen, joka käsittelee vastaanotettua signaalia, joka on muun-nettu digitaaliseen muotoon antennin ulostulossa tapah-tuneen esivalinnan jälkeen. Esillä olevan keksinnön vas-_· - taanotin käsittää esivalitsimen, suurinopeuksisen analo- 25 gia-digitaalimuuntimen (A/D), digitaalisesti toteutetun välitaajuusselektiivisyysosan (IF), jolla on ulostulosignaali oleellissti kantataajuuksilla, ja integroidut, yleiskäyttöiset, digitaaliset signaalinkäsittelypiirit (DSP), jotka suorittavat demoduloinnin ja audiosuodatuk-30 sen. Esillä olevan keksinnön muut käytöt ja muunnelmat ovat ilmeisiä tavalliselle alan ammattimiehelle ilman, että poiketaan esillä olevan keksinnön hengestä ja suo-japiiristä.

Claims (5)

50 85076

1. Laite halutun kapeakaistaisen analogisen signaalin sisältävän laajakaistaisen analogisen signaalin oleel- 5 lisesti digitaalista käsittelyä varten, joka laite kä sittää (a) välineet, jotka sisältävät kytkentävälineen (102) ja suodatinvälineen (106) halutun kapeakaistaisen analogisen signaalin sisältävän laajakaistaisen analo- 10 gisen signaalin vastaanottamiseksi ja suodattamiseksi, ja (b) digitointivälineen (108), joka on kytketty suodatinvälineeseen (106) mainitun laajakaistaisen analogisen signaalin jaksottaista näytteytystä varten ja 15 sen muuntamiseksi näytteytetyksi laajakaistaiseksi digi- taliseksi signaaliksi, tunnettu (c) digitaalisesta välineestä (110), joka on kytketty digitointivälineeseen (108) halutun näytteyte-tyn kapeakaistaisen digitaalisen signaalin valitsemisek- 20 si näytteytetystä laajakaistaisesta digitaalisesta sig naalista, joka digitaalinen väline käsittää digitaalisen kvadratuurioskillaattorin (116), digitaalisen kvadratuu-rikertojan/sekoittajan (112), digitaalisen kapeakaistaisen kvadratuurialipäästösuotimen (114 ja 124), ja väli- 25 neet (120) kapeakaistaisen kvadratuurialipäästösuotimen kaistanleveyden säätämiseksi ohjelmallisesti, ja (d) digitaalisesta käsittelyvälineestä (126) mainitun näytteytetyn kapeakaistaisen digitaalisen signaalin de-moduloimiseksi. : V: 30

2. Patenttivaatimuksen 1 mukainen laite, tunnet-t u siitä, että kytkentä- ja suodatinvälineet käsittävät antennielimen (102) laajakaistaisen signaalin (radiotaajuisen) sisältävien signaalien vastaanottamiseksi. 35 si 85076

3. Patenttivaatimuksen 2 mukainen laite, tunnet-t u siitä, että suodatinvälineet on kytketty antennieli-meen laajakaistaisen signaalin (radiotaajuisen) suodattamiseksi . 5

4. Menetelmä halutun kapeakaistaisen analogisen signaalin sisältävän laajakaistaisen analogisen signaalin oleellisesti digitaalista käsittelyä varten, joka menetelmä käsittää vaiheet: 10 (a) halutun kapeakaistaisen analogisen signaa lin sisältävän laajakaistaisen analogisen signaalin, vastaanottamisen ja suodattamisen, ja (b) mainitun laajakaistaisen analogisen signaalin jaksottaisen näytteyttämisen ja muuntamisen näytteytetyksi 15 laajakaistaiseksi digitaaliseksi signaaliksi, tun nettu siitä, että se käsittää vaiheet: (c) halutun näytteytetyn kapeakaistaisen digitaalisen signaalin valitsemisen näytteytetystä laajakaistaisesta digitaalisesta signaalista, 20 (d) näytteytetyn kapeakaistaisen digitaalisen signaalin kaistanleveyden säätämisen ohjelmallisesti, ja (e) mainitun näytteytetyn kapeakaistaisen digitaalisen signaalin demoduloimisen.

5. Patenttivaatimuksen 4 mukainen menetelmä, tun nettu siitä, että laajakaistainen analoginen signaali käsittää laajakaistaisen radiotaajuisen signaalin. 52 85076