JP2008544717A - デジタルｆｍ復調器アーキテクチャにおける簡素化されたデローテーション - Google Patents

Abstract

本発明は、ＦＭ信号用のデジタル受信器、特に、本発明の第１の態様によれば、通常の複雑なデローテーション・プロセスが簡単な加算／減算に縮小される新しい復調器構造およびそれぞれの復調方法に関する。本発明の第２の態様によれば、復調器信号を処理するために必要なサンプリング周波数に関する要件が実質的に削減される。

Description

本発明は、請求項１に記載のＦＭ復調器構造、請求項９に記載の、角度変調信号のための復調方法、請求項１１に記載の受信デバイス、および請求項１２に記載のコンピュータ・プログラムに関する。

詳細には、本発明は、デジタル回路内で実装された場合、デローテーション［ねじり戻し―de-rotation―］の実現が簡素化され得る、また計算労力［computational effort］があまり必要とされない復調器構造および方法に関する。

現況技術には、デジタル処理（ＤＳＰ）ハードウェア、または離散時間信号処理ハードウェア内で実装される多数の異なるＦＭ復調器アーキテクチャがある。これらの異なる手法のそれぞれは、他の手法に比較されたとき、ある利点ならびに欠点を有する。しかし、異なる側面に焦点を合わせる非常に多数の異なる応用分野があるため、これらのアーキテクチャのそれぞれは、その特定の応用分野に入り込んでいる。

実装するのが容易であるが、自己発生ノイズ［self-generated noise］を抑制するために比較的高い濾波後の労力を必要とする、低コストの変形形態がある。全体的なコストを低く保つために濾波後の労力が制限されたとき、ノイズに関する性能は不十分である。一方、内部ノイズを発生しないので良好な性能を得ている変形形態がある。これらの復調システムのほとんどは、受信信号の、中間周波数ＩＦへの周波数変換を実施するスーパーヘテロダイン受信器として働く。この周波数変換は、同時に、ミラー周波数の効果的な抑制を達成するために直交信号が受信信号から生成されるように実施することができる。次いで、直交中間周波数信号をベースバンドに変換するために、「デローテーション」と呼ばれるプロセスが必要とされる。デローテーション・プロセスにより、中間信号のスペクトルがゼロ中間周波数（ＩＦ）に近づけられてから、実際の復調が行われる。換言すれば、デローテーション・プロセスは、スペクトルを中間周波数の値だけ左にシフトすること、すなわち周波数値−ＩＦだけのスペクトルのシフトである。デジタル受信器では、このデローテーションは、必要な計算労力に関してコストがかかる。

図１は、ＦＭ復調器セクション１３０と結合された受信器フロント・エンド・セクション１２０と結合されたアンテナ１１０を備えるＦＭ受信器１００の一部として、従来技術のＦＭ復調器アーキテクチャに関する例を示す。そのようなＦＭ受信器１００は、ディスクリート回路ならびに集積回路内で実装される可能性がある。

図１における従来技術の、例示されているＦＭ受信器１００によれば、ＦＭ受信器１００は直交受信器［quadrature receiver］である。すなわち、信号は、アンテナ１１０によって受信され、次いで同相（Ｉ）チャネルすなわちＩチャネルＩと、直交（Ｑ）チャネルすなわちＱチャネルＱである２つのチャネルとに分割される。各チャネルＩ、Ｑは、局部発振器の混合周波数ＬＯと混合することによって受信信号を中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバージョンするために混合ブロック１２１内にそれぞれの混合器ユニットを含み、ＩチャネルおよびＱチャネル内の使用される混合周波数は互いにπ／２すなわち９０°の位相シフトを有する。混合ブロック１２１の後で、チャネル信号はそれぞれの低ＩＦフィルタ・ユニットを備えるフィルタ・ブロック１２３内でバンドパス・フィルタを通る。次いで、ＩチャネルＩおよびＱチャネルＱ内の、低ＩＦフィルタを通ったチャネル信号はＦＭ復調器セクション１３０に入力される。合成の［composed］Ｉ信号およびＱ信号は、複素信号とみなしてよいことは留意するに値する。

ＦＭ復調器セクション１３０では、チャネル信号のエンベロープが、チャネルＩおよびＱのそれぞれにおいてそれぞれのリミッタ・ユニットを備える制限ブロック１３１によって一定にされる。制限ブロック１３１は、その後に、たとえばミキサによって実現されるそれぞれのデローテーション・ユニットを各チャネル内に有するデローテーション・ブロック１３３が続く。デローテーションは、（Ｉチャネル信号およびＱチャネル信号で構成された）複素直交信号［complex Quadrature signal］に、以下の式（１）による数学形態を有し、フェーザとも呼ばれる、いわゆる複素トーン［complex tone］を乗じることとして処理される。

上述のように、デローテーションの目的は、中間信号のスペクトルを周波数軸に沿って−ｆｒだけシフトすることである。図１のＦＭ復調器アーキテクチャの状況では、デローテーションは、両チャネルＩおよびＱのそれぞれにおいて、低ＩＦ信号をゼロＩＦにシフトするために使用され、これにより、各信号がＦＭ信号の実際の復調に、より適したものとなる。デローテーション・ブロック１３３の後には、制限ブロック１３１によって引き起こされるチャネル信号内の調波を濾波するために、それぞれの調波フィルタ・ユニットを有する調波フィルタ・ブロック１３５がある。

以下では、図１のＦＭ受信器１００内のＦＭ復調器の動作について説明する。そのために、図２は、図１の復調器セクション１３０のブロック図をわずかに異なる形で示す。図１に比較すると、図２は、低ＩＦチャネル・フィルタ１２３の後の部分だけを示す。しかし、これは、実際のＦＭ復調プロセスにとって重要な部分である。座標回転デジタル・コンピュータ（ＣＯＲＤＩＣ）ブロック１３７または２３７それぞれの入力まで、すべての信号が複素数値化されることは留意するに値する。ＣＯＲＤＩＣは、いくつかの三角関数、双曲線関数、一次関数、および対数関数を含めて、多種多様な関数を計算するためのシフト加算アルゴリズムに対する用語である。ＣＯＲＤＩＣに関する他の情報は、レイ・アンドレイカ［Ray Andraka］による「コンピュータに基づくＦＰＧＡ用ＣＯＲＤＩＣアルゴリズムの概説［A survey of CORDIC algorithms for FPGA based computers］」ＦＰＧＡ １９９８、フィールド・プログラマブル・ゲートアレイに関する１９９８ＡＣＭ／ＳＩＧＤＡ第６回国際シンポジウムの議事録［proceedings of the 1998 ACM/SIGDA Sixth International Symposium on Field Programmable Gate Arrays］、２月２２〜２４、カリフォルニア州モンテレーから収集することができる。ＣＯＲＤＩＣブロック１３７または２３７の後で、信号経路は実数値化される。

実際のＦＭ復調は、ＣＯＲＤＩＣブロック１３７および後続の微分器ブロック１３９によって行われる。この点で、復調は、計算リソースを節約するために、またパワーを節約するために、可能な限り低いサンプリング・レートで行われるべきであるという側面が注目される。シャノンの定理の広く知られている標準的な解釈、エイリアシングの回避は、注目のスペクトルが、ｆｓのサンプリング・レートでそのスペクトルを処理する前に、−ｆｓ／２および＋ｆｓ／２内にあることを必要とする。すなわち、ＣＯＲＤＩＣブロック１３７内でＩ信号およびＱ信号をデジタル処理することは、高いサンプリング周波数を必要とし、したがって高いパワー消費量を有する強力なデジタル信号プロセッサを必要とする。

次に、実際の周波数復調が従来技術のＦＭ受信器によってどのように行われるかについて、より詳細な図を含む図２を参照する。受信器のフロント・エンド・セクション１２０によって出力される中間周波数信号ＩＦ_ｉｎは、制限ブロック２３１によって制限され、制限された信号ｃとしてデローテーション・ブロック２３３に入力される。デローテーションされ、フィルタを通った低ＩＦ信号ｆｄがＣＯＲＤＩＣブロック２３７に供給され、ＣＯＲＤＩＣブロック２３７は、フィルタを通った低ＩＦ信号ｆｄから時変位相信号ψを送達する。次いで、この時変位相信号ψは、担持されている時変位相情報を時変周波数情報に変換するように、微分器ブロック２３９によって微分される。最後に、出力信号として、時変周波数信号ω_ｏｕｔが送達され、これで復調プロセスが完了する。

図５は、図１のＦＭ受信器１００の機能を、処理される信号のスペクトルの図を提供するスペクトルＡからＤのシーケンスによって示す。これらのスペクトルは、６４ＭＨｚのシステム・サンプリング周波数、３００ｋＨｚのＩＦ周波数、±５ｋＨｚのＦＭ周波数偏差、５キロビット／秒のＮＲＺデータ変調信号で生成された。したがって、図５のダイアグラムは、リミッタ・ブロック１３１または２３１それぞれの入力での中間周波数スペクトルを示す。ダイアグラムＢでは、リミッタ・ブロック１３１または２３１によって引き起こされる中間周波数スペクトルの調波が現れる。ダイアグラムＣでは、デローテーション・ブロック１３３または２３３それぞれの出力でのスペクトルがある。このスペクトルは、すでにゼロＩＦにシフトされている。さらに、ダイアグラムＣでは、調波フィルタ１３５または２３５それぞれにとって必要とされるフィルタ特性Ｆ１が示されている。調波フィルタ１３５または２３５それぞれは、約０Ｈｚ±１５ｋＨｚである側波帯を含むゼロＩＦ信号の基本波だけが通過することができるが、この例ではその第１の調波が±１，２ＭＨｚで現れるＩＦ信号の調波すべてが拒絶されるように構成される。図５のダイアグラムＤは、デローテーションされ、フィルタを通ったＩＦ信号、すなわちベースバンド信号を示す。

以下では、デローテーションのための労力を簡単に調べる。最初に、式（１）の複素トーンｒ（ｔ）を生成する複素発振器が必要とされる。発振器の出力シーケンスは事前に既知であるため、複素発振器は、ルックアップ・テーブル、たとえば読取り専用メモリ（ＲＯＭ）として実装することができる。次いで、それぞれのＩチャネル信号およびＱチャネル信号に複素トーンｒ（ｔ）を乗じることを必要とする。換言すれば、複素乗算が実施されなければならず、これは、式（２）に従って、４回の実数乗算と、１回の実数加算と、１回の実数減算とを必要とする。
ｚ_１・ｚ_２＝（ｘ_１＋ｊ・ｙ_１）・（ｘ_２＋ｊ・ｙ_２）＝ｘ_１・ｘ_２−ｙ_１・ｙ_２＋ｊ・（ｘ_１・
ｙ_２＋ｘ_２・ｙ_１） （２）

複素信号の実数部および虚数部が２つの別個のチャネル内で、すなわちＩチャネル内に実数部がまたＱチャネル内に虚数部が保たれることにより、虚数単位ｊを有する乗算、および実数部ならびに虚数部の加算は実装されることを必要としないが、それでもやはり、特に通常使用される高いサンプリング周波数の点から、計算労力は高いものである。

したがって、本発明の目的は、少なくとも部分的にはデジタル信号処理を使用する、また、デローテーションおよび／または復調のための計算労力が従来技術に比較して削減される、特に角度変調信号のための改良された復調器構造およびそれぞれの復調方法を提供することである。

本発明の他の目的は、少なくとも部分的にはデジタル信号処理を使用する、また、ＦＭ復調のために必要とされるサンプリング・レートの著しい削減を可能にする、特に角度変調信号のための改良された復調器構造およびそれぞれの復調方法を提供することである。

それらの目的の少なくとも１つは、請求項１に従って構成される、角度変調信号のための復調器によって達成される。したがって、角度変調信号のための復調器は、入力中間角度変調信号を復調する復調手段と、前記中間角度変調信号をデローテーションするデローテーション手段とを備え、前記デローテーション手段が、前記復調手段の後に配置され、デローテーションが加算演算または減算演算からなるように構成される。

さらに、それらの目的の少なくとも１つは、請求項９に記載の、特に角度変調信号のための復調方法によって達成される。したがって、中間角度変調信号を復調するための方法は、少なくとも、
− 前記中間角度変調信号を瞬間位相信号に変換するステップと、
− 前記瞬間位相信号を瞬間周波数信号に微分するステップと、前記中間角度変調信号の中心周波数に対応する値の減算によって前記瞬間周波数信号をデローテーションするステップとを含む。

さらに、それらの目的の少なくとも１つは、請求項１１に記載の受信デバイスによって達成される。したがって、少なくとも、部分的にはデジタル回路内で実装される、周波数変調信号を受信するためのＦＭ受信器は、本発明による角度変調信号のための復調器を備える。

さらに、それらの目的の少なくとも１つは、請求項１２に記載のコンピュータ・プログラムによって達成される。したがって、コンピュータ・プログラムは、デジタル・コンピュータによって読取り可能なコード手段を備え、前記コード手段は、前記デジタル・コンピュータ上で実行されたとき、前記コンピュータが本発明の方法に従って角度変調信号を復調するための方法を実行するように構成されるように、符号化される。

本発明の一般的な概念は、２つの基本的な態様にある。第１の態様によれば、デローテーションのための必要な計算が、信号経路に沿ってシフトされ、それに応じて、デローテーションがはるかに少ない計算労力で実施され得る点でデローテーションが処理されるように変形される。それでもやはり、従来技術と同じ結果が達成される。換言すれば、本発明により、従来技術における計算労力すべてが、単一の実数減算と置き換えられる。第２の態様は、シャノンの定理のより正確な実装に関連しており、それにより、追加の計算リソースが大幅に節約される。

本発明は、添付の図面と共に本発明の実施形態の、以下の詳細な説明を考察すると、より完全に理解されることになる。符号は３桁を備え、そのうち最上位桁が、それぞれの図面の図に対する参照として使用され、たとえば微分器１３９は図１にあることに留意されたい。

本発明の好ましい実施形態によれば、本発明の方法は、デジタル回路によって、好ましくはＤＳＰハードウェアによって実装することができる。本発明は、様々な修正形態および代替の形態に修正可能であるが、その特定のものが、例として図面に示され、詳細に述べられている。しかし、本発明を述べられている特定の実施形態に限定することは意図されていないことを理解されたい。具体的には、本発明は、本発明によるデローテーションが実装されるある種のＦＭ復調器回路を参照して述べられているが、デローテーションの、提示されている概念は、いくつかの他の復調器回路内で使用されてもよく、同じ利点をもたらすことは言うまでもない。同じことが、実際のＦＭ復調における低減されたサンプリング・レートに関する特徴にも当てはまる。したがって、添付の特許請求の範囲によって規定される本発明の範囲内に入る修正形態、均等物、および代替物すべてをカバーすることが意図されている。さらに、説明全体を通して、様々な場所で「１つの実施形態では［in one embodiment］）」または「ある実施形態では［in an embodiment］）」という句が出現しても、すべてが同じ実施形態を参照するとは限らない。さらに、特定の特徴および構造または特性は、１つまたは複数の実施形態において、任意の好適な形で組み合わせることができる。

本発明の第１の態様によれば、調波の濾波は、従来技術に比較して、異なるように行われる。有利には、復調器は、調波フィルタをリミッタ出力に近づけることによって簡素化される。具体的には、調波フィルタは単に移動されない。そうではなく、調波フィルタは、リミッタ直後に配置されたとき比較可能な仕事をする、異なる調波フィルタに置き換えられる。本発明の第１の実施形態による、得られるブロック図が図３に、また、本発明の好ましい実施形態によるものが図４に示されている。

どちらのフィルタ、すなわち元の調波フィルタ１３５または２３５それぞれ、および新しい調波フィルタ３３５または４３５それぞれも、ロー・パス・フィルタである。どちらも、リミッタの出力スペクトルの主成分、すなわち主ローブだけを通過させるタスクを有する。しかし、本発明に従って、システム内のよりよい位置で調波フィルタ３３５または４３５それぞれを有することにより、デローテーション・プロセスは、劇的に簡素化される可能性がある。本発明について説明するために、以下では、図２から図４のブロック図が数学的に等価であることが示されることになる。すなわち、本発明の復調器構造は、必要とされる計算ならびに実装に関して、同じ結果を、しかし少ない労力で達成する。

図３では、本発明の一実施形態によれば、フィルタを通ったＩＦ信号ｆｉは、ＣＯＲＤＩＣブロック３３７に直接供給され、ＣＯＲＤＩＣブロック３３７は、出力としてフィルタを通ったＩＦ信号ｆｉの瞬間位相信号ψｒを送達する。ψｒがψと同じ（変調）情報を担持することは留意するに値する。ψｒとψとのわずかな違いは、ψｒが、重畳された項（２π・ｆ_ＩＦ・ｔ）を有することである。この項は決定的、すなわち事前に既知であるため、どのような追加の情報も担持しない。瞬間位相信号ψｒに対して、単に（２π・ｆ_ＩＦ・ｔ）の値を減算すること、または（−２π・ｆ_ＩＦ・ｔ）の値を加算することにより、時変位相信号ψを導出することができる。

次に、本発明の好ましい実施形態によるＦＭ復調器セクション４３０の構造を示す図４を参照する。話を簡単にするために、図３の構造に対する違いだけについて述べる。図４では、瞬間位相信号ψｒが、ＩＦ信号の瞬間角度周波数ωｒを出力する微分器ブロック４３９に直接供給される。次に、出力として純粋な変調周波数ω_ｏｕｔを得るために、中心ＩＦ周波数、すなわち値（２π・ｆ_ＩＦ）を単に減算することが可能である。ＣＯＲＤＩＣブロック４３７は、微分器ブロック４３９と共に、中間角度変調信号を復調するための実際の手段を形成し、適用可能なプログラム型ＤＳＰによって実装される復調プロセッサ４３６とすることができる。デローテーション・ブロックもまた、この復調プロセッサ４３６内で実装されてよいことは言うまでもない。その結果、以前には回転複素フェーザの生成および複素乗算から構成されていたデローテーション・プロセス全体が、本発明により単一の実数減算に縮小される。

次に、図６を参照して、本発明のＦＭ復調器の動作が、スペクトルのシーケンスによって実証される。どのような限定もなしに、ある仕様値を使用する以下の考察は、本発明のよりよい理解を支援するための例として提供されることに留意されたい。したがって、本発明は、異なる仕様で実装されてもよいことは言うまでもない。詳細には、図６は、本発明の図４に従って修正された図１のシステムにおける信号のスペクトルの図を提供し、すなわち、図１のセクション１３０は図４のセクション４３０に置き換えられ、図４では、いくつかの機能ブロックの位置だけが示されている。上記の図５と共に論じられているものと同じ入力がすなわち６４ＭＨｚのサンプリング周波数、３００ｋＨｚのＩＦ周波数、±５ｋＨｚのＦＭ周波数偏差、５キロビット／秒のＮＲＺデータ変調信号で、処理されることが仮定されている。

したがって、図６のダイアグラムＡは、リミッタ・ブロック４３１の入力での中間周波数スペクトルを示す。ダイアグラムＢには、リミッタ・ブロック４３１によって引き起こされた中間周波数スペクトルの調波がある。さらに、約３００ｋＨｚ±１５ｋＨｚである側波帯を含むゼロＩＦ信号の基本波だけを通過させようとするが、この例ではその第１の調波が−９００ｋＨｚで現れるＩＦ信号の調波すべてを拒絶しようとする、調波フィルタ４３５のために必要とされるフィルタ特性が示されている。比較として、図１および図２による従来技術のＦＭ受信器１００では、調波フィルタ１３５および２３５それぞれの要件は、ベースバンド、すなわち約±１５ｋＨｚを有する両側波帯を通過させること、および、その最も近い調波が±１．２ＭＨｚ（図５のダイアグラムＢも参照）で現れるデローテーションされたＩＦ調波すべてを拒絶することであった。図６のダイアグラムＣは、フィルタを通ったＩＦ信号を示し、ダイアグラムＤは、デローテーションされた信号を示す。調波フィルタ３３５または４３５それぞれを実装するための労力が、元の調波フィルタ１３５および２３５それぞれを構築するよりはるかに大きいならば、提案されている復調器およびそれぞれの復調方法の利点は、（部分的に）相殺されるであろう。したがって、調波フィルタ１３５および２３５それぞれ、ならびに３３５または４３５それぞれに関する実装労力が、以下の考察で比較されることになる。

元のフィルタ１３５および２３５それぞれは、比較的低い次数を有することができる。上記の導入部で論じられている例では、５次のバターワース・ローパス・フィルタが使用されていた。しかし、カットオフ周波数が調波フィルタ３３５または４３５それぞれのカットオフ周波数、すなわち４００ｋＨｚより低い、すなわち１００ｋＨｚであるため、フィルタ１３５および２３５それぞれは、より細かい分解能、すなわちデジタル実装における、より多くのビットを必要とする。これに関連して、サンプリング周波数とカットオフ周波数との比が大きくなるほど、同じ全体的な精度、すなわちノイズ低減を達成するために、フィルタ実装において、より高い分解能が必要とされる。本発明のＦＭ復調器内で使用される調波フィルタ３３５または４３５それぞれでは、わずかに高い次数、すなわちデジタル実装のために、より多くのタップおよびより多くのレジスタが必要とされる。たとえば、本例では、８次のバターワース・ローパス・フィルタが使用されていた。しかし、カットオフ周波数が調波フィルタ１３５および２３５それぞれのカットオフ周波数より大きいため、調波フィルタ３３５または４３５それぞれは各レジスタについてそれほどビットを必要としない。したがって、両フィルタに関する実装労力は全体的に同様である。

しかし、デローテーション・ブロック３３３または４３３それぞれの前で濾波を行うことは、追加の利点をもたらす。調波フィルタ３３５または４３５それぞれは、デローテーション・ブロック３３３または４３３それぞれの前でＩＦ調波すべてを除去するので、デローテーション・プロセスは、はるかに低いサンプリング・レートを使用して、すでに実施されている可能性がある。このサンプリング周波数に関する自明の推測はＩＦ信号の上部帯域エッジの２倍をやや超えるもの、すなわち７００ｋＨｚとなるであろう。しかし、シャノンの定理をより注意深く評価することにより、本発明者は、サンプリング周波数はシャノンの法則に違反することなしに、なおもはるかに低く、たとえば６０ｋＨｚになる可能性があることを見出した。これについては、本明細書において、下記でより詳細に述べる。

最初に、スペクトル領域内のアナログ信号を等距離でサンプリングするプロセスを考察するとき、サンプリングされた信号のスペクトルは、それをｆｓの周期で、すなわちサンプリング・レートで繰り返すことにより、元のアナログ・スペクトルから作り出される。したがって、サンプリングされた信号のスペクトル内のあらゆる周波数は、ｆｓを法［モジューロ―modulo―］とするものとみなすことができる。

したがって、シャノンの定理では、サンプリングされた信号の周期スペクトルにおいてエイリアシングとして知られる、２つのイメージが重なり合うことがないようにサンプリング周波数が選択された場合に限り、元のアナログ信号が回復され得ると言われる。アナログ信号が、０Ｈｚ（付近）から最大周波数ｆ_ｍａｘまで及ぶ実数値化されたベースバンド信号である場合には、この定理は、サンプリング周波数がｆ_ｍａｘの２倍より大きく選択されなければならないように変形［reduce］されてもよい。

しかし、スペクトルが図６の下のグラフ内に表示されている、フィルタを通ったＩＦ信号ｆｉ（図３および図４）は、実数値化された信号でもベースバンド信号でもない。この信号は、ｆ_ＩＦ周りの周波数を中心とし、また、ＦＭ変調に由来する、すなわち周波数偏差および変調指数によって決定される帯域幅を有する複素信号である。本発明の第２の態様によれば、サンプリング・レートｆｓは、信号の帯域幅とほぼ同程度に小さくすることができる。継続されている例に関しては、これは３０ｋＨｚであり、この例では６４ＭＨｚである入力ＩＦ_ｉｎでのサンプリング周波数よりはるかに小さいことが有利である。したがって、正確なサンプリング周波数は、注目の信号の実際の帯域幅として定義されるものによって決まる。逆に言えば、この周波数は、ＩＦ信号のどの部分が無視されてもよいかによって決まる。

以下の数学的な展開［derivation］は、本発明の第２の態様によるアンダーサンプリングが、モジューロ演算と共にいかに良好に機能するかを実証している。最初に、表記周波数［notation frequency］について、離散時間ＦＭ復調器の状況で論じられる。特定のサンプリング時間での周波数について考えることは、あまり意味をなさないことに留意されたい。そうではなく、それぞれの最後のサンプリング間隔の間の、信号の平均周波数について考えることが意味をなす。サンプリング間隔当たり１回だけ情報を処理するために、各サンプリング間隔の平均周波数が、その終了時間に対して割り当てられる。

下記の式（３）は、それに応じて平均周波数を定義する。すなわち、

上式で、

は、特定のサンプリング間隔内の平均角度周波数であり、
ｎは、その間隔についてのサンプリング・インデックスであり、
Ｔｓは、サンプリング間隔の持続時間であり、
ψ（ｎＴｓ）は、サンプリング間隔の終了時での信号の位相であり、
ψ（（ｎ−１）Ｔｓ）は、サンプリング間隔の開始時での信号の位相である。

さらに、瞬間変調周波数（間隔平均）は記号ωmで示され、変調の瞬間位相は、ψmで示されている。次いで、ω_ｍとψ_ｍは、式（４）によって関係付けられる。

変調による周波数変化がサンプリング周波数より小さいことは自明であり、そうでない場合には、変調ＩＦ信号の帯域幅がサンプリング周波数より大きくなるはずであり、シャノンの定理に違反する。これは関係（５）によって反映される。

上式で、
ω_ｌｏは、変調周波数範囲の下限であり、
ω_ｓは、角度サンプリング周波数であり、
ω_ｌｏ＋ω_ｓは、変調周波数範囲の上限である。

図３および図４に示されているようなフィルタを通ったＩＦ信号ｆｉ（ｔ）は、変調信号の瞬間周波数ｆ_ｍとＩＦ中心周波数ｆ_ＩＦの組合せであり、あるいは２πが乗じられた場合、ω_ｍおよびω_ＩＦそれぞれに対応する。
ω＝ω_ｍ＋ω_ＩＦ （６）

この信号の瞬間位相は角度周波数の積分であるため、これは式（７）に通じる。

時間連続方程式［time continuous equation］（７）から、ＩＦ中心周波数は、位相における追加のランプ［ramp］にすぎない。これは離散時間系においても確かに真であり、式（８）に通じる。
ψ（ｎ・Ｔ_ｓ）＝ψ_ｍ（ｎ・Ｔ_ｓ）＋ω_ＩＦ・ｎ・Ｔ_ｓ （８）

次に、この点でモジューロ演算を導入することができる。基本的には、位相は、２πの周期性を有するあいまいなものである。これは、複素指数に対する引数の虚数部について真であり、ならびにＣＯＲＤＩＣブロック３３７または４３７それぞれの出力について真である。数学的には、この特性は、式（９）として書くことができる。
ψ＝ψ＋ｍ・２π （ｍｏｄ２π） （９）
上式で、ｍは、任意の整数である。

離散時間系では、これには以下の含みがある。

ψ（ｎ・Ｔ_ｓ）＝ψ（ｎ・Ｔ_ｓ）＋ｋ・ｆ_ｓ・ｎ・Ｔ_ｓ・２π
＝ψ（ｎ・Ｔ_ｓ）＋ｋ・ω_ｓ・ｎ・Ｔ_ｓ （ｍｏｄ２π） （１１）
上式で、ｋは、別の任意の整数である。

式（１１）によれば、どのような違いにも気付くことなしに、任意のランプ（ｋ・ω_ｓ・ｔ）が信号の位相に追加されてよい。しかし、そのような位相ランプを追加することは信号の周波数が（ｋ・ω_ｓ）だけシフトされることを意味する。これは、離散時間信号のスペクトルはω_ｓの周期を有する周期的なものと解釈してよいという上記の発見に完璧に一致している。

次に、式（１１）と（８）は、ＩＦ周波数とサンプリング周波数という変調を合成するために、まとめることができ、これは式（１２）に通じる。
ψ（ｎ・Ｔ_ｓ）＝ψ_ｍ（ｎ・Ｔs）＋ω_ＩＦ・ｎ・Ｔ_ｓ＋ｋ・ω_ｓ・ｎ・Ｔ_ｓ （ｍｏｄ２π） （１２）

次に、式（１２）から各サンプリング間隔について平均周波数を計算することができ、式（１２）は式（３）に挿入することができ、数回の簡約の後で、式（１３）に通じる。

式（１３）内の法が、サンプリング間隔の持続時間Ｔ_ｓによる除算により変化したことに留意されたい。最後に、サンプリング間隔当たりの平均変調周波数のための記号に置き換えることにより、式（１４）が得られる。

次に、ゼロＩＦに信号をデローテーションするための本方法によれば、有利にするには式（１５）によって表されるように、ＩＦ周波数をこの結果から減算することが必要であることがわかる。

次に、出力が、最初定義された間隔に制限される場合、整数ｋがゼロになり、最終結果は、式（１６）によって表すことができる。

すなわち、この復調プロセスは、変調信号を明確に取り出す。

本発明の実用上の実装では、ＣＯＲＤＩＣブロック３３７または４３７それぞれの出力は、幅Ｎビットであり、出力数範囲０から２^Ｎ−１は範囲０≦ψ＜２πに直接対応する。最終的にはオフセットが含まれる可能性があることに留意されたい。そのように行なうとき、位相ラッピングは、出力整数範囲のラッピングに直接対応する。さらに、間隔当たりの平均周波数を計算する式（３）を実装するために、Ｔ_ｓを介した除算が省略される。したがって、連続する位相値を互いに単に減算することを実施しなければならないだけである。この減算では、再びラッピング・モジューロ２πを達成するためにボロー・ビットが追加されない。係数Ｔ_ｓがドロップされることは留意するに値する。したがって、デローテーションするために、（Ｔ_ｓ・ω_ＩＦ）が減算され、これは同数のビットに切り詰められる。最後に、しかし重要なことには、得られるバイナリ数を変調周波数として解釈するために、そのバイナリ数に（ｆ_ｓ／２^Ｎ）が乗算される。

本発明は、ＦＭ信号用のデジタル受信器、特に、本発明の第１の態様によれば、通常の複雑なデローテーション・プロセスが簡単な加算／減算に縮小される新しい復調器構造およびそれぞれの復調方法を開示した。本発明の第２の態様によれば、復調器信号を処理するために必要なサンプリング周波数に関する要件が、特にＩＦ信号の上部帯域エッジの２倍より小さい値に、実質的に削減される。

最後であるが重要なことには「備える、含む［comprising］」という用語は、特許請求の範囲を含めて本明細書内で使用されたとき、述べられている特徴、手段、ステップ、または構成要素の存在を指定することが意図されているが、１つまたは複数の他の特徴、手段、ステップ、構成要素、またはそれらのグループの存在または追加を排除しないことに留意されたい。さらに、特許請求の範囲内の要素の前にある不定冠詞［a］または［an］という単語は、複数のそのような要素の存在を排除しない。さらに、どのような参照記号［reference sign］も特許請求の範囲を限定しない。さらに「結合された［coupled］」は、結合されている要素間に電流経路があることを理解すべきであり、すなわち、「結合された［coupled］」は、それらの要素が直接接続されるべきであることを意味しないことに留意されたい。

従来技術によるＦＭ復調器構造を示す図である。 概略的なブロック図により、従来技術によるＦＭ復調器セクションの構造を示す図である。 概略的なブロック図により、本発明によるＦＭ復調器セクションの第１の改良された構造を示す図である。 概略的なブロック図により、本発明によるＦＭ復調器の好ましい構造を示す図である。 図１のＦＭ復調器内のある位置の周波数スペクトルのダイアグラムである。 本発明による図４のＦＭ復調器内のある位置の周波数スペクトルのダイアグラムである。

Claims (12)

1. 角度変調信号のための復調器であって、入力中間角度変調信号を復調する復調手段と、前記中間角度変調信号をデローテーションするデローテーション手段とを備え、前記デローテーション手段が、前記復調手段の後に配置され、デローテーションが加算演算または減算演算からなるように構成される、復調器。
2. 復調される前記入力中間角度変調信号の調波を濾波するための調波信号フィルタをさらに備え、前記調波信号フィルタが、前記復調手段の前に配置される、請求項１に記載の復調器。
3. 前記調波信号フィルタの前に配置された信号制限手段をさらに備え、前記調波信号フィルタが、前記信号制限手段によって引き起こされる中間復調信号の調波すべてを打ち消すように構成される、請求項２に記載の復調器。
4. 前記デローテーション手段のデローテーションが、一定値の減算または加算からなり、前記一定値が、フィルタを通った中間復調信号の中心周波数に対応する、請求項１から３のいずれか一項に記載の復調器。
5. 少なくとも前記復調手段および前記デローテーションするための手段が、前記中間角度変調信号のサンプリングのためのサンプリング周波数が前記フィルタを通った中間復調信号の両側帯域幅に実質的に対応する離散時間系として実装される、請求項１から４のいずれか一項に記載の復調器。
6. 前記サンプリング周波数が、フィルタを通った中間復調信号の前記中心周波数より小さい、請求項５に記載の復調器。
7. 前記デローテーション手段の前記減算または加算が、前記サンプリング周波数を法（モジューロ）として実施される、請求項５または６に記載の復調器。
8. 前記復調手段が座標デジタル・コンピュータ（ＣＯＲＤＩＣ）および微分器を備える、請求項５から７のいずれか一項に記載の復調器。
9. 中間角度変調信号を復調するための方法であって、少なくとも、
   前記中間角度変調信号を瞬間位相信号に変換するステップと、
   前記瞬間位相信号を瞬間周波数信号に微分するステップと、
   前記中間角度変調信号の中心周波数に対応する値の減算によって前記瞬間角度周波数信号をデローテーションするステップと、を含む方法。
10. 前記中間角度変調信号の、より高い調波すべてが打ち消されるように、前記中間角度変調信号を濾波するステップをさらに含む、請求項９に記載の方法。
11. 少なくとも、部分的にはデジタル回路内で実装される、周波数変調信号を受信するためのＦＭ受信器であって、請求項１から８のいずれか一項に記載の復調器を備えるＦＭ受信器。
12. デジタル・コンピュータによって読取り可能なコード手段を備え、前記デジタル・コンピュータ上で実行されたとき、前記コンピュータが請求項９から１０のいずれか一項に記載の角度変調信号を復調するための方法を実行するように構成されるように、前記コード手段が符号化されるコンピュータ・プログラム。

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