CN101253681B - 解调器以及解调方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种用于FM信号的数字接收器，具体来说，是一种新的解调器结构和解调方法，根据发明的第一方面，通过这种方式，通常的复杂的解旋过程可简化为简单的加法/减法。根据发明的第二方面，对处理解调器信号所需的采样频率的要求显著降低了。

Description

解调器以及解调方法 

技术领域

本发明涉及根据一种FM解调器结构，用于角度调制信号的解调方法，接收装置和计算机程序产品。 

更具体而言，本发明涉及解调器结构和方法，通过所述解调器结构和方法，当在数字电路中实现解旋(de-rotation)时，可以简化解旋实现并需要较少的计算工作。 

背景技术

有许多不同的达到最新技术发展水平的FM解调器，它们在数字处理(DSP)硬件或者时间离散信号处理硬件中实现。不同方式相互比较的时候，每种都既有优点又有缺点。但是由于存在很多关注于不同方面的的不同应用，所以这些体系结构中的每一种都能够找到其特定的应用。 

有一些很容易实现的低成本变体，但需要在后置滤波方面作较多工作以抑制自生噪声。如果为了保持整体成本低廉，限制后置滤波工作，则噪音方面的性能很差。另一方面，有一些变体由于不会产生内部噪声，可以获得好的性能。这些解调系统大部分作为超外差接收器工作，对接收信号执行频率转换以得到中频IF。这种频率转换可以在从接收信号产生正交信号的同时被执行，从而达到对镜频(mirrorfrequency)的抑制。于是，为了将正交中频信号转换到基带，需要所谓的“解旋”过程。通过解旋过程，使得中频信号的频谱在实际解调前更接近0中频(IF)。换句话说，解旋过程是将频谱向左偏移中频IF的值，即将频率偏移频率值IF。在数字接收器中，这个解旋在必要的计算工作方面是昂贵的。 

图1所示是一个现有技术的FM解调器体系结构的例子，其作为 FM接收器100的一部分，该FM接收器100包括天线110、接收器前端部分120、和FM解调器部分130，其中天线110耦合到接收器前端部件120，接收器前端部件120耦合到FM解调器部件130。这样一个FM接收器100既可以在离散的电路中实现也可以在集成的电路中实现。 

根据图1中示出的现有技术的FM接收器100，FM接收器100是正交接收器。也就是，由天线110接收到的信号会随即分为两个信道，一个是同相(I)信道(I信道I)，另一个是正交(Q)信道(Q信道Q)。I，Q信道各自包括位于混频块121中的混频器单元，用于通过与本地振荡器的混合频率LO混合，将接收信号向下频率转换至中频(IF)，其中I信道I、Q信道Q使用的混合频率有相互的π/2即90°的相移。在混频块121后面，信道信号在滤波块123中带通滤波，滤波块123包括相应的低IF滤波单元。I信道I和Q信道Q中经过低IF滤波的信道信号随后被输入至FM解调器部件130。应当注意，复合的I、Q信号可以被看成复信号。 

在FM解调器部分130中，信道信号的包络被限幅块131限制为恒定的，限幅块131包括信道I、Q中每一个的相应限幅器单元。限幅块131的后面是解旋块133，包含每个信道中的例如由混频器实现的相应的解旋单元。解旋是复正交信号(由I、Q信道信号组成)与所谓的复音(complex tone)相乘的过程。复音具有如等式(1)的数学形式，并且也被称为相量(phasor)。 

$r\left(t\right)=e^{-J\·2\mathrm{\π}\·f_r\·t}---\left(1\right)$

如上所述，解旋的目的是沿频率轴将中频信号的频谱偏移-fr。在图1的FM解调器体系结构中，解旋被用来将I、Q两个信道的信号都由低IF信号转换成0IF，这使其更适合实际FM信号的解调。在解旋块133之后，有谐波滤波块135，具有用来过滤在信道信号中由限幅块131产生的谐波的相应的谐波滤波单元。 

后面将解释在图1的FM接收器100中的FM解调器的操作。图 2用略有不同的方式显示图1中的解调器部件130的框图。与图1不同的是，图2只显示了在低IF信道滤波器123之后的部分。但是，这个部分与实际的FM解调过程有关。应当注意，直到坐标旋转数字计算机(CORDIC)块137或者237的相应输入为止，所有的信号都是复值。CORDIC是移位加法的术语，用于计算广阔范围内的，包括三角、双曲、线性和对数函数的函数。更多CORDIC的信息可以从RayAndraka的“A survey of CORDIC algorithms for FPGA basedcomputers”，FPGA 1998，proceedings of the 1998 ACM/SIGDA SixthInternational Symposium on Field Programmable Gate Array，Feb.22-24，Monterey，CA获得。在CORDIC块137或237之后，信号路径为实数值。 

实际的FM解调由CORDIC块137和后续微分器块139完成。到这里，注意力应集中于在可能的最低采样率下完成解调，以节约计算资源和电力。根据众所周知的香农定理(Shannon’s Theorem)的标准阐述，为了避免失真，在以采样频率fs处理频谱之前，感兴趣的频谱应该在-fs/2和+fs/2之间。也就是说，在CORDIC块137中的I、Q信号的数字处理需要高的采样频率，这样就需要高功耗的强大的数字信号处理器。 

现在参考图2，更详细的展示现有技术的FM接收器100如何完成实际的频率解调。由接收器前端部分120输出的中频信号IF_in被限幅块231限幅，并作为限幅信号c输入解旋块233。解旋和滤波后的低IF信号fd馈送至CORDIC块237中，CORDIC块237根据滤波后的低IF信号fd发送时变相位信号

。然后，时变相位信号

由微分器块239进行微分，从而将所携带的时变相位信息转换为时变频率信息。最终，时变频率信号ω_out作为输出信号送出，解调过程完成。 

图5展示了图1中的FM接收器100的功能，频谱A到D的序列给出了被处理信号的频谱视图。频谱的产生条件为系统采样频率64MHz，IF频率300kHz，FM频偏±5kHz，5kbit/s的NRZ数据调制信号。因此，图5的图A展示的是限幅器块131或231的输入处的相应中频频谱。在图B中，出现了限幅器块131或231造成的中频频谱 的谐波。在图C中，频谱分别位于解旋块133或233的输出处。频谱已经偏移至0IF。此外，在图C中展示了谐波滤波器135或235各自需要的滤波特征F1。谐波滤波器135或235各自配置成只有包括边带(大约0Hz±15kHz)的0IF信号的基波才能通过，而IF信号的所有谐波(例如其中的第一个出现在±1,2MHz处)都拒绝通过。图5中的图D显示解旋过并且滤波过的IF信号，即基带信号。 

下面简要介绍解旋工作。首先，需要复振荡器产生等式(1)的复音r(t)。由于振荡器的输出序列已经预先知道，复振荡器可以作为查找表实现，例如只读存储器(ROM)。然后，I、Q信道信号分别与复音r(t)相乘。换句话说，根据等式(2)，执行复数乘法，需要4次实数乘法，1次实数加法，和1次实数减法。 

z₁·z₂＝(x₁+j·y₁)·(x₂+j·y₂)＝x₁·x₂-y₁·y₂+j·(x₁·y₂+x₂·y₁)  (2) 

虽然由于复信号的实部和虚部被保持在两个分离的信道中这一事实(也就是实部在I信道中，虚部在Q信道中)，所以不需要实现与虚部单位j的相乘和实部与虚部的相加，但是计算量仍然很大，在考虑到通常使用的高采样频率的情况下尤为如此。 

发明内容

本发明的一个目的是，提供改进的解调器结构和相应的解调方法，特别是用于角度调制信号，其至少部分使用数字信号处理，而且其中解旋和/或解调的计算工作量与现有技术相比有所降低。 

本发明的另一个目的是提供改进的解调器结构和相应的解调方法，特别是用于角度调制信号，其至少部分使用数字信号处理，而且FM解调所需的采样率有大幅度下降。 

至少一个目的是通过根据本发明优选实施例构造的用于角度调制信号的解调器实现的。因此，角度调制信号的解调器包括解调输入中间角度调制信号的装置，解旋所述中间角度调制信号的装置，其中所述解旋装置置于所述的解调装置后面，并被配置以使得解旋包括加法或减法操作。 

因此，至少一个目的是通过根据本发明优选实施例的解调方法，尤其是对角度调制信号的解调，来实现的。因此，解调中间角度调制 信号的方法至少包括以下几个步骤： 

-将所述中间角度调制信号转换为瞬时的相位信号； 

-将所述的瞬时相位信号微分，以得到瞬时的频率信号；通过减去与所述中间角度调制信号的中心频率相对应的值来解旋所述瞬时频率信号。 

此外，至少一个目的是通过根据本发明优选实施例的接收装置实现的。因此，根据本发明，接收频率调制信号的FM接收器至少部分在数字电路中实现，并且包括用于角度调制信号的解调器。 

而且，至少一个目的是通过根据本发明优选实施例的计算机程序产品实现的。计算机程序产品包括可以被数字计算机读取的代码装置，其中所述的代码装置被编码为当在所述数字计算机上运行时，所述计算机被配置成执行依据本发明的解调角度调制信号的方法。 

本发明的大体思路包含两个基本方面。第一个方面，解旋的必要计算根据信号路径偏移和相应地改变，从而可以以小得多的计算工作量实现解旋。然而可以与现有技术得到相同的结果。换句话说，根据本发明，所有现有技术的计算工作都被简单的实数减法替代。第二个方面与更精确实现香农定理有关，它在很大程度上节省了加法计算资源。 

附图说明

参考下面对本发明实施例的详细描述和附图可获得对本发明的更完整理解。注意，附图标记包括3个数字，最高位数字被用来指示相应的附图，例如微分器139在图1中示出。 

图1是现有技术的FM解调器结构图； 

图2是现有技术的FM解调器部分的示意性框图； 

图3是根据本发明的FM解调器部分的第一改进结构的示意性框图； 

图4是根据本发明的FM解调器的优选结构的示意性框图； 

图5是图1的FM解调器中的某些位置的频谱示意图；以及 

图6是根据本发明的图4的FM解调器中的某些位置的频谱示意图。 

具体实施方式

根据发明的优选实施例，本发明的方法可以通过数字电路方式实现，优选地通过DSP硬件实现。因为发明可以被修改为不同的改进形式和替换形式，本发明的细节在附图中以示例的形式示出，并且被详细描述。但是应当理解，本发明不应该局限于所描述的特定实施例。具体来说，虽然本发明是参考其中实现了根据本发明的解旋的某个FM解调器电路来描述的，但是，当然，所提出的解旋原理可以用在提供相同优点的多个解调器电路中。与实际的FM解调中的降低的采样率有关的特征也是如此。因此，本发明要覆盖所有的修改、等同物和可替换物，它们都落在所附权利要求限定的本发明的范围内。而且需要注意的是在整个说明书中不同地方出现的短语“在一个实施例中”或“在实施例中”可能不一定都指的是同一个实施例。此外，具体特征和结构或者特性可能以任何可能适合的方式与一个或多个实施例结合。 

根据本发明的第一方面，谐波滤波与现有技术作法不同。有益地，通过将谐波滤波器移动到更接近限幅器输出处来简化解调器。更精确地说，谐波滤波器不是简单的移动。相反，其被替换为一个不同的谐波滤波器，当其被直接置于限幅器之后时，完成类似的工作。根据本发明的第一实施例所得到的框图如图3所示，根据本发明的优选实施例所得到的框图如图4所示。 

原谐波滤波器135或235，和新谐波滤波器335或435都分别是低通的。它们的任务都是只通过限幅器输出频谱的主要分量，也就是主波瓣。通过使谐波滤波器335或435都分别位于系统中的更好的位置，根据本发明，解旋过程可以显著地简化。为解释本发明，下面将示出，图2到4的框图在数学上是等同的。也就是，本发明的解调器结构可以获得相同的结果，但本发明的解调器结构在需要的计算和实现方面需要更少的工作。 

在图3中，根据本发明的一个实施例，已滤波的IF信号fi被直接馈送到到CORDIC块337，CORDIC块337发送滤波后的IF信号fi的瞬时相位信号r作为输出。值得注意的是

r与

携带了相同的(调制)信息。r与

之间仅有的不同是

r上添加了一个项(2π·f_IF·t)。由于这个项是确定的，即预知的，所以它不携带任何附加信息。因此通过将瞬时相位信号

r简单地减去值(2π·f_IF·t)或者加上值(-2π·f_IF·t)，就可以推导出时变相位信号

。 

下面看图4，展示了根据本发明的优选实施例的FM解调器部分430的结构。为了简明起见，只解释与图3的结构不同的部分。在图4中，瞬时相位信号r被直接馈送到微分器块439，微分器块439输出IF信号的瞬时角频率ωr。现在，可以简单地减去中心IF频率，也就是值(2π·f_IF)，以得到纯调制频率ω_out作为输出。CORDIC块437与微分器块439一起形成用于对中间角度调制信号进行解调的实际装置，其可以是由适当的编程DSP实现的解调处理器436。当然，解旋块也可以在该解调处理器436中实现。所以，整个解旋过程原来包括产生旋转复相量和复数乘法，但根据本发明已经简化至单个实数减法。 

现在参考图6，频谱序列图示了本发明的FM解调器操作。需要注意的是，下面使用某些规范值而进行的讨论只是为了更好理解本发明而不是做任何限制。因此，本发明以不同的规范来实现。具体来说，图6给出了根据本发明的图4修改后的图1的系统中的信号的频谱图，其中图1中的部分130替换为图4中的部分430，并且在图4中，只描述了几个功能块的位置。假设，处理与参考上面的图5讨论的相同的输入，也就是采样频率64MHz，IF频率300kHz，FM频率偏移±5kHz，5kbit/s的NRZ数据调制信号。 

相应的，图6中的图A显示了限幅块431的输入处的中频频谱。图B中，存在由限幅块431产生的中频频谱的谐波。而且描述了谐波滤波器435的所需的滤波特性，即只通过包括边带(约为300kHz±15kHz)的IF信号的基波，而滤除IF信号的所有谐波，例如其中的第一个在-900kHz处出现。根据对比，在根据图1和图2中现有技术的FM接收器100中，对谐波滤波器135和235的要求分别是通过基带 信号，也就是两个边带大约是±15kHz，以及滤除所有解旋的IF谐波，最近的谐波出现在±1.2MHz处(参考图5中图B)。图6的图C展示了滤波后的IF信号，图D是解旋信号。如果实现谐波滤波器335或435的工作量分别比构建原谐波滤波器135或者235高得多，则所建议的解调器和相应的解调方法的优点就被(部分地)抵消了。因此，下面的讨论将比较实现谐波滤波器135和235的工作量与实现335或435的工作量。 

原滤波器135和235的阶数可能相对较低。在上述介绍部分讨论的例子中，使用了5阶Butterworth低通滤波器。但是，由于滤波器135和235的100kHz的截止频率分别比谐波滤波器335或者435的400kHz的截止频率低，所以滤波器135和235分别需要更精细的分辨率，也就是在数字实现中需要更多位。在这个连接中，值得注意的是，采样频率和截止频率之间的比越大，在滤波器实现中如果要达到相同的整体精度(也就是噪声抑制)所需要的分辨率越高。在本发明的FM解调器中使用的谐波滤波器335或435需要较高一些的阶数，也就是在数字实现中需要更多滤波器抽头和更多寄存器。例如，在当前例子中，使用8阶Butterworth低通滤波器。但是，由于截止频率分别比谐波滤波器135和235的截止频率大，所以谐波滤波器335或435的每个寄存器需要更少的位。因此，两种滤波器的实现难度大体相似。 

但是，分别在解旋块333或者433之前进行滤波，有额外的好处。因为谐波滤波器335或435分别在解旋块333或433前去除所有IF谐波，所以解旋过程可以用低得多的采样率执行。一个明显的猜测就是采样频率将是IF信号的上频带边缘的二倍多一点，也就是700kHz。但是，通过更仔细的对香农定理进行计算，可以发现采样频率还可以更低，例如60kHz，但并不违反香农定理。下面将有更详细的解释。 

首先，当考虑在频谱域中对模拟信号进行等距采样的过程时，通过以周期fs(即采样率)重复原始模拟频谱而构成采样信号的频谱。因此采样信号频谱中的每个频率都可以看作模(modulo)fs。 

因此，香农定理规定，当且仅当采样频率被选择以使得在采样信号的周期性频谱中两个图像不重叠(称为混叠)时，可以恢复原始模 拟信号。如果模拟信号是实数值基带信号，取值从(接近)0Hz到最大频率f_max，则定理可以简化为，采样频率应取大于f_max的2倍。 

但是，滤波后的IF信号fi(图3和4)(图6的下部图中显示了其频谱)，既不是实数值信号，也不是基带信号。它是以f_IF附近的频率为中心的复信号，并有来自于FM调制的带宽，也就是由频偏和调制指数(modulation index)确定的。根据本发明的第二部分，采样率fs可以几乎和信号的频带一样小。下面例子里面，这个数是30kHz左右，这是有益的，因为它远小于输入IF_in处的采样频率(在该例中为64MHz)。这样，准确的采样频率依赖于感兴趣的信号的实际带宽的定义。反过来说，采样频率依赖于IF信号的哪部分可以被忽略。 

下面的数学推导显示了依据本发明的第二方面的欠采样可以很好地与模算法共同使用。首先，频率的概念是在时间离散FM解调器的上下文中讨论的。值得注意的是，在特定的采样时刻考虑频率是没有意义的。而考虑相应的最后的采样间隔期间的信号的平均频率是有意义的。为在每个采样间隔只处理一次信息，每个采样间隔的平均频率被分配给其结束时刻。 

如下等式(3)定义了平均频率： 

其中 

是特定采样间隔的平均角频率； 

n是该间隔的采样编号(index)； 

Ts是采样间隔长度； 

(n Ts)是在采样间隔的尾部的信号的相位； 

((n-1)Ts)是在采样间隔的起始的信号的相位。 

此外，瞬时调制频率(间隔平均值)用符号ω_m表示，调制瞬时相位用符号

_m表示。ω_m与

_m的关系如等式(4)所示： 

明显的是，调制造成的频率改变小于采样频率；否则，调制的IF信号的带宽将大于采样频率，违背了香农定理。如关系(5)： 

${\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{lo}}\&le;{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&omega;}}}_m<{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{lo}}+{\mathrm{\&omega;}}_s---\left(5\right)$

其中 

ω_lo是调制频率范围的下限； 

ω_s是角采样频率；以及 

ω_lo+ω_s是调制频率范围的上限。 

如图3，4所示，滤波后的IF信号fi(t)是调制信号的瞬时频率f_m和IF中心频率f_IF的组合，或者如果f_m和f_IF分别乘以2π，则对应于ω_m和ω_IF。 

ω＝ω_m+ω_IF                               (6) 

由于信号的瞬时相位是角频率的积分，得出等式(7)。 

从时间连续等式(7)可以看出，IF中心频率在相位中仅是附加的斜坡(ramp)。在时间离散的系统中，这也是正确的，导出等式(8)。 

(n·T_s)＝

_m(n·T_s)+ω_IF·n·T_s          (8) 

下面介绍模算法。基本上，相位是以2π为周期不确定的。这对于复指数的辐角(argument)的虚部成立，对于CORDIC块337或者 437的输出也成立。此属性可表示为等式(9)。 

＝

+m·2π(mod 2π)                         (9) 

其中，m是任意整数。 

在时间离散系统中，还有如下含义。 

(n·T_s)＝(n·T_s)+k·f_s·n·T_s·2π 

＝

(n·T_s)+k·ω_s·n·T_s  (mod 2π)           (11) 

其中，k是另一个任意整数。 

根据等式(11)，任意斜坡(k·ω_s·t)可以被加入信号相位不用注意任何区别。但是，增加这样的相位斜坡意味着信号频率改变(k·ω_s)。这与上面的发现完全相符，即，时间离散信号的频谱可以理解为以周期ω_s为周期。 

现在可以将等式(11)和等式(8)放在一起，从而组合调制、IF频率和采样频率，得到等式(12)。 

(n·T_s)＝ _m(n·T_s)+ω_IF·n·T_s+k·ω_s·n·T_s  (mod 2π)   (12) 

现在，由等式(12)可以计算出每个采样间隔的平均频率，其可被代入等式(3)，简化得到等式(13)。 

需要注意的是，因为被除以采样间隔时间Ts，等式(13)的模数已经改变。最后，替代每个采样间隔的平均调制频率符号，得出等式 (14)。 

$\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&omega;}}(n\&CenterDot;T_s)={\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&omega;}}}_m(n\&CenterDot;T_s)+{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{IF}}+k\&CenterDot;{\mathrm{\&omega;}}_s\left(\mathrm{mod}{\mathrm{\&omega;}}_s\right)---\left(14\right)$

现在，可以看出根据用于将信号解旋至0IF的发明，有益地，从该结果减去IF频率是必要的，如等式(15)所示。 

${\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&omega;}}}_{\mathrm{res}}(n\&CenterDot;T_s)=\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&omega;}}(n\&CenterDot;T_s)-{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{IF}}$

$={\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&omega;}}}_m(n\&CenterDot;T_s)+{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{IF}}-{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{IF}}+k\&CenterDot;{\mathrm{\&omega;}}_s\left(\mathrm{mod}{\mathrm{\&omega;}}_s\right)$

$={\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&omega;}}}_m(n\&CenterDot;T_s)+k\&CenterDot;{\mathrm{\&omega;}}_s\left(\mathrm{mod}{\mathrm{\&omega;}}_s\right)---\left(15\right)$

现在，如果输出受限于初始定义间隔，整数k就变成0，最终结果可由等式(16)表达。 

${\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{lo}}\&le;{\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&omega;}}}_{\mathrm{res}}<{\mathrm{\&omega;}}_{\mathrm{lo}}+{\mathrm{\&omega;}}_s$

${\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&omega;}}}_{\mathrm{res}}(n\&CenterDot;T_s)={\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&omega;}}}_m(n\&CenterDot;T_s)+0\&CenterDot;{\mathrm{\&omega;}}_s={\stackrel{\&OverBar;}{\mathrm{\&omega;}}}_m(n\&CenterDot;T_s)---\left(16\right)$

这样，解调过程得到明确的调制信号。 

在发明的一个实际实现中，CORDIC块337或者437的输出分别为N比特宽，输出值范围从0到2^N-1，直接对应于范围0≤

＜2π.。需要注意的是，最终可能包含一个偏移量。当这样做的时候，相位包裹(wrapping)直接对应于输出整数范围的包裹。而且，等式3计算每个间隔的平均频率，在实现中忽略了T_s。因此只需执行连续相位值相对于彼此进行的减法。在所述减法中没有为再次达到包裹模2π加上进位。应当注意，因子T_s被丢弃。因此，减掉了解旋(T_s·ω_IF)，也删掉同样数目的比特。最后也是重要的是，为了将结果二进制数理解为调制频率，二进制数被乘以(f_s/2^N)。 

本发明公开了FM信号的数字接收器，具体来说，公开了新的解调器结构和相应的解调方法，根据本发明的第一方面，通过本发明， 通常复杂的解旋过程可以简化至简单的加法/减法。根据本发明的第二方面，处理解调器信号所必需的采样频率的要求显著降低，具体来说降低到小于IF信号的上频带边缘的二倍的值。 

最后但是最重要的是，当在包括权利要求书的说明书中使用术语“包含”时，意在说明所陈述的特征、装置、步骤或者组件的存在，不排除其中其他一个或者多个特征、装置、步骤、组件或者它们的组合的存在或附加。而且在权利要求中的元件前的修饰词语“一个”，不排除多个此元件的存在。此外，任何参考符号不限定权利要求的范围。还需要注意的是，耦合的意思是在被耦合的元件间存在电流通路，而不意味着那些元件将直接相连。 

Claims (10)

1.一种用于角度调制信号的解调器，包括：用于对输入中间频率角度调制信号进行解调的解调装置，以及解旋装置；

其中所述解旋装置置于所述解调装置之后并且用于接收所述解调装置的输出信号并对所述输出信号进行解旋，并且所述解旋装置被配置以使得解旋包括加法或者减法操作；并且

其中所述解旋装置包括常数值的加法或者减法操作，所述常数值与滤波后的中间频率角度调制信号的中心频率相对应。

2.根据权利要求1的解调器，还包括：谐波信号滤波器，用于过滤要被解调的所述输入中间频率角度调制信号的谐波，其中所述谐波信号滤波器置于所述解调装置之前。

3.根据权利要求2的解调器，还包括：信号限幅装置，置于所述谐波信号滤波器之前，所述谐波信号滤波器配置为去除所述信号限幅装置引起的中间频率角度调制信号的所有谐波。

4.根据权利要求2所述的解调器，其中至少所述解调装置和所述解旋装置作为时间离散系统而实现，其中，用于对所述中间频率角度调制信号进行采样的采样频率与所述滤波后的中间频率角度调制信号的双侧带宽本质上相对应。

5.根据权利要求4的解调器，其中采样频率比滤波后的中间频率角度调制信号的中心频率小。

6.根据权利要求4或5的解调器，其中所述解旋装置的所述加法或者减法操作是通过针对所述采样频率进行模运算来执行的。

7.根据权利要求4或5的解调器，其中所述解调装置包括坐标数字计算机(CORDIC)和微分器。

8.一种用于对中间频率角度调制信号进行解调的方法，包括至少如下步骤：

-将所述中间频率角度调制信号转换为瞬时相位信号；

-微分所述瞬时相位信号，以得到瞬时角频率信号；以及

-通过减去与所述中间频率角度调制信号的中心频率相对应的值，对所述瞬时角频率信号进行解旋。

9.根据权利要求8的方法，还包括对所述中间频率角度调制信号进行滤波以便去除所述中间频率角度调制信号的所有高次谐波的步骤。

10.一种FM接收器，用于接收频率调制信号，所述FM接收器至少部分在数字电路中实现，并且包括根据权利要求1-7之一的解调器。

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