WO2005006694A1 - タイミング抽出装置及び方法並びにそのタイミング抽出装置を備えた復調装置 - Google Patents

タイミング抽出装置及び方法並びにそのタイミング抽出装置を備えた復調装置 Download PDF

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timing extraction
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PCT/JP2004/008246
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Shigeru Soga
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H04L7/007—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition detection of error based on maximum signal power, e.g. peak value, maximizing autocorrelation

Definitions

  • timing extracting device and method A timing extracting device and method, and a demodulating device provided with the timing extracting device
  • the present invention provides a demodulation method for demodulating a digital modulation method such as a PSK (Pose Shift Keying) method or a QAM (Quadrature Amplitude Modulation) method used in digital satellite TV broadcasting or digital cable TV broadcasting.
  • a digital modulation method such as a PSK (Pose Shift Keying) method or a QAM (Quadrature Amplitude Modulation) method used in digital satellite TV broadcasting or digital cable TV broadcasting.
  • the present invention relates to a timing extracting device and a timing extracting method for extracting a timing required for a timing.
  • Patent Document 1 Japanese Patent No. 2555140 (Patent Document 1). Some are described.
  • a frequency component that is a half of the symbol rate fs existing in a digital modulation signal in accordance with a change in symbol data is nonlinearly processed, and a frequency component of fs is extracted.
  • timing extraction can be performed stably without being affected by the carrier frequency offset caused by the frequency error of the local oscillator used on the receiver side.
  • the frequency component of fs is finally extracted, it is necessary to operate at a sampling frequency exceeding 2 fs to satisfy the sampling theorem in digital noise signal processing.
  • the sampling frequency is set to 4fs or more.
  • the fs / There is a timing extraction method that extracts the frequency components of 2 and performs a solid-state process, a frequency shift process, and a double-size process on the extracted frequency components.
  • another conventional timing component extraction method for example, as described in Japanese Patent Application Laid-Open No.
  • Patent Document 1 requires digital signal processing at a sampling frequency of 4 fs in order to stably extract timing. For this reason, when the symbol rate is a high frequency, it is difficult to realize hardware or power consumption increases. In addition, even if the symbol rate is low, there is a disadvantage that the amount of processing per unit time increases when the processing is realized by the DSP.
  • Patent Document 2 in order to perform vectorization processing, an influence of a carrier frequency offset caused by a frequency error of a local oscillator used on a receiver side is received. If there is an offset, accurate timing extraction becomes difficult. Furthermore, in the extraction method described in Patent Document 3, since the sampling frequency is 2 fs, the extracted signal causes interference due to the sampling theorem, and stable timing extraction cannot be performed. Disclosure of the invention
  • the present invention has been made to solve the above-mentioned problem, and an object of the present invention is to perform hardware processing while performing digital signal processing at a low sampling frequency of 2 fs even when the symbol rate fs is high. It is an object of the present invention to provide a stable timing extraction method free of interference and without being affected by a carrier frequency offset.
  • the symbol rate of the digitally modulated signal is fs, and the symbol rate is comprised of an I signal and a Q signal.
  • the timing extraction device of the present invention is a timing extraction device for extracting a determination timing component of a symbol from a digital modulation signal having a symbol rate of fs, and from a I signal and a Q signal obtained from the digital modulation signal.
  • Frequency conversion means for frequency-converting the positive and negative frequency components having a half value of fs contained in the complex baseband signal into a frequency position fm (0 ⁇ I fm I ⁇ fs / 2); and Nonlinear processing means for at least squaring each of the I signal and the Q signal after frequency conversion by the means, and extracting a frequency component twice the frequency position fm as a timing signal from an output signal of the nonlinear processing means Frequency extracting means for performing the operation.
  • the frequency conversion unit converts a frequency component that is an aliasing distortion component with respect to a frequency component twice as high as the frequency position fm included in an output signal of the nonlinear processing unit. It is characterized by including filtering means for removing in advance from the complex baseband signal.
  • the frequency conversion unit includes a first frequency shift unit that shifts the frequency of the complex baseband signal in a frequency increasing direction. Second frequency shift means for shifting the frequency of the complex baseband signal in a frequency decreasing direction.
  • the frequency conversion means includes frequency shift means for shifting the frequency of the complex baseband signal by a frequency of fsZ2 in a frequency increasing direction and a frequency decreasing direction.
  • the frequency conversion unit includes a bandpass filtering unit that extracts positive and negative frequency components of the 1Z2 value of fs included in the complex baseband signal. .
  • the frequency conversion unit may determine whether the frequency is converted to the frequency position fm by a positive or negative frequency component of a half value of fs every two samplings.
  • the timing extracting apparatus according to the present invention is characterized in that the non-linear processing means is configured to perform a frequency conversion by the frequency converting means.
  • Two multiplication means for squaring the I signal and the Q signal, an adder for adding the I signal and the Q signal squared by the multiplication means, and a bit shift for halving the output of the adder
  • a selecting means for selecting one of the output of the adder and the output of the bit shift means.
  • the first and second frequency shift means include a filtering means for previously removing an interference component existing at the frequency position fm.
  • the frequency conversion means performs complex addition on outputs of the first and second frequency shift means.
  • the timing extraction method of the present invention is a timing extraction method for extracting a determination timing component of a symbol from a digital modulation signal having a symbol rate of fs, comprising a I signal and a Q signal obtained from the digital modulation signal.
  • the positive and negative frequency components of the 1Z2 value of fs included in the complex baseband signal are frequency-converted to a frequency position fm (0 ⁇ Ifm
  • Each of the Q signals is at least squared, the squared I signal and the Q signal are added, and thereafter, a frequency component twice the frequency position fm is extracted as a timing signal from the added signal. It is characterized.
  • a demodulation apparatus includes an antenna for receiving a digital modulation signal, and a quasi-synchronous detection for quadrature detecting the digital modulation signal received by the antenna to obtain a complex baseband signal including an I signal and a Q signal.
  • the digital base complex signal obtained by the AD converter is demodulated data sampled at a sampling frequency of 2 fs.
  • the frequency position obtained by frequency-converting the positive and negative frequency components of fs / 2 of the complex baseband signal is calculated from the half value of the fm force symbol rate fs.
  • the sampling theorem implies that the positive and negative frequency components of fs / 2 at this frequency position fm do not interfere with aliasing components and reduce power consumption. Is possible.
  • the frequency component of fs is also extracted by nonlinear processing called square processing, so it is affected by the carrier frequency offset.
  • the complex multiplication performed by the frequency conversion means in the frequency calculation means can be performed by the bit shift means and the selection means of the non-linear processing means. Can be reduced. Furthermore, in the present invention, since the timing extraction device only needs to output the timing signal once every L times, the amount of calculation per unit time of the timing error detector and loop filter used in the subsequent stage is greatly reduced. Is done. Brief Description of Drawings
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a demodulation device employing a timing extraction method according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram illustrating a specific configuration example of the timing extracting unit used in the first embodiment.
  • FIG. 3 is a frequency characteristic diagram for explaining the operation principle of the frequency conversion unit used in the first embodiment
  • FIG. 3A is a diagram showing a spectrum of a complex baseband signal after rate conversion
  • Fig. (B) shows the frequency conversion of the soil fs / 2 frequency component to the soil fs / 4 frequency position
  • Fig. (C) shows that the soil fs / 4 frequency component is converted into a DC component and a soil fs / 2 frequency component. It is a figure showing a situation where it was converted.
  • FIG. 4 is a block diagram illustrating a specific configuration example of the frequency conversion unit used in the first embodiment.
  • FIG. 5 is a frequency characteristic diagram for explaining the operation of the frequency converter used in the first embodiment.
  • FIG. 5A shows one fs / 2 frequency component of the complex baseband signal as one fs / 4.
  • Figure (b) shows the frequency conversion of the + fs / 2 frequency component to the 1 fs / 4 frequency position.
  • Figure (c) shows the frequency characteristics of the first complex filter.
  • FIG. 3D is a diagram illustrating the frequency characteristic of the second complex filter.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a specific configuration example of the earth fs / 4 shift unit used in the first embodiment. It is a lock figure.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a specific configuration example of a complex filter used in the first embodiment.
  • Fig. 8 is a waveform diagram showing the relationship between the timing signal and the sampling point.
  • Fig. 8 (a) shows the case where the sampling timing is late
  • Fig. 8 (b) shows the case where the sampling timing is early. is there.
  • FIG. 9 is a block diagram illustrating a specific configuration example of a frequency conversion unit used in the second embodiment.
  • FIG. 10 is a frequency characteristic diagram for explaining the operation of the frequency conversion unit used in the second embodiment.
  • FIG. 10 (a) shows one fs / 2 frequency component of the complex baseband signal at the zero frequency position.
  • the figure (b) shows the frequency characteristics of the + fs / 2 frequency component at the 0 frequency position, the figure (c) shows the frequency characteristics of the LPF, and the figure (d) shows the frequency characteristics of the LPF.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating another frequency characteristic.
  • FIG. 11 is a block diagram showing a specific configuration example of the frequency conversion unit used in the third embodiment.
  • FIG. 12 is a block diagram illustrating a specific configuration example of a timing extracting unit used in the fourth embodiment.
  • FIG. 13 is a block diagram illustrating a specific configuration example of the frequency conversion unit used in the fourth embodiment.
  • FIG. 14 is a block diagram illustrating a specific configuration example of a timing extracting unit used in the fifth embodiment.
  • FIG. 15 is a block diagram illustrating a specific configuration example of the frequency conversion unit used in the fifth embodiment.
  • FIG. 16 is a waveform diagram showing a relationship between a timing output signal of a timing extracting unit used in the fifth embodiment and a sample point.
  • FIG. 17 is an input / output characteristic diagram showing a specific error function example of the timing error detector.
  • FIG. 18 is a diagram illustrating an entire configuration of a demodulation device using a voltage controlled oscillator used in the sixth embodiment. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of a demodulation device that demodulates a digital modulation signal such as a QPSK (Quadrature PS) signal or a QAM signal employing the timing extraction method according to the first embodiment of the present invention.
  • a digitally modulated signal is received by an antenna 101.
  • Downconverter 102 frequency-converts a signal received by antenna 101 to a desired intermediate frequency band, and outputs the converted signal.
  • a quasi-synchronous detector (quasi-synchronous detection means) 103 performs orthogonal detection at a fixed oscillation frequency of the local oscillator 104, and outputs both in-phase and quadrature components.
  • Low-pass filters (LPF) 105 and 106 remove harmonic components from the complex baseband signal composed of the in-phase component and the quadrature component from the quasi-synchronous detector 103 and output the result.
  • AD converters (AD conversion means) 107 and 108 sample the complex baseband signals from the LPFs 105 and 106 using a clock signal exceeding twice the symbol rate fs, and convert the complex baseband signals from analog values to digital values. Convert to
  • the rate converter 109 performs rate conversion of the digital-valued complex baseband signals from the AD converters 107 and 108 based on a timing control signal 110a output from a timing control unit 110 described later, and at a sampling rate of 2 fs. Output.
  • Digital filters (RX-FIL) 111 and 112 receive the signals subjected to the rate conversion by the rate converter 109, shape the spectrum so as to prevent inter-symbol interference in digital data transmission, and output the signals.
  • the waveform equalizer 113 equalizes the waveform of a ghost due to reflection or the like generated in the transmission path and outputs the result.
  • Synchronous detector 114 corrects the carrier frequency offset and outputs demodulated data.
  • the timing control unit 110 inputs a complex baseband signal composed of an in-phase signal (I) and a quadrature signal (Q) sampled at 2 fs after rate conversion by the rate converter 109, and outputs a timing control signal 110a Is output to the rate converter 109, and forms a feedback loop including the rate converter 109.
  • the timing control unit 110 includes a timing extraction unit 20, a timing error detection unit 21, and a loop filter 22.
  • the timing extractor (timing extractor) 20 extracts a symbol determination timing component from the complex baseband signal output by the rate converter 109 and outputs the extracted component to the timing error detector 21.
  • FIG. 2 shows a specific configuration example of the timing extraction unit 20.
  • the timing extraction unit 20 includes a frequency conversion unit 30, two multipliers (multiplication means) 31, 32, an adder (addition means) 33, and a band-pass filter (BPF).
  • FIG. 3A shows the spectrum of the complex baseband signal after the rate conversion.
  • the dashed line indicates the spectrum of the digital modulation signal
  • the solid line indicates the frequency component of the earth 2 that exists as the data of the digital modulation signal changes at the symbol rate fs.
  • the frequency conversion section 30 receives the complex baseband signal from the rate conversion section 109, and converts the frequency component of the earth fs / 2 to the frequency component of the other frequency domain so as not to interfere with the frequency components in other frequency domains as shown in FIG. The frequency is converted to the indicated fsZ4.
  • the I signal and the Q signal constituting the complex baseband signal are squared (non-linear processing) by a non-linear processing unit (non-linear processing means) 40 composed of two multipliers 31, 32 and an adder 33, respectively. Is done. That is, the I signal and the Q signal are squared by the multipliers 31 and 32, respectively, and nonlinear processing of adding the squared results by the adder 33 is performed.
  • the frequency component of the soil fsZ4 is converted into the DC component and the frequency component of the soil fsZ2 by nonlinear processing as shown in FIG. 3 (c).
  • the BPF34 has a pass center frequency having the frequency characteristic of soil fsZ2 as shown by the broken line in Fig.
  • the frequency conversion unit 30 includes a + fsZ4 shift unit 301, an fsZ4 shift unit 302, first and second complex filters (filtering means) 303 and 304, and a complex adder 305.
  • the operation of the frequency conversion unit 30 will be described with reference to FIG.
  • the complex baseband signal is input to + fsZ4 shift section 301 and one fsZ4 shift section 302.
  • the + fsZ4 shift section 301 shifts the complex baseband signal by + fs / 4 frequency, and converts one fs / 2 frequency component of the complex baseband signal shown in FIG. 3 (a) as shown in FIG. 5 (a). Then, the frequency is converted to a frequency position of 1 fs / 4 and supplied to the first complex filter 303.
  • the internal configuration of the + fs / 4 shift unit 301 is shown, for example, in FIG. In the figure, + fs / 4 shift section 301 includes a complex multiplier 3011 and a sine / cosine signal generator 3012.
  • Complex multiplier 3011 performs complex multiplication of the complex baseband signal and the output signal of sine-cosine generator 3012.
  • Complex multiplier 3011 performs complex multiplication of the complex baseband signal and the output signal of sine-cosine generator 3012.
  • one fsZ4 shift section 302 shifts the complex baseband signal by one fs / 4 frequency, and shifts the + fsZ2 frequency component of the complex baseband signal to the + fs / 4 frequency as shown in FIG. 5 (b).
  • the frequency is converted to the position and supplied to the second complex filter 304.
  • the internal configuration of the 1 fs / 4 shift section 302 is also the same as that shown in FIG.
  • (1, Q) (1, 0), ⁇ , — l / f2, (0, —1), (1 1 2, _1 / ⁇ 2), (_ 1, 0), [1 l / f2 , 1 2), (0, 1), l / f2, 1Z 2) I signal and taking, by supplying sequentially repeating the complex multiplier 301 E Q signals, a frequency
  • the first complex filter 303 passes at least one fs / 4 frequency, and sets the + fsZ4 frequency so as not to interfere with the frequency component of + fsZ4 output from the second complex filter 304 in frequency. It has a frequency characteristic of blocking and ⁇ 3 fs, 4 frequencies, which are aliasing distortion components of the frequency of soil fs / 2 after the non-linear processing in the subsequent stage.
  • the complex baseband signal filtered according to this characteristic is This is supplied to the complex adder 305.
  • This filtering operation involves the operation of passing the frequency of ⁇ fs 2 in the complex baseband frequency component input to the frequency conversion unit 30, blocking the 0 frequency, and blocking the frequencies of + fsZ2 and the earth fs. Become.
  • the internal configuration of the first complex filter 303 is shown, for example, in FIG.
  • the first complex filter 303 has a configuration including three complex delay units 41, 42, 43, four complex computing units 44, 45, 46, 47, and a complex adder 48.
  • the complex delay devices 41 to 43 delay the complex baseband signal according to the sampling clock frequency 2fs.
  • the complex adder 305 outputs the sum of the complex arithmetic units 44 to 47.
  • the complex filter 304 passes at least the frequency of + fsZ4 and does not interfere with the frequency component of 1 fs / 4 output from the first complex filter 303 in frequency!
  • the second complex filter 304 has an internal configuration shown in FIG.
  • the complex adder 305 in FIG. 4 performs complex addition on the complex baseband signal obtained by the above-described processing. As a result, the complex addition output is combined with the frequency-converted complex baseband signal to the frequency position of fs / 4 so that the frequency component of the digital modulation wave does not interfere with the frequency component of fsZ2. Become. Next, returning to FIG.
  • the multipliers 31 and 32 of the nonlinear processing unit 40 are configured to output the complex baseband signal, which is the power of the I signal and the Q signal output from the complex adder 305 of the frequency conversion unit 30 of FIG.
  • Each of the I and Q signals is squared and output.
  • the adder 33 adds the squared signal and supplies it to the BPF.
  • the sum-of-squares processing in the non-linear processing unit 40 is a non-linear processing method that has been conventionally used, and includes phase uncertainty between 0 degrees and 180 degrees of a frequency component due to a symbol change and offset of a carrier frequency. Cancel the effect.
  • the frequency offset caused by the + fs / 4 shift section 301 and the ⁇ fs / 4 shift section 302 of the frequency conversion section 30 in FIG. 4 due to the sampling frequency and the time lag are cancelled. 2
  • the BPF 34 extracts the frequency component of the soil fsZ2 from the addition result signal from the adder 33 of the nonlinear processing unit 40, and uses the extracted frequency component as a timing signal to detect the timing error shown in FIG. Output to the container 21.
  • FIG. 8 is a waveform chart showing the relationship between the timing waveform and the sample points.
  • curve A shows the case of the correct sampling timing
  • curve B in the figure (a) shows the case where the sampling timing is late
  • curve C in the figure (b) shows the sampling timing Indicates the earlier case.
  • FIG. 17 shows the error function of the timing error detector 21.
  • the timing error detector 21 has, for example, a counter that counts four samples as pseudo-synchronization avoidance means, analyzes four samples of the sampling clock frequency 2fs as one cycle, When the input phase is between ⁇ / 2 to ⁇ and 1 ⁇ / 2 to 1 ⁇ , the characteristics are as shown by the broken line or the dashed line.
  • a signal quality detection means such as a BER measurement device or a CZN detector
  • the loop filter 22 smoothes the timing error signal from the timing error detector 21 and outputs it to the rate conversion section 109 as a timing control signal 110a.
  • the timing can be stably extracted at the sampling clock frequency of 2fs without being affected by the carrier frequency offset.
  • the + fsZ2 frequency component of the complex baseband signal input to the frequency conversion unit 30 is frequency-converted to the + fsZ4 frequency position, and the 1 fs / 2 frequency component is shifted to the _fs / 4 frequency position.
  • the present invention is not limited to this.
  • the frequency component of + fs / 2 is shifted to one fs / 4 frequency so that interference does not occur in the frequency component. It is needless to say that the same effect can be obtained even if the frequency is converted to the same frequency and the frequency component of one fs / 2 is converted to the frequency arrangement reverse to the + fsZ4 frequency position.
  • FIG. 9 shows a configuration of the frequency conversion section 30 of the present embodiment.
  • the same parts as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • different parts will be mainly described.
  • the complex baseband signal is shifted by + fsZ2 in the frequency increasing direction in the + fsZ2 shift section (first frequency shifting means) 306, and conversely, the frequency is shifted by 1 fs / 2 in the frequency decreasing direction.
  • the second fs / 2 shift unit (second frequency shift means) 307 is input.
  • the + fsZ2 shift unit 306 shifts the complex baseband signal by + fsZ2 frequency, and one fs / 2 frequency component of the complex baseband signal shown in FIG. 3A is shown in FIG. 10A.
  • the frequency is converted to the position of the zero frequency and supplied to the LPF 308.
  • the fsZ2 shift unit 307 shifts the complex baseband signal by one fsZ2 frequency and frequency-converts the + / 2 frequency component of the complex baseband signal to the 0 frequency position as shown in Fig. 10 (b). And supply it to PF309.
  • LPF 308 and LPF 309 are filters having a frequency characteristic of passing zero frequency and blocking each frequency component of fs / 2 and soil fs, as shown in FIG. 10 (c).
  • the obtained complex baseband signals are supplied to one fsZ4 shift section (second frequency shift means) 310 and + fs / 4 shift section (first frequency shift means) 311 respectively. Since the LPF 308 and the LPF 309 have the same frequency characteristics, they have the same configuration. Further, the I signal and the Q signal input to each of the LPFs 308 and 309 can perform independent and identical filtering processing because the frequency characteristics of the LPF are positive and negative symmetric with respect to the zero frequency.
  • the filtering operation of the LPF 308 is an operation in which the frequency component of the complex baseband signal input to the frequency conversion unit 30 passes the frequency of 1 fsZ2 and blocks the 0 frequency, + fs / 2, and the fs frequency. It is.
  • the filtering operation of the other LPF 309 in the frequency component of the complex baseband signal input to the frequency conversion unit 30, the frequency of + fsZ2 is passed, and the frequency of 0 frequency, 1 fs / 2 and ⁇ fs is blocked. Operation. Further, in FIG.
  • one fs / 4 shift unit 310 shifts the zero frequency component to the frequency position of one fsZ4, shifts the null frequency component of fs to the frequency position of 3fsZ4, and obtains the null frequency component of fs / 2. Is shifted to the frequency position of.
  • + fs, 4 shift section 311 shifts the 0 frequency component to the frequency position of fsZ4, shifts the 1 fs null frequency component to the 13fs / 4 frequency position, and shifts the 1 fsZ2 null frequency component. Shift to one fs, 4 frequency position.
  • the complex adder 305 performs a complex addition on the outputs of the one fs / 4 shift unit 310 and the + fsZ4 shift unit 311.
  • the complex added output is frequency-converted to the frequency position of soil fsZ4 to prevent interference with the frequency component of digital modulation wave fsZ2 and frequency components of other frequency domains. It becomes a complex baseband signal having ⁇ 3/4, which is the aliasing distortion component of 4, and a null frequency component.
  • the two LPFs 308 and LPF 309 have the same configuration, and the I side and the Q side of each LPF 308 and 309 are independent and identical to each other.
  • the circuit is simplified because of the filtering processing configuration. Other specific effects are the same as in the first embodiment.
  • the frequency component of the earth fs of the complex baseband signal input to the frequency conversion unit 30 is not changed so that the frequency component of the earth fs / 4 does not cause interference.
  • the same effect can be obtained even if the frequency is converted to the reverse frequency arrangement.
  • FIG. 11 shows a configuration of the frequency conversion unit 30 of the present embodiment. Note that, in FIG. 11, the same portions as those in FIGS. 4 and 9 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • a complex baseband signal is input to a BPF (bandpass filtering means) 312.
  • the BPF 312 has a pass center frequency having a frequency characteristic of fsZ2, receives a complex baseband signal, extracts a frequency component of fs / 2, and outputs a + fsZ2 shift unit 306 and a _fsZ2 shift unit 307.
  • Output to The +2 shift unit 306 frequency-shifts the complex baseband signal by + fs / 2, frequency-converts one fsZ2 frequency component to a zero frequency position, and shifts the + fsZ2 frequency to a fs frequency position. Convert and output to LPF313.
  • the 12 shift unit 307 shifts the frequency by ⁇ fs / 2, converts the frequency component of + fsZ2 to the position of 0 frequency, and converts the frequency component of 1fsZ2 to the position of 1 fs frequency. , And output to LPF309.
  • LPF 313 and LPF 314 are filters having a frequency characteristic of passing the zero frequency and blocking the frequency of the earth fs as shown in FIG. 10 (d) .
  • the complex baseband signal filtered according to this characteristic is Output to one fs / 4 shift section 310 and + fs / 4 shift section 311 respectively.
  • the —fs / 4 shift unit 310 shifts the zero frequency component to one fs / 4 frequency position, and shifts the fs null frequency component to 3fs / 4 frequency position.
  • + fsZ4 shift section 311 shifts the zero frequency component to the frequency position of fsZ4 and shifts the null frequency component of one fs to the frequency position of _3fs / 4.
  • the complex adder 305 performs a complex addition on both outputs of the ⁇ fs / 4 shift unit 310 and the fsZ4 shift unit 311. As a result, this complex addition output is frequency-converted to the frequency position of earth fsZ4 so that the frequency component of the digitally modulated wave fsZ2 does not interfere with the frequency components of other frequency regions, and the frequency is converted by nonlinear processing in the subsequent stage.
  • the frequency component of soil fsZ2 is extracted by BPF312. Therefore, unnecessary frequency signal components can be removed in advance, and timing can be more stably extracted. Other specific effects are similar to those of the first embodiment.
  • the frequency component of fs / 2 of the complex baseband signal input to the frequency conversion unit 30 is set to the frequency opposite to that of the earth fsZ4 so that the frequency component does not interfere with the frequency component. It goes without saying that the same effect can be obtained even if the frequency is converted to the arrangement.
  • FIG. 12 shows a configuration of the timing extracting section 20 of the present embodiment.
  • the timing extraction unit 20 uses a frequency conversion unit 35 instead of the force frequency conversion unit 30 which is the same as the input / output signal in the first to third embodiments described above.
  • the difference is that a bit shifter (bit shift means) 36 and a selector (selection means) 37 are inserted after the adder 33 in the nonlinear processing section 40 '.
  • bit shifter bit shift means
  • selector selection means
  • FIG. 13 shows a configuration of the frequency conversion unit 35.
  • the frequency converter 35 is slightly different from the configuration of the frequency converter 30 shown in FIG. 13, the same parts as those in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and different parts will be described here.
  • (1, Q) (1, 0), (1, 1 1), (0, 1 1), (1 1, 1 1), (1 1, 0), (1 1 , 1), (0, 1), (1, 1)
  • the I signal and Q signal are successively multiplied by complex multiplication.
  • control signal generator 317 uses ⁇ ( ⁇ ) Is the value to be subjected to complex multiplication at the time of ⁇ sampling of the first numerical calculator 315, and ⁇ ( ⁇ ) is the value to be subjected to complex multiplication at the time of ⁇ sampling of the second numerical calculator 316.
  • the complex multiplication of the numerical value and the complex baseband signal can be realized by a selector, a sign inversion, an adder or the like without using the complex multiplication.
  • the squared value becomes 2 when squared. That is, the signal doubled by the frequency conversion unit 35 is squared after the squaring process, thereby obtaining the original signal.
  • the signal is squared and then multiplied by 12 by the bit shifter 36, and the output of the bit shifter 36 and the output of the adder 33 are controlled by the control signal generator 317. Based on the timing of By selecting the output signal of the bit shifter 36 at the timing of the V " ⁇ 2 signal, and selecting the output of the adder 33 at the timing of the other signals, the timing extraction unit 20 shown in FIG.
  • a configuration is adopted in which a signal multiplied by 1Z2 after the square operation and an output signal having a normal value are selected based on the control signal. Accordingly, the operation performed by the complex multiplier can be realized only by the adder 33, the bit shifter 36, and the selector 37, so that the circuit scale can be reduced.
  • FIG. 14 shows a configuration of the timing extraction unit 20 of the present embodiment.
  • the timing extractor 20 has the same input signal as that of FIG. 2 of the first embodiment described above, but uses a frequency converter 38 instead of the frequency converter 30.
  • the difference is that a BPF 39 whose pass center frequency is the frequency characteristic of the earth fsZ4 is used instead of the BPF 34 of FIG.
  • the same portions as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
  • FIG. 14 shows a configuration of the timing extraction unit 20 of the present embodiment.
  • the timing extractor 20 has the same input signal as that of FIG. 2 of the first embodiment described above, but uses a frequency converter 38 instead of the frequency converter 30.
  • a BPF 39 whose pass center frequency is the frequency characteristic of the earth fsZ4 is used instead of the BPF 34 of FIG.
  • FIG. 14 the same portions as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be
  • This frequency conversion unit 38 uses one fs / 8 shift unit 318 instead of one fsZ4 shift unit 310 shown in FIG. 11 and uses + fs instead of + fs / 4 shift unit 311.
  • Use fs / 81 shift unit 319 Is different. 15, the same parts as those in FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and different parts will be described here.
  • one fs / 8 shift section 318 shifts the frequency component generated due to the change of the symbol at the 0 frequency position to the frequency position of _fsZ8.
  • + fs / 8 shift section 319 shifts the frequency component generated with the change of the symbol at the 0 frequency position to the frequency position of fsZ8.
  • the complex adder 305 performs a complex addition on both outputs of the one fsZ8 shift unit 318 and the + fs / 8 shift unit 319, and performs the non-linear processing of the earth fsZ4 without causing the frequency component of the earth fsZ8 to interfere. It outputs a complex baseband signal with a null frequency component of ⁇ 7fsZ8, which is the aliasing distortion component of.
  • two multipliers 31, 32 combine the I signal and the Q signal of the complex baseband signal composed of the I signal and the Q signal supplied from the complex adder 305 of the frequency conversion section 38 together. Each of them is squared, and the adder 33 performs the nonlinear processing by adding the signals after the squares.
  • FIG. 16 shows a waveform representing the relationship between the timing signal and the sample interval.
  • the force expressed by four samples for one cycle of the sine wave in FIG. 8 As shown in FIG. 16, eight sampling points are obtained for one cycle of the sine wave.
  • a 1-sample data thinning-out signal obtained by thinning out the signal indicated by a black circle in the figure is output as a timing signal, so that the timing error detector 22 and the loop filter 22 at the subsequent stage use the thinned-out timing signal. It is possible to reduce the amount of computation per unit of time if the operation is performed. As described above, according to the present embodiment, it is possible to thin out the output data of the BPF 39, and to reduce the amount of computation per unit time of the timing error detector 22 and the loop filter 23 at the subsequent stage. Can be. Other specific effects are similar to those of the first embodiment.
  • the frequency component of fs / 2 of the complex baseband signal which is the input of the frequency conversion unit 38, is inverted to the frequency fs / 8 of the complex baseband signal so that no frequency component interference occurs. It goes without saying that the same effect can be obtained even if the frequency is converted to the above frequency arrangement. Further, in the present embodiment, an example is shown in which the frequency of soil fs / 2 of the complex baseband signal input to the timing extraction unit 20 is frequency-converted to soil fsZ8, and the frequency component of soil fsZ4 is extracted after nonlinear extraction processing. The present invention is not limited to this.
  • the frequency is converted to soil fsZ2M (M is an integer of 3 or more), and after nonlinear processing, the frequency of soil fsZM is extracted. Needless to say, the same effect can be obtained, and furthermore, it is not essential to use the integer value M in this way.
  • the frequency of the earth fs / 2 included in the complex baseband signal is The frequency may be converted into fm (0 ⁇ I fm I fs / 2) so that the frequency component of the soil fs / 2 does not interfere with other frequency components.
  • frequency conversion to ⁇ fs / (2 2 XL), nonlinear processing, and extraction of soil fs / (2 XL) (L is an integer of 3 or more) are performed.
  • FIG. 18 shows another configuration example of the demodulation device including the timing extraction device of the present invention.
  • the demodulator shown in FIG. 3 differs from the demodulator shown in FIG. 1 in that a DA converter 115 and a voltage-controlled clock oscillator 116 are used instead of the rate converter 109 shown in FIG.
  • a feedback loop including a control unit 110, a DA converter 115, and a voltage-controlled clock oscillator 116, the configuration is such that timing control is performed.
  • the demodulator shown in FIG. 18 will be briefly described with respect to the differences from FIG. 1.
  • the AD converters 107 and 108 sample at a clock twice the symbol rate fs supplied from the voltage-controlled clock oscillator 116, and output the complex baseband. Convert signals from analog to digital values
  • the AD converters 107 and 108 sample at a clock twice the symbol rate fs supplied from the voltage-controlled clock oscillator 116, and output the complex baseband. Convert signals from analog to digital values
  • the timing control unit 110 receives the complex baseband signal, extracts the timing in the timing extraction unit 20, detects the error in the sample timing generated in the AD converters 107 and 108 in the timing error detector 21, and In step 22, the timing error is smoothed and output as a timing control signal.
  • the DA converter 115 converts the timing control signal from the loop filter 22 from a digital signal to an analog signal.
  • the voltage control clock oscillator 116 has a configuration in which the clock oscillation frequency can be controlled by the voltage value.
  • the timing control signal from the DA converter 115 is input as a voltage value, and the frequency at which the timing control signal is stabilized is The clock is supplied to AD converters 107 and 108.
  • the timing extracting apparatus and method of the present invention when extracting a symbol determination timing component from a digital modulation signal, the sampling frequency is set to a sampling frequency twice as high as the symbol rate fs.
  • the timing component since it is possible to extract the timing component stably without being affected by the carrier frequency offset that causes interference with the aliasing distortion component, it can be used in digital satellite TV broadcasting and digital cable TV broadcasting. This is useful for applications such as demodulation of digital modulation.

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Abstract

　デジタル変調信号用のタイミング成分抽出装置において、周波数変換部３０は、シンボルレートｆｓのＩ信号及びＱ信号より成る複素ベースバンド信号を入力し、データ変化に伴って存在する±ｆｓ／２周波数成分を±ｆｓ／４周波数に周波数変換する。乗算器３１、３２は、複素ベースバンド信号のＩ信号及びＱ信号を各々２乗し、その各２乗結果を加算器３３で加算することにより、非線形処理する。ＢＰＦ３４は、加算器３３の出力のうち±ｆｓ／２の周波数成分を抽出し、タイミング信号として出力する。従って、シンボルレートｆｓの２倍のサンプリング周波数で処理が可能であり、且つキャリア周波数オフセットの影響を受けず安定にタイミング抽出する。

Description

明細書 タイミング抽出装置及び方法並びにそのタイミング抽出装置を備えた復調装置 技術分野
本発明は、デジタル衛星 TV放送やデジタルケーブル TV放送等で用レ、る PSK ( P hase Shift Keying )方式や、 QAM ( Quadrature Amplitude Modulation )方式等のデ ジタル変調方式を復調する際に、その復調に必要なタイミングを抽出するタイミング抽 出装置及び方法に関する。 背景技術
従来、 PSK方式や QAM方式などのデジタル変調信号から、その信号に含まれる情 報を復調、再生するためのタイミング成分の抽出方法として、例えば、特許第 255514 0号明細書 (特許文献 1)に記載されるものがある。このものは、シンボルのデータ変化 に伴ってデジタル変調信号に存在するシンボルレート fsの 1/2倍の周波数成分を非 線形処理して、 fsの周波数成分を抽出するものである。 この抽出方法では、非線形処理するので、受信機側で利用する局部発振器の周波 数誤差に起因して生じるキャリア周波数のオフセットの影響を受けることなぐ安定にタ イミング抽出が可能である。また、最終的に fsの周波数成分を抽出することから、デジタ ノレ信号処理では、サンプリング定理を満足するように、 2fsを越えるサンプリング周波数 で動作する必要があって、通常では、干渉を避けるために、サンプリング周波数を 4fs 以上としている。 更に、従来の他のタイミング成分抽出方法としては、例えば、特開平 5— 207082号 公報 (特許文献 2)に記載されるように、シンボルのデータ変化に伴ってデジタル変調信 号に存在する fs/2の周波数成分を抽出し、この抽出した周波数成分に対してべタト ル処理と周波数シフト処理と 2倍角処理とを施すことにより、サンプリング周波数を 2fsと しながら、処理可能なタイミング抽出方法がある。 また、従来の更に他のタイミング成分抽出方法としては、例えば、特開平 7— 22678 1号公報 (特許文献 3)に記載されるように、サンプリング周波数を 2fsとし、デジタル信号 を平均化した信号を非線形処理して、その 1サンプノレ遅延信号との差分をとることによ り、 fsの周波数成分を抽出する方法が知られている。 解決課題
し力、しながら、特許文献 1記載の方法では、安定にタイミング抽出するために、 4fsの サンプリング周波数でデジタル信号処理する必要がある。このため、シンボルレートが 高い周波数の場合には、ハードウェアの実現が困難であったり、消費電力が増大した りする。また、低シンボルレートであっても、 DSPで処理を実現する場合には、単位時間 当たりの処理量が増大する欠点がある。 また、特許文献 2記載の方法では、ベクトル化処理を施すために、受信機側で利用 する局部発振器の周波数誤差に起因して生じるキャリア周波数のオフセットの影響を受 け、このため、キャリア周波数のオフセットがあると、正確なタイミング抽出が困難になる。 更に、特許文献 3記載の抽出方法では、サンプリング周波数を 2fsとしているために、 抽出信号はサンプリングの定理により干渉を起こし、安定したタイミング抽出を行うことが できない。 発明の開示
本発明は、前記課題を解決するためになされたものであり、その目的は、シンボルレ ート fsが高い場合であっても、 2fsの低いサンプリング周波数でデジタル信号処理を行 いながらも、ハードウェアの実現を容易にし、キャリア周波数オフセットの影響を受けず に、干渉のない安定したタイミング抽出方法を提供することにある。 前記目的を達成するために、本発明では、デジタル変調信号を復調して情報を再生 する場合に、デジタル変調信号のシンボルレートを fsとして、 I信号及び Q信号からなる 複素ベースバンド信号の fsZ2の正及び負の周波数成分を、他の周波数成分と干渉を 起こさないような周波数位置に周波数変換し、その後、この周波数変換された I信号及 ぴ Q信号を少なくとも各々 2乗して、その周波数位置の 2倍の周波数成分を抽出する。 すなわち、本発明のタイミング抽出装置は、シンボルレートが fsであるデジタル変調 信号から、そのシンボルの判定タイミング成分を抽出するタイミング抽出装置であって、 前記デジタル変調信号から得られる I信号及び Q信号から成る複素ベースバンド信号に 含まれる前記 fsの 1/2値の正及び負の周波数成分を、周波数位置 fm(0く I fm I < fs/2)に周波数変換する周波数変換手段と、前記周波数変換手段により周波数変換 された後の I信号及び Q信号を各々少なくとも 2乗する非線形処理手段と、前記非線形 処理手段の出力信号から、前記周波数位置 fmの 2倍の周波数成分をタイミング信号と して抽出する周波数抽出手段とを備えたことを特徴とする。 本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数位置 fmは、 I fm I =fs /2M (Mは 2以上の整数)であることを特徴とする。 本発明は、前記タイミング抽出装置において、 Mは M = 2であって、前記周波数位置 fmは、 I fm I =fs/4であることを特徴とする。 本発明は、前記タイミング抽出装置において、 Mは M=4であって、前記周波数位置 fmは、 I fm I =fs/8であることを特徴とする。 本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記非線形 処理手段の出力信号に含まれる前記周波数位置 fmの 2倍の周波数成分に対して折り 返し歪み成分となる周波数成分を、前記複素ベースバンド信号から予め除去するフィ ルタリング手段を備えることを特徴とする。 本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記複素べ ースバンド信号を周波数増大方向に周波数シフトする第 1の周波数シフト手段と、逆に、 前記複素ベースバンド信号を周波数減少方向に周波数シフトする第 2の周波数シフト 手段とを備えることを特徵とする。 本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記複素べ ースバンド信号を前記 fsZ2の周波数だけ周波数増大方向及び周波数減少方向に周 波数シフトする周波数シフト手段を備えることを特徴とする。 本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記複素べ ースバンド信号に含まれる前記 fsの 1Z2値の正及び負の周波数成分を抽出するパン ドバスフィルタリング手段を備えることを特徴とする。 本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記周波数 位置 fmに周波数変換された前記 fsの 1/2値の正及び負の周波数成分の値として、 2 回のサンプリング毎に真値よりも " 2倍された値を演算する数値演算手段を有すること を特徴とする。 本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記非線形処理手段は、前記周波数 変換手段により周波数変換された後の I信号及び Q信号を各々 2乗する 2個の乗算手段 と、前記乗算手段により 2乗された I信号及び Q信号を加算する加算器と、前記加算器 の出力を 1/2倍するビットシフト手段と、前記加算器の出力と前記ビットシフト手段の 出力との何れか一方を選択する選択手段とを備えることを特徴とする。 本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数抽出手段は、前記周波数 位置 fmが、 I fm I =fs/(22X L) (Lは 1以上の整数)であるとき、 L回に 1回の割合で 前記タイミング信号を出力することを特徴とする。 本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記第 1及び第 2の周波数シフト手段 は、前記周波数位置 fmに存在する干渉成分を予め除去するフィルタリング手段を備え ることを特徴とする。 本発明は、前記タイミング抽出装置において、前記周波数変換手段は、前記第 1及 び第 2の周波数シフト手段の出力を複素加算することを特徴とする。 本発明のタイミング抽出方法は、シンボルレートが fsであるデジタル変調信号から、 そのシンボルの判定タイミング成分を抽出するタイミング抽出方法であって、前記デジ タル変調信号から得られる I信号及び Q信号から成る複素ベースバンド信号に含まれる 前記 fsの 1Z2値の正及び負の周波数成分を、周波数位置 fm(0 < I fm | < fs/2) に周波数変換し、前記周波数変換された後の I信号及び Q信号を各々少なくとも 2乗し、 前記 2乗された I信号及び Q信号を加算し、その後、前記加算された信号から、前記周 波数位置 fmの 2倍の周波数成分をタイミング信号として抽出することを特徴とする。 本発明は、前記タイミング抽出方法において、前記周波数位置 fmは、 I fm I =fs /2M (Mは 2以上の整数）であることを特徴とする。 本発明の復調装置は、デジタル変調信号を受信するアンテナと、前記アンテナによ り受信されたデジタル変調信号を直交検波して、 I信号と Q信号とから成る複素ベース バンド信号を得る準同期検波手段と、前記準同期検波手段により得られた複素ベース バンド信号をアナログ値からデジタル値に変換する AD変換手段と、前記タイミング抽出 装置とを備え、前記タイミング抽出装置力 のタイミング信号に基づいて、前記 AD変換 手段により得られるデジタル値の複素ベースバンド信号を、 2fsのサンプリング周波数で サンプリングした復調データとすることを特徴とする。 以上により、本発明では、 2fsのサンプリング周波数であっても、複素ベースバンド信 号の fs/2の正及び負の周波数成分を周波数変換した周波数位置 fm力 シンボルレ ート fsの 1/2値よりも小さい、すなわち、 2fmが fsよりも小さいので、サンプリング定理 上、この周波数位置 fmでの fs/2の正及び負の周波数成分は折り返し歪み成分と干 渉を起こすことないと共に、低消費電力化が可能である。し力も、 2乗処理という非線形 処理により、 fsの周波数成分を抽出するので、キャリア周波数のオフセットの影響を受け ることがなぐ安
定なタイミング抽出ができる i 特に、本発明では、周波数演算手段での周波数変換で行われる複素乗算を、非線 形処理手段のビットシフト手段と選択手段とにより代行することができるので、回路規模 を小さくできる。 更に、本発明では、タイミング抽出装置はタイミング信号を L回に 1回の割合で出力す れば良いので、後段に用いられるタイミング誤差検出器やループフィルタの単位時間当 りの演算量が大きく削減される。 図面の簡単な説明
図 1は本発明の第 1の実施の形態とするタイミング抽出方法を採用した復調装置の構 成を示すブロック図である。
図 2は第 1の実施の形態に用いられるタイミング抽出部の具体的な構成例を示すブ ロック図である。
図 3は第 1の実施の形態に用いられる周波数変換部の動作原理を説明するための周 波数特性図を示し、同図（a)はレート変換後の複素ベースバンド信号のスペクトルを示 す図、同図（b)は土 fs/2周波数成分を土 fs/4周波数位置に周波数変換した図、同図 (c)は土 fs/4周波数成分が直流成分と土 fs/2周波数成分とに変換された様子を示す 図である。
図 4は第 1の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すブロッ ク図である。
図 5は第 1の実施の形態に用いられる周波数変換部の動作を説明するための周波数 特性図を示し、同図（a)は複素ベースバンド信号の一 fs/2周波数成分を一 fs/4周波 数位置に周波数変換した図、同図 (b)は +fs/2周波数成分を一 fs/4周波数位置に 周波数変換した図、同図（c)は第 1の複素フィルタの周波数特性を示す図、同図（d)は 第 2の複素フィルタの周波数特性を示す図である。
図 6は第 1の実施の形態に用いられる土 fs/4シフト部の具体的な構成例を示すブ ロック図である。
図 7は第 1の実施の形態に用レ、られる複素フィルタの具体的な構成例を示すプロック 図である。
図 8はタイミング信号とサンプノレ点の関係を表した波形図を示し、同図（a)はサンプリ ングタイミングが遅い場合を示す図、同図（b)はサンプリングタイミングが早い場合を示 す図である。
図 9は第 2の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すブロッ ク図である。
図 10は第 2の実施の形態に用いられる周波数変換部の動作を説明するための周波 数特性図を示し、同図（a)は複素ベースバンド信号の一 fs/2周波数成分を 0周波数 位置に周波数変換した図、同図（b)は + fs/2周波数成分を 0周波数位置に周波数 変換した図、同図（c)は LPFの周波数特性を示す図、同図（d)は LPFの他の周波数特 性を示す図である。
図 11は第 3の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すプロ ック図である。
図 12は第 4の実施の形態に用いられるタイミング抽出部の具体的な構成例を示すプ ロック図である。
図 13は第 4の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すプロ ック図である。
図 14は第 5の実施の形態に用いられるタイミング抽出部の具体的な構成例を示すブ ロック図である。
図 15は第 5の実施の形態に用いられる周波数変換部の具体的な構成例を示すプロ ック図である。
図 16は第 5の実施の形態に用いられるタイミング抽出部のタイミング出力信号とサン プル点の関係を表した波形図である。
図 17はタイミング誤差検出器の具体的な誤差関数例を示す入出力特性図である。 図 18は第 6の実施の形態に用いられる電圧制御発振器を用いた復調装置の全体構 成を示す図である。 発明を実施するための最良の形態 以下、本発明の実施の形態を図面を参照して詳細に説明する。
(第 1の実施の形態）
図 1は、本発明の第 1の実施の形態であるタイミング抽出方法を採用した QPSK ( Quadrature PS )信号や QAM信号等のデジタル変調信号を復調する復調装置の 構成を示すブロック図である。 先ず、この復調装置について説明する。図 1において、デジタル変調信号はアンテナ 101で受信される。ダウンコンバータ 102は、アンテナ 101での受信信号を所望の中間 周波数帯に周波数変換して、出力する。 準同期検波器 (準同期検波手段） 103は、局部発振器 104の固定発振周波数で直 交検波し、同相成分と直交成分との両信号を出力する。ローパスフィルタ（LPF) 105、 106は、前記準同期検波器 103からの同相成分と直交成分から成る複素ベースバンド 信号から高調波成分を除去して、出力する。 AD変換器 (AD変換手段） 107、 108は、 シンボルレート fsの 2倍を上回るクロック信号を用いて前記 LPF105、 106からの複素べ ースバンド信号をサンプリングし、複素ベースバンド信号をアナログ値からデジタル値に 変換する。
更に、レート変換器 109は、後述するタイミング制御部 110が出力するタイミング制御 信号 110aに基づいて前記 AD変換器 107、 108からのデジタル値の複素ベースバン ド信号をレート変換し、 2fsのサンプリングレートで出力する。 デジタルフィルタ (RX—FIL) 111、 112は、前記レート変換器 109でレート変換した 信号を入力し、デジタルデータ伝送におけるシンボル間干渉を防止するようにスぺクト ル整形し、出力する。波形等化器 113は、伝送路で生じた反射等によるゴーストを波形 等化して、出力する。同期検波器 114は、キャリア周波数オフセットを補正し、復調デー タを出力する。 加えて、タイミング制御部 110は、レート変換器 109でレート変換後の 2fsでサンプリ ングした同相信号 (I)と直交信号 (Q)からなる複素ベースバンド信号を入力し、タイミン グ制御信号 110aをレート変換器 109に出力しており、レート変換部 109を含めてフィー ドバックループを形成してレ、る。このタイミング制御部 110は、タイミング抽出部 20と、タ イミング誤差検出部 21と、ループフィルタ 22と力 構成されている。
前記タイミング抽出部 (タイミング抽出装置) 20はレート変換部 109が出力する複素 ベースバンド信号からシンボルの判定タイミング成分を抽出し、タイミング誤差検出器 2 1に出力する。 前記タイミング抽出部 20の具体的な構成例を図 2に示す。タイミング抽出部 20は、周 波数変換部 30と、 2個の乗算器 (乗算手段） 31、 32と、加算器 (加算手段) 33と、バン ドパスフィルタ（BPF) 34とから構成される。
ここで、図 3 (a)及び図 3 (b)を参照して周波数変換部 (周波数変換手段) 30の動作 の具体例を簡単に説明する。図 3 (a)に、レート変換後の複素ベースバンド信号のスぺ クトルを示す。同図（a)において、破線はデジタル変調信号のスペクトルを示し、実線は デジタル変調信号がシンボルレート fsでデータが変化することに伴って存在する土 2の周波数成分を示す。 周波数変換部 30は、レート変換部 109からの複素ベースバンド信号を入力し、土 fs /2の周波数成分を、他の周波数領域の周波数成分と干渉が起こらないように、図 3 (b)に示す土 fsZ4に周波数変換する。
複素ベースバンド信号を構成する I信号及び Q信号は、各々、 2個の乗算器 31、 32 及び加算器 33により構成される非線形処理部 (非線形処理手段) 40により 2乗処理 (非 線形処理)される。つまり、 I信号及び Q信号は各々乗算器 31、 32で 2乗され、その各 2 乗結果を加算器 33で加算する非線型処理が施される。ここで、土 fsZ4の周波数成分 は非線型処理により、図 3 (c)に示すように、直流成分と土 fsZ2の周波数成分に変換 される。 BPF34は図 3 (c)に破線で示すような通過中心周波数が土 fsZ2の周波数特 性を有するものであり、非線型処理した信号を入力して、土 fsZ2の周波数成分を抽出 し、タイミング信号として出力する。 以上の操作により、タイミング信号として抽出した土 fs/2の周波数成分は、サンプリ ング周波数 2fsにおいて、 _fsよりも大きく且つ + fsよりも小さい値であるので、非線形 処理により自身の折り返し歪み成分の影響を受けることなく抽出される。 次に、周波数変換部 30の具体的な構成例を図 4に示す。周波数変換部 30は、 +f sZ4シフト部 301と、一 fsZ4シフト部 302と、第 1及び第 2の複素フィルタ（フィルタリン グ手段） 303、 304と、複素加算器 305とから構成される。 ここで、図 5を参照して、周波数変換部 30の動作について説明する。複素ベースバ ンド信号は、 +fsZ4シフト部 301と一fsZ4シフト部 302とに入力される。 +fsZ4シフ ト部 301は、複素ベースバンド信号を +fs/4周波数だけシフトし、図 3 (a)に示す複素 ベースバンド信号の一fs/2の周波数成分を図 5 (a)に示すように一 fs/4の周波数位 置に周波数変換し、第 1の複素フィルタ 303に供給する。 前記 +fs/4シフト部 301の内部構成は、例えば、図 6に示される。同図において、 + fs/4シフト部 301は、複素乗算器 3011と、サイン/コサイン信号発生器 3012とか ら構成される。サイン Zコサイン信号発生器 3012は、サンプリングクロック周波数 2fsで I軸、 Q軸力 なる複素平面においてサンプリング毎に π /4位相だけ回転する回転べ クトルを出力する。すなわち、（1、 Q) = (1、0)、 (1ZV~2、1/ 2)、 (0、 1)、
2、 1 Γ2)、 (-1, 0) , (一 1 2、一 1ΖΛΓ2)、 (0、— 1)、 (1Ζ 2、— 1 2)を 取る I信号及び Q信号を順次繰り返し複素乗算器 3011に供給する。複素乗算器 3011 は、複素ベースバンド信号とサイン Ζコサイン発生器 3012の出力信号とを複素乗算す る。これにより、 +fsZ4だけの周波数シフトを実現することができる。 一方、一 fsZ4シフト部 302は、複素ベースバンド信号を一 fs/4周波数だけシフトし、 複素ベースバンド信号の +fsZ2の周波数成分を図 5 (b)に示すように +fs/4の周波 数位置に周波数変換して、第 2の複素フィルタ 304に供給する。一fs/4シフト部 302 の内部構成は、同様に図 6に示した構成となり、サイン Zコサイン信号発生器 3012の データ発生方法としては、 I軸、 Q軸からなる複素平面においてサンプリング毎に _ πΖ 4位相だけ回転する回転ベクトルを出力する。すなわち、（1、 Q) = (1、 0)、 ΟΥ 、 — l/f2 、 (0，—1)、 (一 1 2、 _1/ΛΓ2)、 (_ 1、 0)、 [一 l/f2、 1 2)、 (0、 1)、 l/f2、 1Z 2)を取る I信号及び、 Q信号を順次繰り返し複素乗算器 301 ェに供給することにより、一 fs/4だけの周波数シフトを実現することができる。 図 4において、第 1の複素フィルタ 303は、少なくとも一 fs/4の周波数を通過させ、 第 2の複素フィルタ 304の出力である + fsZ4の周波数成分と周波数的に干渉しないよ うに +fsZ4周波数を阻止し、後段の非線型処理後の土 fs/2の周波数の折り返し歪 成分となる ± 3fs,4周波数を阻止する周波数特性を有しており、この特性に従ってフ ィルタリングされた複素ベースバンド信号を複素加算器 305に供給する。このフィルタリ ング操作は、周波数変換部 30に入力される複素ベースバンドの周波数成分では、— f sノ 2周波数を通過させ、 0周波数を阻止し、 +fsZ2及び土 fsの周波数を阻止する操 作となる。
前記第 1の複素フィルタ 303の内部構成は、例えば、図 7に示される。同図において、 第 1の複素フィルタ 303は、 3つの複素遅延器 41、 42、 43と、 4つの複素演算器 44、 4 5、 46、 47と、複素加算器 48からなる構成をとる。複素遅延器 41〜43は、サンプリング クロック周波数 2fsに従って複素ベースバンド信号を遅延させる。複素演算器 44〜47 は、複素ベースバンド信号と複素タップ係数 Cim、 Cqm (m=0、 1、 2, 3)とについて複 素乗算に相当する演算を行う。複素加算器 305は、複素演算器 44〜47の総和をとつ て、出力する。複素タップ係数としては、 (C i 0、 CqO) = (1、 0)、（C i 1、 Cql) = (1 /f2、一 1Z 2)、（C i 2、 Cq2) = (0、— l)、（C i 3、 Cq3) = (— 1/V"2、 -1/ 2)を与えることにより、図 5 (c)の周波数特性を実現できる。 次に、図 4の第 2の複素フィルタ 304は、少なくとも + fsZ4の周波数を通過させ、第 1の複素フィルタ 303の出力である一fs/4の周波数成分と周波数的に干渉しな！/、よう に一 fs/4周波数を阻止し、後段の非線型処理後の土 fsZ2の周波数の折り返し歪成 分となる ±3fsZ4の周波数を阻止する周波数特性を有しており、この特性に従ってフ ィルタリングされた複素ベースバンド信号を複素加算器 305に供給する。このフィルタリ ング操作は、周波数変換部 30に入力される複素ベースバンド信号の周波数成分では、 +fsZ2周波数を通過させ、 0周波数を阻止し、一 fsZ2及び土 fsの周波数を阻止する 操作である。例えば、第 2の複素フィルタ 304は、図 7に示す内部構成を有し、タップ係 数としては、 (C i 0、 CqO) = (1 ,◦)、（C i 1、 Cql) = (lZ 2、 l/ 2)、（C i 2、 Cq 2) = (0、 l)、（C i 3、 Cq3) = (一 1/ 2、 1/^2)を与えることにより、図 5 (d)の周 波数特性を実現できる。 図 4の複素加算器 305は、前述の処理により得られた複素ベースバンド信号を複素 加算する。これにより、その複素加算出力はデジタル変調波の土 fsZ2の周波数成分 1 他の周波数領域の周波数成分と干渉が起こらないように、士 fs/4の周波数位置に 周波数変換された複素ベースバンド信号となる。 次に、図 2に戻って、非線形処理部 40の乗算器 31、 32は、図 4の周波数変換部 30 の複素加算器 305から出力される I信号と Q信号と力 なる複素ベースバンド信号の前 記 I信号及び Q信号の各々を 2乗し、出力する。加算器 33は、その各 2乗後の信号を加 算し、 BPF34に供給する。
前記非線形処理部 40での 2乗和処理は、従来でも用いられている非線形処理方法 であって、シンボル変化に伴う周波数成分の 0度と 180度との位相不確定性とキャリア 周波数のオフセットの影響をキャンセルする。加えて、本実施の形態では、サンプリング 周波数及び時間ずれに伴レ、、図 4の周波数変換部 30の +fs/4シフト部 301及び— f s/4シフト部 302で生じる周波数オフセットをキャンセルする。 図 2において、 BPF34は、前記非線形処理部 40の加算器 33からの加算結果信号 のうち土 fsZ2の周波数成分を抽出し、この抽出した周波数成分をタイミング信号として、 図 1に示したタイミング誤差検出器 21へ出力する。
図 8は、タイミング波形とサンプル点との関係を表した波形図を示す。同図（a)及び同 図（b)において、曲線 Aは正しいサンプリングタイミングの場合を、同図（a)の曲線 Bは サンプリングタイミングが遅い場合を、同図（b)の曲線 Cはサンプリングタイミングが早い 場合を各々示す。タイミング誤差検出器 21は、例えば X点と Y点の大きさから φ =Tan 一1 (XZY)を算出することにより、サンプルポイントのタイミングずれを検出し、タイミング 誤差信号としてループフィルタ 22に出力する。 図 17にタイミング誤差検出器 21の誤差関数を示す。同図において、実線は、タイミ ング信号の入力位相と φ =Tan→ (X/Y)との関係を示す。同図から判るように、入力 位相が 0、 + πの時、 0交差ポイントが存在する。この入力位相が + π又は一 71のボイ ントに収束すると、擬似同期が発生する。この擬似同期発生を回避するために、タイミン グ誤差検出器 21は、例えば、擬似同期回避手段として 4サンプルをカウントするカウン タを有し、サンプリングクロック周波数 2fsの 4サンプルを 1周期として解析し、入力位相 が π /2〜 πと一 π /2〜一 πとの時、破線又は 1点鎖線で示すような特性にする。尚、 4サンプル中の基準ポイントとしては、図 4に示した周波数変換部 30の + fs/4シフト部 301及び一 fsZ4シフト部 302内で使用する回転ベクトル（0〜2 π )の初期位相を 0に 揃え、その回転ベクトルが 0又は πの時のデータポイントを基準ポイントとすることが、望 ましい。 また、他の回避方法として、例えば、 BER測定器や CZN検出器等の信号品質検出 手段を用い、タイミング制御ループが収束した後、信号品質が悪い場合は、擬似同期 と判定し、レート変換部 109の出力信号を制御して、タイミング信号を π又は一 π位相 シフトするようにする方法もある。
図 1のタイミング制御部 110において、ループフィルタ 22は、タイミング誤差検出器 2 1からのタイミング誤差信号を平滑化して、タイミング制御信号 110aとしてレート変換部 109へ出力する。
以上のように、本実施の形態の構成によれば、サンプリングクロック周波数 2fsでキヤ リア周波数オフセットの影響を受けることなく安定にタイミング抽出が可能である。 尚、本実施の形態では、周波数変換部 30の入力である複素ベースバンド信号の + fsZ2の周波数成分を +fsZ4周波数位置へ周波数変換し、一 fs/2の周波数成分を _fs/4周波数位置へ周波数変換した力 本発明はこれに限定されず、その他、例え ば、周波数成分的に干渉が起らないように、 +fs/2の周波数成分を一fs/4周波数位 置へ周波数変換し、一 fs/2の周波数成分を +fsZ4周波数位置へと逆の周波数配置 に周波数変換しても、同様の効果が得られることは言うまでもない。
(第 2の実施の形態）
次に、本発明の第 2の実施の形態について図 9及び図 10を参照して説明する。 本実施の形態の全体構成は、図 1及び図 2に示したものと同様であるが、周波数変 換部 30の構成が異なる。図 9は本実施の形態の周波数変換部 30の構成を示すもので ある。尚、図 9において、図 4と同一部分には同一符号を付してその説明を省略し、ここ では異なる部分を中心に説明する。 図 9において、複素ベースバンド信号は、 +fsZ2だけ周波数増大方向に周波数シ フトする + fsZ2シフト部 (第 1の周波数シフト手段） 306と、逆に一 fs/2だけ周波数減 少方向に周波数シフトする一 fs/2シフト部（第 2の周波数シフト手段） 307とに入力さ れる。前記 + fsZ2シフト部 306は、複素ベースバンド信号を + f sZ2周波数だけシフ トし、図 3 (a)に示す複素ベースバンド信号の一 fs/2の周波数成分を図 10 (a)に示す ように 0周波数の位置に周波数変換して、 LPF308に供給する。—方、— fsZ2シフト部 307は、複素ベースバンド信号を一 fsZ2周波数だけシフトし、複素ベースバンド信号 の + /2の周波数成分を図 10 (b)に示すように 0周波数の位置に周波数変換して、 PF309に供給する。
LPF308及び LPF309は、図 10 (c)に示すように、 0周波数を通過させ、士 fs/2及 び土 fsの各周波数成分を阻止する周波数特性を有するフィルタであり、この特性に従 つてフィルタリングされた複素ベースバンド信号を各々一 fsZ4シフト部（第 2の周波数 シフト手段） 310及び +fs/4シフト部 (第 1の周波数シフト手段） 311に供給する。 前記 LPF308及び LPF309は、周波数特性が同じであるので、同一の構成となる。 また、各々の LPF308、 309の入力である I信号及ぴ Q信号は、 LPFの周波数特性が 0周波数を中心として正負対称であるので、各々、独立且つ同一のフィルタリング処理 が可能である。 一方の LPF308のフィルタリング操作は、周波数変換部 30に入力される複素ベース バンド信号の周波数成分では、一 fsZ2の周波数を通過させ、 0周波数、 +fs/2及び 士 fsの各周波数を阻止する操作である。他方の LPF309のフィルタリング操作は、周波 数変換部 30に入力される複素ベースバンド信号の周波数成分では、 +fsZ2の周波 数を通過させ、 0周波数、一 fs/2及ぴ土 fsの周波数を阻止する操作である。 更に、図 9において、一 fs/4シフト部 310は、 0周波数成分を一 fsZ4の周波数位置 にシフトし、 fsのヌル周波数成分を 3fsZ4の周波数位置にシフトし、 fs/2のヌル周波 数成分を の周波数位置にシフトする。一方、 +fs,4シフト部 311は、 0周波数成 分を fsZ4の周波数位置にシフトし、一 fsのヌル周波数成分を一 3fs/4の周波数位置 にシフトし、一 f sZ2のヌル周波数成分を一 f s,4の周波数位置にシフトする。
複素加算器 305は、前記一 fs/4シフト部 310及び +fsZ4シフト部 311の出力を複 素加算する。その結果、その複素加算出力はデジタル変調波の土 fsZ2の周波数成分 力 他の周波数領域の周波数成分と干渉が起こらないように土 fsZ4の周波数位置に 周波数変換され、後段の非線形処理により土 fs/4の折り返し歪み成分となる ± 3 / 4をヌル周波数成分とする複素ベースバンド信号となる。 以上のように、本実施の形態によれば、 2個の LPF308及び LPF309は、同一の構 成となり、加えて、各々の LPF308、 309の I側と Q側とが、各々、独立且つ同一のフィ ルタリング処理構成となるので、回路が簡単になる。その他の具体的な効果は第 1の実 施の形態と同様である。
尚、第 1の実施の形態と同様に、周波数変換部 30の入力である複素ベースバンド信 号の土 fs の周波数成分を周波数成分的に干渉が起こらなレ、ように、土 fs/4の逆の 周波数配置に周波数変換しても、同様の効果が得られることは勿論である。
(第 3の実施の形態）
次に、本発明の第 3の実施の形態について図 10及び図 11を参照して説明する。 本実施の形態の全体構成は図 1及び図 2に示した構成と同様である力 周波数変換 部 30の構成が異なる。図 11は本実施の形態の周波数変換部 30の構成を示す。尚、図 11において、図 4及び図 9と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。 図 11において、複素ベースバンド信号は BPF (バンドパスフィルタリング手段） 312に 入力される。この BPF312は、通過中心周波数が土 fsZ2の周波数特性を有しており、 複素ベースバンド信号を入力し、士 fs/2の周波数成分を抽出して、 +fsZ2シフト部 306及ぴ _fsZ2シフト部 307に出力する。 前記 + 2シフト部 306は、複素ベースバンド信号を +fs/2だけ周波数シフトして、 一 fsZ2の周波数成分を 0周波数の位置に周波数変換し、 +fsZ2の周波数を fs周波 数の位置に周波数変換して、 LPF313に出力する。一方、一 2シフト部 307は、 - fs/2だけ周波数シフトして、 +fsZ2の周波数成分を 0周波数の位置に周波数変換し、 一 fsZ2の周波数成分を一 fs周波数の位置に周波数変換して、 LPF309に出力する。
LPF313及び LPF314は、図 10 (d)に示すように 0周波数を通過させ、土 fsの周波 数を阻止する周波数特性を有するフィルタであって、この特性に従ってフィルタリングさ れた複素ベースバンド信号を、各々、一 fs/4シフト部 310及び +fs/4シフト部 311に 出力する。
—fs/4シフト部 310は、 0周波数成分を一 fs/4の周波数位置にシフトし、 fsのヌル 周波数成分を 3fs/4の周波数位置にシフトする。一方、 +fsZ4シフト部 311は、 0周 波数成分を fsZ4の周波数位置にシフトし、一 fsのヌル周波数成分を _3fs/4の周波 数位置にシフトする。
複素加算器 305は、前記—fs/4シフト部 310及び fsZ4シフト部 311の両出力を複 素加算する。その結果、この複素加算出力は、デジタル変調波の士 fsZ2の周波数成 分が他の周波数領域の周波数成分と干渉が起こらないように土 fsZ4の周波数位置に 周波数変換され、後段の非線形処理により士 fs,4の折り返し歪み成分となる ± 3 / 4をヌル周波数成分とする複素ベースバンド信号となる。 以上のように、本実施の形態によれば、 BPF312により、土 fsZ2の周波数成分を抽 出するので、不要な周波数信号成分を予め除去できて、より安定にタイミング抽出する ことが可能である。その他の具体的な効果は第 1の実施の形態と同様である。
尚、 2個の LPF313、 314の周波数特性を、図 10 (c)の周波数特性を持つ LPF308、
309に置き換えることで、サンプリング定理の折り返し歪み成分を更に除去でき、更に安 定にタイミング抽出できることは言うまでもない。
また、第 1の実施の形態と同様に、周波数変換部 30の入力である複素ベースバンド 信号の士 fs/2の周波数成分を周波数成分的に干渉が起こらないように、土 fsZ4の逆 の周波数配置に周波数変換しても、同様の効果が得られることは言うまでもない。
(第 4の実施の形態）
次に、本発明の第 4の実施の形態について図 12及び図 13を参照して説明する。 本実施の形態の全体構成は図 1に示したものと同様であるが、図 2のタイミング抽出 部 20の構成が異なる。図 12は本実施の形態のタイミング抽出部 20の構成を示すもの である。 図 12において、タイミング抽出部 20は、既述した第 1〜第 3の実施の形態と入出力 信号としては同じである力 周波数変換部 30の代わりに、周波数変換部 35を使用する ことと、非線形処理部 40'内において、加算器 33の後段に、ビットシフト器 (ビットシフト 手段） 36と、セレクタ (選択手段） 37とが挿入されている点が異なる。尚、図 12において、 図 2と同一部分には同一符号を付して、その説明を省略する。 図 13は、周波数変換部 35の構成を示す。同図において、周波数変換部 35は、図 1 1に示した周波数変換部 30の構成と若干異なる。図 13において、図 11と同一部分に は同一符号を付して示し、ここでは異なる部分にっレ、て説明する。
図 13において、第 1の数値演算器 (数値演算手段） 315は、 LPF313カゝら供給され る複素ベースバンド信号に、 I軸及び Q軸力 なる複素平面において、（1、 Q) = (1、 0)、 （1/V"2、 -1 ^2) , (0、一 1)、（一 1/ "2、一 1ZV~2)、 (一 1、 0)、 (― 1/ 2、 1/ 2)、 (0、 1)、 （1 V~2、 1 2)を取る I信号及び Q信号を順次繰り返し複素 乗算した数値に対し、更に、 I値及び Q値の 1Z 2の部分にのみ ΛΓ2を掛けた値を複 素乗算する。すなわち、複素平面において、（1、 Q) = (1、0)、 (1、一 1)、 (0、一 1)、 (一 1、一 1)、 (一 1、 0)、（一 1、 1)、（0、 1)、（1、 1)を取る I信号及び Q信号を順次繰り 返し複素乗算する。 一方、第 2の数値演算器 (数値演算手段） 316は、 LPF314から供給される複素べ一 スバンド信号に、 I軸及ぴ Q軸からなる複素平面において、 (1、 Q) = (l、 0)、 (1 2、 1Z 2)、 (0、 1)、 (一 1/ 2、 1/ 2)、 (一 1、 0)、 (一 1 2、一 lZ 2)、 (0、一 1)、 (1„2、一 l/f2)を取る I信号及び Q信号を順次繰り返し複素乗算することとは 異なり、 I値及び Q値の 1Z 2の部分にのみ 2を掛けた値を用いる。すなわち、複素 平面において、（1、 Q) = (1、0)、（1、 1)、 （0、 1)、（一1、 1)、（一 1、0)、（一1、一1)、 (0、一 1)、（1、一 1)を取る I信号及び Q信号を順次繰り返し複素乗算する。 図 13の制御信号発生器 317は、前記第 1の数値演算器 315及び第 2の数値演算器 315において ΛΓ2倍した値の演算タイミングを合わせるために、使用する。例えば、制御 信号発生器 317は、 Α(η)を第 1の数値演算器 315の ηサンプル時の複素乗算する値、 Β (η)を第 2の数値演算器 316の ηサンプル時の複素乗算する値とすると、
Α(η) = (1、0)、 Α(η+ 1) = (1、— 1)、 Α(η+2) = (0、一 1)、 Α(η+3) = (— 1、 - 1)、 Α(η+4) = (— 1、 0)、 Α(η+5) = (— 1、 1)、 Α(η+6) = (0、 1)、 Α(η+ 7) = (1、 1)となり、—方、 Β (η) = (1、 0)、Β (η+ 1) = (1、 1)、 Β (η+ 2) = (0、 1)、Β (η+ 3) = (—1、 1)、Β (η+4) = (— 1、 0)、 Β (η+5) = (— 1、 _1)、 B (n+6) = (0、 - 1)、Β (η+7) = (1、一 1)となる。 前記数値と複素ベースバンド信号との複素乗算は、複素乗算を使用せず、セレクタ、 符号反転、加算器等で実現できる。
"2倍した値は 2乗すると、 2となる。すなわち、周波数変換部 35で 2倍した信号を 2乗処理の後に 1/2倍することにより、もとの信号となる。このことから、図 12に示すよ うに、非線形処理部 40'においては、 2乗処理後に信号をビットシフト器 36で 1 2倍し、 ビットシフト器 36の出力と加算器 33の出力とを制御信号発生器 317のタイミングに基づ いて、 V"2倍信号のタイミングでは、ビットシフト器 36の出力信号を選択し、それ以外の 信号のタイミングでは加算器 33の出力を選択することにより、図 2に示したタイミング抽 出部 20と同じ出力を得ることができる。 以上のように、本実施の形態によれば、 2乗演算後に 1Z2倍した信号と、通常値の 出力信号とを、制御信号に基づいて選択する構成をとることにより、複素乗算器が行う 演算が加算器 33、ビットシフト器 36及びセレクタ 37だけで実現できるので、回路規模 を小さくすることができる。
その他の具体的な効果は第 1の実施の形態と同様である。尚、第 1の実施の形態と 同様に、周波数変換部 35の入力である複素ベースバンド信号の土 fsZ2の周波数成 分を周波数成分的に干渉が起こらないように、土 fsZ4の逆の周波数配置に周波数変 換しても、同様の効果が得られることは言うまでもない。
(第 5の実施の形態）
次に、本発明の第 5の実施の形態について図 14及び図 15を参照して説明する。 本実施の形態の全体構成は図 1に示したものと同様であるが、図 2のタイミング抽出 部 20の構成が異なる。図 14は本実施の形態のタイミング抽出部 20の構成を示すもの である。 図 14において、タイミング抽出部 20は、先に示した第 1の実施の形態の図 2と入力信 号としては同じであるが、周波数変換部 30の代わりに周波数変換部 38を使用すること と、図 12の BPF34の代わりに、通過中心周波数が土 fsZ4の周波数特性である BPF 39とを使用する点が異なる。尚、図 14において、図 2と同一部分には同一符号を付し て、その説明を省略する。 図 15は、前記周波数変換部 38の構成を示すものである。この周波数変換部 38は、 図 11に示した周波数変換部 30の一fsZ4シフト部 310の代わりに、一 fs/8シフト部 3 18を使用すると共に、 +fs/4シフト部 311の代わりに + fs/81シフト部 319を使用す る点で異なる。図 15において、図 11と同一部分には、同一符号を付して示し、ここでは 異なる部分にっレ、て説明する。
図 15において、一 fs/8シフト部 318は、 0周波数位置にあるシンボルの変化に伴つ て発生する周波数成分を _fsZ8の周波数位置にシフトする。一方、 +fs/8シフト部 319は、 0周波数位置にあるシンボルの変化に伴って発生する周波数成分を fsZ8の 周波数位置にシフトする。
複素加算器 305は、前記一 fsZ8シフト部 318と前記 +fs/8シフト部 319との両出 力を複素加算し、土 fsZ8の周波数成分が干渉を起こすことなく後段の非線形処理に より土 fsZ4の折り返し歪み成分となる ± 7fsZ8をヌル周波数成分とする複素ベースバ ンド信号を出力する。 更に、図 14において、 2個の乗算器 31、 32は、前記周波数変換部 38の複素加算器 305から供給される I信号及び Q信号からなる複素ベースバンド信号の前記 I信号及び Q信号を共に各々 2乗し、加算器 33は前記各 2乗後の信号を加算して、非線形処理を 行う。この非線形処理により、入力信号の土 fsZ8の周波数成分は、 0周波数と、土 fsZ 4の周波数位置とに周波数変換される。 BPF39は、この土 fs/4の周波数成分を抽出 し、タイミング信号として出力する。 図 16は、タイミング信号とサンプル間隔との関係を表した波形を示す。前記第 1〜第 4の実施の形態では、図 8において 1周期の正弦波に対し 4サンプルで表現していた力 図 16に示すように、 1周期の正弦波に対して 8点のサンプリング点で表現される。従つ て、例えば、図中黒丸印の信号を間引いた 1サンプルデータ間引き信号をタイミング信 号として出力することにより、後段のタイミング誤差検出器 22及びループフィルタ 22は この間引かれたタイミング信号を使用して動作すれば良ぐ時間単位の演算量を削減 することが可能となる。 以上のように、本実施の形態によれば、 BPF39の出力データを間引くことが可能とな り、後段のタイミング誤差検出器 22及びループフィルタ 23の単位時間当りの演算量を 肖 IJ減することができる。その他の具体的な効果は第 1の実施の形態と同様である。 尚、第 1の実施の形態と同様に、周波数変換部 38の入力である複素ベースバンド信 号の士 fs/2の周波数成分を周波数成分的に干渉が起こらないように土 fs/8の逆の 周波数配置に周波数変換しても、同様の効果が得られることは言うまでもない。 また、本実施の形態では、タイミング抽出部 20に入力される複素ベースバンド信号の 土 fs/2の周波数を土 fsZ8に周波数変換し、非線形抽出処理後に土 fsZ4の周波数 成分を抽出する例を示した力 本発明はこれに限定されず、土 fsZ2M (Mは 3以上の 整数）に周波数変換し、非線形処理後に、土 fsZMの周波数を抽出することによつても、 第 1の実施の形態と同様の効果が得られることは言うまでもないし、更には、このように 整数値 Mを用いることは必須ではなく、要は、複素ベースバンド信号に含まれる土 fs/ 2の周波数を成分を、周波数位置 fm(0< I fm I く fs/2)に周波数変換して、この土 fs/2の周波数成分が他の周波数成分と干渉を起こすことがないようにすれば良い。 加えて、 ±fs/ (22 X L)に周波数変換し、非線形処理後、土 fs/ (2 X L) (Lは 3以上 の整数)を抽出し、 L回に 1回データをタイミング誤差検出器 22へ出力することにより、 後段のタイミング誤差検出器 22及びノレープフィルタ 23の演算量を更に削減することが できる。
(第 6の実施の形態）
続いて、本発明の第 6の実施の形態にっレヽて図 18を参照して説明する。 図 18は、本発明のタイミング抽出装置を含む復調装置の他の構成例を示す。同図 の復調装置は、図 1の復調装置とは異なり、図 1のレート変換部 109の代わりに、 DA変 換器 115及び電圧制御クロック発振器 116を用いて、 AD変換器 107、 108とタイミング 制御部 110と DA変換器 115と電圧制御クロック発振器 116からなるフィードバックルー プを形成することにより、タイミング制御を行うようにした構成を持つ。 図 18の復調装置について、図 1と異なる部分について簡単に説明すると、 AD変換 器 107、 108は、電圧制御クロック発振器 116から供給されるシンボルレート fsの 2倍の クロックでサンプリングし、複素ベースバンド信号をアナログ値からデジタル値に変換す る。
タイミング制御部 110は、前記複素ベースバンド信号を入力し、タイミング抽出部 20 においてタイミングを抽出し、タイミング誤差検出器 21において AD変換器 107、 108で 生じたサンプルタイミングの誤差を検出し、ループフィルタ 22におレヽてタイミングの誤差 を平滑化し、タイミング制御信号として出力する。 DA変換器 115は、前記ループフィル タ 22からのタイミング制御信号をデジタル信号からアナログ信号に変換する。電圧制御 クロック発振器 116は、電圧値によりクロック発振周波数の制御が可能な構成を有し、前 記 DA変換器 115からのタイミング制御信号を電圧値として入力し、このタイミング制御 信号が安定する周波数のクロックを AD変換器 107、 108に供給する。
以上により、所望のサンプルタイミングで動作することが可能になり、安定した復調動 作を実現することができる。 産業上の利用可能性 以上説明したように、本発明のタイミング抽出装置及び方法によれば、デジタル変調 信号からシンボルの判定タイミング成分を抽出するに際し、サンプリング周波数をシンポ ルレート fsの 2倍のサンプリング周波数としながら、折り返し歪み成分と干渉を起こすこ となぐキャリア周波数のオフセットの影響を受けずに安定にタイミング成分の抽出が可 能であるので、デジタル衛星 TV放送やデジタルケーブル TV放送等で用レヽるデジタル 変調方式の復調等の用途に適用して有用である。

Claims

請求の範囲
1.
シンポノレレートが fsであるデジタル変調信号から、そのシンボルの判定タイミング成分 を抽出するタイミング抽出装置であって、
前記デジタル変調信号から得られる I信号及び Q信号から成る複素ベースバンド信号 に含まれる前記 の 1/2値の正及ぴ負の周波数成分を、周波数位置 fm(0く I fm | <fs/2)に周波数変換する周波数変換手段と、
前記周波数変換手段により周波数変換された後の I信号及び Q信号を各々少なくと も 2乗する非線形処理手段と、
前記非線形処理手段の出力信号から、前記周波数位置 fmの 2倍の周波数成分をタ イミング信号として抽出する周波数抽出手段と
を備えたことを特徴とするタイミング抽出装置。
2.
請求項 1記載のタイミング抽出装置にぉレヽて、
前記周波数位置 fmは、
I fm I =fs/2M (Mは 2以上の整数）である
ことを特徴とするタイミング抽出装置。
3.
請求項 2記載のタイミング抽出装置において、
Mは M=2であって、
前記周波数位置 fmは、 I fm I =fs/4である
ことを特徴とするタイミング抽出装置。 .
請求項 2記載のタイミング抽出装置において
Mは M=4であって、 前記周波数位置 fmは、 i fm I =fs/8である
ことを特徴とするタイミング抽出装置。
5.
請求項 1又は 2記載のタイミング抽出装置にぉ 、て、
前記周波数変換手段は、
前記非線形処理手段の出力信号に含まれる前記周波数位置 feiの 2倍の周波数成 分に対して折り返し歪み成分となる周波数成分を、前記複素ベースバンド信号から予 め除去するフィルタリング手段を備える
ことを特徴とするタイミング抽出装置。
6.
請求項 1記載のタイミング抽出装置にぉレヽて、
前記周波数変換手段は、
前記複素ベースバンド信号を周波数増大方向に周波数シフトする第 1の周波数シフ ト手段と、
逆に、前記複素ベースバンド信号を周波数減少方向に周波数シフトする第 2の周波 数シフト手段とを備える
ことを特徴とするタイミング抽出装置。
7.
請求項 1、 2又は 6記載のタイミング抽出装置において、
前記周波数変換手段は、
前記複素ベースバンド信号を前記 fs//2の周波数だけ周波数増大方向及び周波数 減少方向に周波数シフトする周波数シフト手段を備える
ことを特徴とするタイミング抽出装置。
8.
請求項 1記載のタイミング抽出装置において、 前記周波数変換手段は、
前記複素ベースバンド信号に含まれる前記 fsの 1 2値の正及ぴ負の周波数成分を 抽出するバンドバスフィルタリング手段を備える
ことを特徴とするタイミング抽出装置。
9.
請求項 3記載のタイミング抽出装置にぉレ、て、
前記周波数変換手段は、
前記周波数位置 fmに周波数変換された前記 fsの 1Z2値の正及ぴ負の周波数成分 の値として、 2回のサンプリング毎に真値よりも 2倍された値を演算する数値演算手段 を有する
ことを特徴とするタイミング抽出装置。 10.
請求項 9記載のタイミング抽出装置において、
前記非線形処理手段は、
前記周波数変換手段により周波数変換された後の I信号及び Q信号を各々 2乗する 2個の乗算手段と、
前記乗算手段により 2乗された I信号及び Q信号を加算する加算器と、
前記加算器の出力を 1/2倍するビットシフト手段と、
前記加算器の出力と前記ビットシフト手段の出力との何れ力一方を選択する選択手 段とを備える
ことを特徴とするタイミング抽出装置。
11.
請求項 1又は 2記載のタイミング抽出装置において、
前記周波数抽出手段は、
前記周波数位置 fmが、 | fm | = ノ(22 （しは 1以上の整数)であるとき、 L回 に 1回の割合で前記タイミング信号を出力する ことを特徴とするタイミング抽出装置。
12.
請求項 6記載のタイミング抽出装置において、
前記第 1及び第 2の周波数シフト手段は、前記周波数位置 fmに存在する干渉成分 を予め除去するフィルタリング手段を備える
ことを特徴とするタイミング抽出装置。
13.
請求項 6記載のタイミング抽出装置において、
前記周波数変換手段は、前記第 1及び第 2の周波数シフト手段の出力を複素加算す る
ことを特徴とするタイミング抽出装置。 14.
シンボルレートが fsであるデジタル変調信号から、そのシンボルの判定タイミング成分 を抽出するタイミング抽出方法であって、
前記デジタル変調信号から得られる I信号及び Q信号から成る複素ベースバンド信号 に含まれる前記 fsの 1/2値の正及び負の周波数成分を、周波数位置 fm(0< I fm | < ノ2)に周波数変換し、
前記周波数変換された後の I信号及び Q信号を各々少なくとも 2乗し、
前記 2乗された I信号及び Q信号を加算し、
その後、前記加算された信号から、前記周波数位置 fmの 2倍の周波数成分をタイミ ング信号として抽出する
ことを特徴とするタイミング抽出方法。
15.
請求項 14記載のタイミング抽出方法において、
前記周波数位置 fmは、 j fm I =fs/2M(Mは 2以上の整数）である
ことを特徴とするタイミング抽出方法。
16.
デジタル変調信号を受信するアンテナと、
前記アンテナにより受信されたデジタル変調信号を直交検波して、 I信号と Q信号と から成る複素ベースバンド信号を得る準同期検波手段と、
前記準同期検波手段により得られた複素ベースバンド信号をアナログ値からデジタ ル値に変換する AD変換手段と、
前記請求項 1記載のタイミング抽出装置とを備え、
前記タイミング抽出装置からのタイミング信号に基づいて、前記 AD変換手段により得 られるデジタル値の複素ベースバンド信号を、 2fsのサンプリング周波数でサンプリング した復調データとする
ことを特徴とする復調装置。
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