CN1698333A - 时刻抽出装置及方法与包括该时刻抽出装置的解调装置 - Google Patents

Abstract

本发明的课题在于如何解决于数码调制信号用的时刻成分抽出装置中，可以符号传输率fs的2倍的取样频率处理，而且不受到载波频率偏移的影响而可进行稳定的时刻抽出。本发明的解决手段为：频率转换部30输入由符号传输率fs的I信号与Q信号所构成的复数基频信号，将伴随着数据变化而存在的±fs/2频率成分予以频率转换至±fs/4频率。乘法器31、32将复数基频信号的I信号与Q信号各自予以平方，以加法器33相加该各个平方结果，在此，进行非线性处理。BPF34在加法器33的输出之中抽出±fs/2的频率成分，做为时刻信号而输出。

Description

时刻抽出装置及方法与包括该时刻抽出装置的解调装置

技术领域

本发明，为有关在数码卫星电视(TV)播放或是数码有线电视(TV)播放等所使用的相移键控(PSK＝Phase Shift Keying)方式及正交调幅(QAM＝Quadrature Amplitude Modulation)方式等的数码调制方式进行解调的际，抽出其解调所必须的时刻的时刻抽出装置及方法。

背景技术

一直以来，做为用以从相移键控(PSK)方式或正交调幅(QAM)方式等的数码调制信号，解调、再生在该信号所含有的信息的时刻成分的抽出方法，例如有专利文献1之中所记载的方法。该方法为将伴随着符号的数据变化而存在于数码调制信号的符号传输率fs的1/2倍的频率成分予以非线性处理，抽出fs频率成分。

在此抽出方法之中，由于经过非线性处理，故可以在不受到起因于在收信机侧所使用的局部振荡器的频率误差而产生的载波频率偏移的影响下，可稳定地做时刻抽出。还有，由于最后终究可以抽出fs频率成分，所以在数码信号处理之中，为了满足取样定理，有必要以超过2fs的取样频率来操作，在通常的情形中，为了避免干涉，将取样频率定为4fs以上。

还有，以前的其他时刻成分抽出方法，例如像专利文献2所记载的那般，抽出伴随着符号的数据变化而存在于数码调制信号的fs/2的频率成分，由对于该抽出的频率成分施加向量处理、频率位移处理和2倍角处理，虽然是将取样频率定在2fs，但是仍然有可处理的时刻抽出方法。

还有，做为另外的时刻成分抽出方法，例如，如专利文献3所记载的那般，已知有将取样频率设定为2fs，将数码信号经过平均化的信号予以非线性处理，再通过取与其一个样本的延迟信号的差额，抽出fs频率成分。

(专利文献1)

日本专利第2555140号说明书(第5-7页、第5图)

(专利文献2)

日本专利公开公报特开平5-207082号公报(第3-6页、第2图)

(专利文献3)

日本专利公开公报特开平7-226781号公报(第5-6页、第4图)

(发明所要解决的课题)

但是，在专利文献1所记载的方法中，为了能够稳定地进行时刻抽出，有必要以4fs的取样频率来做数码信号处理。因此，在符号传输率较大的情形中，硬件在实现上有困难，或是会增加消耗电力。还有，即使在低符号传输率的情形下，在以数码讯号处理器(DSP＝Digital signal processor)实现处理的情况，会有每单位时间的处理量增大的缺点。

还有，在专利文献2所记载的方法中，为了施加向量处理，会受到起因于在收信机一侧所使用的局部振荡器的频率误差而产生载波频率偏移的影响，因此，若是发生载波频率偏移的话，便很难做正确的时刻抽出。

还有，在专利文献3所记载的抽出方法中，由于取样频率设定为2fs，所以会因为取样定理，抽出信号产生干涉，而无法进行稳定的时刻抽出。

发明内容

本发明，是为了解决上述课题而完成的，其目的在于提供一种时刻抽出方法，其即使在符号传输率fs高的情形下，虽然以2fs的低取样频率来进行数码信号处理，仍然能容易地使得硬件实现完成，在不受到载波频率偏移的影响下，进行没有干涉的稳定的时刻抽出。

为了达成上述目的，在本发明之中，于解调数码调制信号而将信息再生的情形中，将数码调制信号的符号传输率定为fs，将由I信号与Q信号所构成的复数基频信号的fs/2的正与负的频率成分，频率转换至不会和其他的频率成分发生干涉的频率位置，之后，将该经频率转换过的I信号与Q信号至少分别予以平方，抽出该频率位置的2倍的频率成分。

换种说法，本发明所记载的时刻抽出装置，其为从符号传输率为fs的数码调制信号，抽出该符号的判定时刻成分的时刻抽出装置，其特征为包括：将由上述数码调制信号所得到的I信号与Q信号所构成的复数基频信号所含有的上述fs的1/2值的正与负的频率成分，频率转换至频率位置fm(0＜|fm|＜fs/2)的频率转换机构；和将上述频率转换机构所转换之后的I信号与Q信号至少分别予以平方的非线性处理机构；及从上述非线性处理机构的输出信号，抽出上述频率位置fm的2倍的频率成分做为时刻信号的频率抽出机构。

本发明，在上述时刻抽出装置中，上述频率位置fm满足：|fm|＝fs/2M的关系(M为2以上的整数)。

本发明，在上述时刻抽出装置中，M＝2，上述频率位置fm满足：|fm|＝fs/4的关系。

本发明，在上述时刻抽出装置中，M＝4，上述频率位置fm满足：|fm|＝fs/8的关系。

本发明，在上述时刻抽出装置中，上述频率转换机构包括有一滤波机构，其对于上述非线性处理机构的输出信号所含有的上述频率位置fm的2倍的频率成分，预先由上述复数基频信号之中除去将成为折返失真成分的频率成分。

本发明，在上述时刻抽出装置中，上述频率转换机构包括：第1频率位移机构，将上述复数基频信号朝频率增大方向作频率位移；及第2频率位移机构，相反地将上述基频信号朝频率减少方向作频率位移。

本发明，在上述时刻抽出装置中，上述频率转换机构包括一频率位移机构，其将上述复数基频信号朝频率增大方向及频率减少方向频率位移上述fs的1/2的频率。

本发明，在上述时刻抽出装置中，上述频率转换机构包括一带通滤波机构，其抽出上述复数基频信号所含有的上述fs的1/2值的正与负的频率成分。

本发明，在上述时刻抽出装置中，上述频率转换机构包括一数值运算机构，对于做为频率转换至上述频率位置fm的上述fs的1/2值的正与负的频率成分的值，在每2次的取样时，该数值运算机构计算真值的2倍的值。

本发明，在上述时刻抽出装置中，上述非线性处理机构包括：两个乘法机构，其将经由上述频率转换机构所转换之后的I信号与Q信号各自予以平方；加法器，其将由乘法机构所平方的I信号与Q信号予以相加；位元位移机构，其将上述加法器的输出乘以1/2倍；及选择机构，其选择上述加法器的输出和上述位元位移机构的输出的任何一方。

本发明，在上述时刻抽出装置中，上述频率抽出机构为当上述频率位置fm满足：|fm|＝fs/(2²×L)(L为1以上的整数)时，以每L次有1次的比例输出上述时刻信号。

本发明，在上述时刻抽出装置中，上述第1及第2频率位移机构包括一滤波机构，其将存在于上述频率位置fm的干涉成分予以事先除去。

本发明，在上述时刻抽出装置中，上述频率转换机构为将上述第1及第2频率位移机构的输出予以复数相加。

本发明的时刻抽出方法，其为从符号传输率为fs的数码调制信号，抽出其符号的判定时刻成分的时刻抽出方法，其特征为：将由上述数码调制信号所得到的I信号与Q信号所构成的复数基频信号所含有的上述fs的1/2值的正与负的频率成分，予以频率转换至频率位置fm(0＜|fm|＜fs/2)，将上述经频率转换过后的I信号与Q信号分别至少予以平方，将上述经平方的I信号与Q信号予以相加，之后，从上述相加后的信号，抽出上述频率位置fm的2倍的频率成分做为时刻信号。

本发明，在上述时刻抽出方法中，上述频率位置fm满足：|fm|＝fs/2M(M为2以上的整数)。

本发明的解调装置，其特征为包括：天线，接收数码调制信号；准同步检波机构，正交检波上述天线所接收的数码调制信号，得到由I信号与Q信号所构成的复数基频信号；AD转换机构，将上述准同步检波机构所得到的复数基频信号由模拟值转换为数码值；上述时刻抽出装置，其基于来自上述时刻抽出装置的时刻信号，将由上述AD转换机构所得到的数码值的复数基频信号，以2fs的取样频率来取样而作为解调信号。

由以上，在本发明中，即使为2fs的取样频率，将复数基频信号的fs/2的正与负的频率成分予以频率转换的频率位置fm为比符号传输率fs的1/2值更小，换种说法，2fm比fs为小，所以在取样定理上，在此频率位置fm的fs/2的正与负的频率成分不会和折返失真成分发生干涉，同时还使得低消耗电力成为可能。而且，由平方处理的非线性处理，来抽出fs频率成分，故可以在不受到载波频率偏移的影响下，稳定地进行时刻抽出。

特别是在本发明中，可以将在频率运算机构之中以频率转换所进行的复数乘算，由非线性处理机构的位元位移机构和选择机构来替代进行，故可以减小电路规模。

还有，在本发明中，时刻抽出装置为以每L次中1次的比例输出时刻信号，所以在后段所使用的时刻误差检测器或回路滤波器的每单位时间的运算量便大幅地减小。

附图说明

图1，表示采用本发明的第1实施方式的时刻抽出方法的解调装置的构成的方块图。

图2，表示第1实施方式中所使用的时刻抽出部的具体构成例的方块图。

图3，表示用以说明第1实施方式中所使用的频率转换部的动作原理的频率特性图，图3(a)表示延迟转换后的复数基频信号的向量的图，图3(b)为将±fs/2频率成分频率转换至±fs/4频率位置的图，图3(c)表示±fs/4被转换为直流成分和±fs/2频率成分的状态的图。

图4，表示第1实施方式中所使用的频率转换部的具体构成例的方块图。

图5，表示用以说明第1实施方式中所使用的频率转换部的动作的频率特性图，图5(a)表示将复数基频信号的-fs/2频率成分频率转换至-fs/4频率位置的图，图5(b)表示将+fs/2频率成分频率转换至+fs/4频率位置的图，图5(c)表示第1复数滤波器的频率特性的图，图5(d)表示第2复数滤波器的频率特性的图。

图6，表示第1实施方式中所使用的±fs/4位移部的具体构成例的方块图。

图7，表示第1实施方式中所使用的复数滤波器的具体构成例的方块图。

图8，表示时刻信号和取样点的关是的波形图，图8(a)表示取样时刻为较迟的情形，图8(b)为表示取样时刻为较早的情形。

图9，表示第2实施方式中所使用的频率转换部的具体构成例的方块图。

图10，表示用以说明第2实施方式中所使用的频率转换部的动作的频率特性图，图10(a)表示将复数基频信号的-fs/2频率成分频率转换至0频率位置的图，图10(b)表示将+fs/2频率成分频率转换至0频率位置的图，图10(c)表示LPF的频率特性的图，图10(d)表示LPF的频率特性的图。

图11，表示第3实施方式中所使用的频率转换部的具体构成例的方块图。

图12，表示第4实施方式中所使用的时刻抽出部的具体构成例的方块图。

图13，表示第4实施方式中所使用的频率转换部的具体构成例的方块图。

图14，表示第1实施方式中所使用的时刻抽出部的具体构成例的方块图。

图15，表示第1实施方式中所使用的频率转换部的具体构成例的方块图。

图16，表示第1实施方式中所使用的时刻抽出部的时刻输出信号和取样点的关是的波形图。

图17，表示时刻误差检测器的具体误差函数例的的输出特性图。

图18，表示采用在第6实施方式中所使用的电压控制振荡器的解调装置的全体构成图。

(符号说明)

20 时刻抽出部

21 时刻误差检测部

22 回路滤波器

30 频率转换部

31 乘法器

32 乘法器

33 加法器

34  带通滤波器

35  频率转换部

36  位元位移器

37  选择器(选择机构)

38  频率转换部

39  带通滤波器

40  非线性处理部

41  复数延迟器

42  复数延迟器

43  复数延迟器

44  复数计算器

45  复数计算器

46  复数计算器

47  复数计算器

48  复数加法器

101 天线

102 降频器

103 准同步检波器

104 局部振荡器

105 低通滤波器

106 低通滤波器

107 AD转换器

108 AD转换器

109 速率转换器

110 时刻控制部

111 数码滤波器

112 数码滤波器

113 波形等化器

114 同步检波器

115 DA转换器

116  电压控制时钟振荡器

301  +fs/4位移部

302  -fs/4位移部

303  第1复数基频

304  第2复数基频

305  复数加法器

306  +fs/2位移部

307  -fs/2位移部

308  低通滤波器

309  低通滤波器

310  -fs/4位移部(第2频率位移机构)

311  +fs/4位移部(第1频率位移机构)

312  带通滤波器

313  低通滤波器

314  低通滤波器

315  第1数值运算器

316  第2数值运算器

317  控制信号产生器

318  -fs/8位移部

319  +fs/8位移部

3011 复数乘法器

3012 SIN/COS信号产生器

具体实施方式

在以下，参照图面详细地说明本发明的实施方式。

(第1实施方式)

图1为表示采用本发明的第1实施方式的时刻抽出方法的解调积分相移键控(QPSK＝Quadrature Phase Shift Keying)信号及正交调幅(QAM)信号等的数码调制信号的解调装置的构成的方块图。

首先，针对此解调装置加以说明。图1中，数码调制信号由天线101所接收。降频器102将以天线101的收信信号频率转换为所希望之中间频率带，然后输出。

准同步检波器(准同步检波机构)103以局部振荡器104的固定振荡频率予以正交检波，输出同相成分和正交成分的两种信号。低通滤波器(LPF)105、106从上述准同步检波器103而来的同相成分和正交成分所构成的复数基频信号之中除去高频成分，然后输出。AD转换器(AD转换机构)107、108使用超过符号传输率fs2倍以上的时钟信号，取样来自上述LPF105、LPF106的复数基频信号，将复数基频信号从模拟值转换为数码值。

更进一步地，速率转换器109基于后述的时刻控制部110所输出的时刻控制信号110a，将上述AD转换器107、108传来的数码值的复数基频信号予以速率转换，以2fs的取样速率输出。

数码滤波器(RX-FIL)111、112输入在上述速率转换器109所转换的信号，做频谱整形，以防止于数码数据传送中的符号间干涉，然后输出。波形等化器113将在传输线路上所产生因反射造成的重像予以波形等化，然后输出。同步检波器114修正载波频率偏移，输出解调数据。

另外，时刻控制部110输入由速率转换器109所转换后的2fs所取样的同相信号(I)和正交信号(Q)所构成的复数基频信号，对速率转换器109输出时刻控制信号110a，包含速率转换部109形成反馈回路。该时刻控制部110由时刻抽出部20、时刻误差检测部21及回路滤波器22所构成。

上述时刻抽出部(时刻抽出装置)20从速率转换部109所输出的复数基频信号抽出符号的判定时刻成分，对时刻误差检测器21输出。

上述时刻抽出部20的具体构成例表示于图2。时刻抽出部20由频率转换部30、两个乘法器(乘算机构)31、32，及带通滤波器(BPF)34所构成。

在此，参照图3(a)及图3(b)简单地说明频率转换部(频率转换机构)30的动作具体例。在图3(a)中，表示速率转换后的复数基频信号的频谱。于该图(a)中，虚线表示数码调制信号的频谱，实线表示数码调制信号以符号传输率fs随着数据的改变而存在的±fs/2的频率成分。

频率转换部30输入来自速率转换部109的复数基频信号，将±fs/2的频率成分转换至如图3(b)所示的±fs/4，以使得其不会与其他频域的频率成分的间产生干涉。

构成复数基频信号的I信号与Q信号分别由两个乘法器31、32及加法器33所构成的非线性处理部(非线性处理机构)40而被平方处理(非线性处理)。换种说法，I信号与Q信号分别由各个乘法器31、32所平方，将其各自的平方结果以加法器作相加的非线性处理。在此，±fs/4的频率成分由非线性处理，如图3(c)所示，被转换为直流成分和±fs/2的频率成分。BPF34则具有如在图3(c)之中，以虚线所表示一般，通过中心频率为±fs/2的频率特性的部分，其输入经非线性处理过的信号，抽出±fs/2的频率成分，做为时刻信号而输出。

由以上的操作，做为时刻信号而抽出的±fs/2的频率成分，于取样频率2fs中，为比-fs还要大，且为比+fs还要小的值，所以由非线性处理，可以在不受到本身的折返失真成分的影响下而抽出。

接着，将频率转换部30的具体构成例表示于图4。频率转换部30由+fs/4位移部301、-fs/4位移部302、第1及第2复数滤波器(滤波机构)303、304，及复数加法器305所构成。

在此，参照图5，针对频率转换部30的动作加以说明。复数基频信号被输入于+fs/4位移部301和-fs/4位移部302。+fs/4位移部301将复数基频信号只位移+fs/4频率，将在图3(a)所示的复数基频信号的-fs/2的频率成分如图5(a)所示，频率转换至-fs/4的频率位置，供给至第1复数滤波器303。

上述+fs/4位移部301的内部构成为例如表示于图6。于该图中，+fs/4位移部301由复数乘法器3011及SIN/COS信号产生器3012所构成。SIN/COS信号产生器3012于取样时钟频率为2fs，由I轴、Q轴所构成的复数平面中，每次取样时输出只旋转π/4相位的旋转向量。换种说法，取(I、Q)＝(1、0)、(1/2、1/2)、(0、1)、(-1/2、1/2)、(-1、0)、(-1/2、-1/2)、(0、-1)、(1/2、-1/2)的I信号与Q信号依次反覆供给至复数乘法器3011。复数乘法器3011将复数基频信号和SIN/COS信号产生器3012的输出信号加以复数乘算。此，可以实现只有+fs/4的频率位移。

另一方面，-fs/4位移部302将复数基频信号只位移-fs/4频率，将复数基频信号的+fs/2的频率成分如图5(b)所示，频率转换至+fs/4的频率位置，供给至第2复数滤波器304。-fs/4位移部302的内部构成相同地具有图6所表示者。做为SIN/COS信号产生器3012的数据产生方法，于由I轴、Q轴所构成的复数平面中，每次取样时输出只旋转-π/4相位的旋转向量。换种说法，取(I、Q)＝(1、0)、(1/2、-1/2)、(0、-1)、(-1/2、-1/2)、(-1、0)、(-1/2、1/2)、(0、1)、(1/2、1/2)的I信号与Q信号依次反覆供给至复数乘法器3011。此，可以实现只有-fs/4的频率位移。

于图4中，第1复数滤波器303至少使-fs/4的频率通过而阻止+fs/4频率，以使得其与第2复数滤波器304的输出的+fs/4的频率成分彼此在频率上不会相干涉，其具有阻止成为后段的非线性处理后的±fs/2的频率的折返失真成分的±3fs/4频率的特性，将依该特性而被滤波过的复数基频信号供给至复数加法器305。该滤波操作为被输入至频率转换部30的复数基频的频率成分之中，使-fs/2频率通过，成为阻止0频率，并阻止+fs/2及±fs频率的操作。

上述第1复数滤波器303的内部构成为例如示于图7。于该图中，第1复数滤波器303由3个复数延迟器41、42、43；和4个复数计算器44、45、46、47及复数加法器48所构成。复数延迟器41～43依取样时钟频率2fs而延迟复数基频信号。复数计算器44～47则针对复数基频信号和复数分支是数Cim、Cqm(m＝0、1、2、3)进行相当于复数乘算的计算。复数加法器305则取复数计算器44～47的总和，然后输出。举复数分支是数而言，着给与(Ci0、Cq0)＝(1、0)、(Ci1、Cq1)＝(1/2、-1/2)、(Ci2、Cq2)＝(0、-1)、(Ci3、Cq3)＝(-1/2、-1/2)，可实现图5(c)的频率特性。

接着，图4的第2复数滤波器304至少使+fs/4的频率通过而阻止-fs/4频率，以使得其与第1复数滤波器303的输出的-fs/4的频率成分彼此在频率上不会相干涉，其具有阻止成为后段的非线性处理后的±fs/2的频率的折返失真成分的±3fs/4频率的特性，将依该特性而被滤波过的复数基频信号供给至复数加法器305。该滤波操作使得被输入至频率转换部30的复数基频的频率成分之中，+fs/2频率通过，0频率被阻止，-fs/2及±fs频率亦被阻止。例如，第2复数滤波器304具有图7所示的内部构成，举其分支是数，由给与(Ci0、Cq0)＝(1、0)、(Ci1、Cq1)＝(1/2、1/2)、(Ci2、Cq2)＝(0、1)、(Ci3、Cq3)＝(-1/2、1/2)，可实现图5(d)的频率特性。

图4的复数加法器305将由上述的处理所得到的复数基频信号予以复数相加。在此，该复数相加输出成为经频率转换至±fs/4的频率位置的复数基频信号，以使得数码调制波的±fs/2的频率成分和其他频域的频率成分的间彼此不会发生干涉。

接着，回到图2，非线性处理部40的乘法器31、32将图4的频率转换部30的复数相加器305所输出的I信号和Q信号所组成的复数基频信号的上述I信号与Q信号各自予以平方，然后输出。加法器33，相加各个平方后的信号，供给至BPF34。

在上述非线性处理部40的平方和处理，为以前采用的非线性处理方法，将伴随着符号变化的频率成分的0度和180度的相位不确定性和载波频率偏移的影响予以相互抵销。再加上，在本实施方式之中，随着取样频率及时间错移，将在+fs/4位移部301及-fs/4位移部302所产生的频率偏移予以抵销。

于图2中，BPF34抽出由上述非线性处理部40的加法器33而来的相加结果信号之中的±fs/2频率成分，将该抽出的频率成分做为时刻信号，向图1中所示的时刻误差检测器21输出。

图8为表示时刻波形和取样点的关是的波形图。于该图(a)及该图(b)中，其中曲线A表示正确的取样时刻的情形，该图(a)的曲线B表示取样时刻较晚的情形，该图(b)的曲线C则表示取样时刻为较早的情形。时刻误差检测器21例如由X点和Y点的大小，算出φ＝Tan^-1(X/Y)，检测取样点的时刻错移，做为时刻误差信号对回路滤波器22输出。

图17表示时刻误差检测器21的误差函数。于该图中，实线表示时刻信号的输入相位和φ＝Tan^-1(X/Y)的间的关是。由该图可知：当输入相位为0、+π时，存在有0交差点。该输入相位收敛于+π或是-π的点时，便产生拟似同步。为了避免此拟似同步产生，时刻误差检测器21例如具有计数器可计数4个取样以做为拟似同步避免机构，将取样时钟频率2fs的4个取样做为1周期予以解析，输入相位在π/2～π和-π/2～-π的时，使其为以虚线或是一点虚线所表示般的特性。还有做为4个取样中的基准点，在图4所示的频率转换部30的+fs/4位移部301及-fs/4位移部302的内所使用的旋转向量(0～2π)的初期相位全部对齐为0，以该旋转向量为0或是π的时的数据点做为基准点较佳。

还有，做为其他的避免方法，例如，使用BER测定器或是C/N检测器等的信号品质检测机构，在时刻控制回路收敛之后，当信号品质很差的情形，判定为拟似同步，控制速率转换部109的输出信号，也有设定成为将时刻信号位移π或是-π相位的方法。

于图1的时刻控制部110中，回路滤波器22将来自时刻误差检测器21的时刻误差信号予以平滑化，做为时刻控制信号110a向速率转换部109输出。

如上所述，若根据本实施方式的构成，可以取样时钟频率2fs而在不受到载波频率偏移的影响下，做稳定的时刻抽出。

还有，在本实施方式中，将频率转换部30的输入的复数基频信号的+fs/2的频率成分频率转换至+fs/4频率位置，将-fs/2的频率成分频率转换至-fs/4频率位置，但是本发明并不限定于此。例如，以使得频率成分上不产生干涉地，即使将+fs/2频率成分频率转换至-fs/4频率位置，而将-fs/2的频率成分频率转换至+fs/4频率位置(与上述频率配置相反)，也可以得到相同的效果，这是无庸言及的。

(第2实施方式)

接着参照图9及图10针对本发明的第2实施方式加以说明。

本实施方式的全体构成为与图1及图2之中所示的相同，但是频率转换部30的构成则相异。图9为表示本实施方式的频率转换部30的构成的图。还有，于图9之中，与图4相同的部分皆赋与同一符号且省略其说明，在此以相异的部分为中心予以说明。

于图9之中，复数基频信号被输入至只朝向频率增大方向作+fs/2频率位移的+fs/2位移部(第1频率位移机构)306，和相反地只朝向频率减少方向作-fs/2频率位移的-fs/2位移部(第2频率位移机构)307。上述+fs/2位移部306将复数基频信号只位移+fs/2频率，将图3(a)所示的复数基频信号的-fs/2频率成分频率转换至图10(a)所示的0频率的位置，供给至LPF308。另一方面，-fs/2位移部307将复数基频信号只位移-fs/2频率，将复数基频信号的+fs/2频率成分频率转换至图10(b)所示的0频率的位置，供给至LPF309。

LPF308及LPF309为如图10(c)所示，具有使0频率通过，阻止±fs/2及±fs的各频率成分的频率特性的滤波器，将依该特性所滤波过的复数基频信号分别供给至-fs/4位移部(第2频率位移机构)310及+fs/4位移部(第1频率位移机构)311。

上述LPF308及LPF309由于其频率特性相同，所以其构成相同。还有，各个LPF308、309的输入的I信号与Q信号，因为LPF的频率特性为以0频率为中心呈正负对称，所以可作各自、独立而且相同的滤波处理。

另一方面LPF308的滤波操作，以输入至频率转换部30的复数基频信号的频率成分来说，为使-fs/2的频率通过，而阻止0频率、+fs/2及±fs的各频率的操作。另一方的LPF309的滤波操作为，就输入于频率转换部30的复数基频信号的频率成分而言，为使+fs/2的频率通过，而阻止0频率、-fs/2及±fs频率。

还有，于图9中，-fs/4位移部310将0频率成分位移至-fs/4的频率位置，将fs的零点频率(null frequency)成分位移至3fs/4的频率位置，并将fs/2的零点频率成分位移至fs/4的频率位置。另一方面，fs/4位移部311将0频率成分位移至fs/4的频率位置，将-fs的零点频率成分位移至-3fs/4的频率位置，并将-fs/2的零点频率成分位移至-fs/4的频率位置。

复数加法器305则对上述-fs/4位移部310及+fs/4位移部311的输出作复数相加。结果，该复数相加输出被频率转换至±fs/4的频率位置，以使得数码调制波的±fs/2的频率成分和其他频域的频率成分不会产生干涉，成为一种复数基频信号，其由后段的非线性处理，使得成为±fs/4的折返失真成分的±3fs/4被当做零点频率成分。

如上所述，若根据本实施方式，两个LPF308及LPF309具有相同的构成，再加上，各个LPF308、309的I侧和Q侧具有各自、独立且相同的滤波处理构成，所以电路变得简单。其他具体效果则和第1实施方式相同。

还有，同于第1实施方式，即使将频率转换部30的输入的复数基频信号的±fs/2的频率成分频率转换成±fs/4的相反的频率配置，以使得其间不会发生频率成分上的干涉，也可以得到相同的效果，这是无庸言及的。

(第3实施方式)

接着，参照图10及图11，针对本发明的第3实施方式加以说明。

本实施方式的全体构成和图1及图2所示的构成相同，但是频率转换部30的构成则相异。图11表示本实施方式的频率转换部30的构成。还有，于图11之中，与图4和图9相同的部分则赋与同一符号，省略其说明。

于图11之中，复数基频信号输入至BPF(带通滤波机构)312。该BPF312，其通过中心频率为具有±fs/2的频率特性，输入复数基频信号，抽出±fs/2的频率成分，输出至+fs/2位移部306及-fs/2位移部307。

上述+fs/2位移部306将复数基频信号作+fs/2频率位移，将-fs/2的频率成分频率转换至0频率的位置，将+fs/2的频率成分频率转换至fs频率的位置，输出至LPF313。另一方面，-fs/2位移部307将复数基频信号作-fs/2频率位移，将+fs/2的频率成分频率转换至0频率的位置，将-fs/2的频率成分频率转换至-fs频率的位置，输出至LPF314。

LPF313及LPF314如图(d)所示，为具有使0频率通过，而阻止±fs频率的特性的滤波器，将依此特性所滤波过的复数基频信号，分别输出至-fs/4位移部310及+fs/4位移部311。

-fs/4位移部310将0频率成分位移-fs/4的频率位置，将fs的零点频率成分位移至3fs/4的频率位置。另一方面，+fs/4位移部311将0频率成分位移至fs/4的频率位置，将-fs的零点频率成分位移至-3fs/4的频率位置。

复数加法器305将上述-fs/4位移部310及+fs/4位移部311的两个输出作复数相加。结果，该复数相加输出成为一种复数基频信号，其中数码调制波的±fs/2的频率成分被频率转换至±fs/4的频率位置，以使得不会和其他频域的频率成分产生干涉，然后由后段的非线性处理，使得成为±fs/4的折返失真成分的±3fs/4被当做零点频率成分。

如上所述，若根据本实施方式，由BPF312，由于抽出±fs/2的频率成分，故可以事先除去不需要的频率成分，进行更为稳定的时刻抽出。其他具体效果则和第1实施方式相同。

还有，由将两个LPF313、314的频率特性，置换成具有图10(c)的频率特性的LPF308、LPF309，更可以除去取样定理的折返失真成分，更可以进行稳定的时刻抽出，这是无庸言及的。

还有，和第1实施方式相同，即使将频率转换部30的输入的复数基频信号的±fs/2的频率成分频率转换成±fs/4的相反的频率配置，以使得其间不会发生频率成分上的干涉，也可以得到相同的效果，这是无庸言及的。

(第4实施方式)

接着，参照图12及图13，针对本发明的第4实施方式加以说明。

本实施方式的全体构成和图1所示者相同，但是和图2的时刻抽出部20的构成不同。图12表示本实施方式的时刻抽出部20的构成。

于图12中，时刻抽出部20就其输出入信号为和已经叙述的第1～第3实施方式是相同的，但是不采用频率转换部30，而使用频率转换部35，并于非线性处理部40’内，在加法器33之后段插入位元位移器(位元位移机构)36和选择器(选择机构)37，这两点是相异的。还有，于图12中，和图2相同的部分皆赋与同一符号，省略其说明。

图13表示频率转换部35的构成。于该图中，频率转换部35和图1所示的频率转换部30的构成有若干相异的处。于图13中，和图11相同的部分赋与同一符号来表示，在此针对相异的部分加以说明。

于图13中，第1数值运算器(数值运算机构)315在由LPF313所供给的复数基频信号上，在由I轴及Q轴所构成的复数平面上，对于取(I、Q)＝(1、0)、(1/2、-1/2)、(0、-1)、(-1/2、-1/2)、(-1、0)、(-1/2、1/2)、(0、1)、(1/2、1/2)的I信号与Q信号依次反覆复数乘算的数值，更只对于I值及Q值的1/2的部分乘上2的值，再予以复数乘算。换种说法，于复数平面上，将取(I、Q)＝(1、0)、(1、-1)、(0、-1)、(-1、-1)、(-1、0)、(-1、1)、(0、1)、(1、1)的I信号与Q信号予以依次反覆地复数乘算。

另一方面，第2数值运算器(数值运算机构)316在由LPF314所供给的复数基频信号上，在由I轴及Q轴所构成的复数平面上，其和对于取(I、Q)＝(1、0)、(1/2、1/2)、(0、1)、(-1/2、1/2)、(-1、0)、(-1/2、-1/2)、(0、-1)、(1/2、-1/2)的I信号与Q信号依次反覆复数乘算的方法不同，使用只对于I值及Q值的1/2的部分乘上2的值。换种说法，于复数平面上，将取(I、Q)＝(1、0)、(1、1)、(0、1)、(-1、1)、(-1、0)、(-1、-1)、(0、-1)、(1、-1)的I信号与Q信号予以依次反覆地复数乘算。

图13的控制信号产生器317是为了配合于上述第1数值运算器315及第2数值运算器316乘上2倍的计算时刻而使用。例如，当控制信号产生器317以A(n)做为第1数值运算器315的第n取样时所乘算的值，以B(n)做为第2数值运算器316的第n取样时所乘算的值，则A(n)＝(1、0)、A(n+1)＝(1、-1)、A(n+2)＝(0、-1)、A(n+3)＝(-1、-1)、A(n+4)＝(-1、0)、A(n+5)＝(-1、1)、A(n+6)＝(0、1)、A(n+7)＝(1、1)、B(n)＝(1、0)、B(n+1)＝(1、1)、B(n+2)＝(0、1)、B(n+3)＝(-1、1)、B(n+4)＝(-1、0)、B(n+5)＝(-1、-1)、B(n+6)＝(0、-1)、B(n+7)＝(1、-1)。

上述数值和复数基频信号的复数乘算，不使用复数乘算，而可利用选择器、符号反转、加法器等来实现。

经过乘2倍的值若是再平方的话，便成为2。换种说法，将在频率转换部35经2倍的信号予以平方处理之后，再乘以1/2倍的话，就变回原来的信号。由此事实来看如图12所示，于非线性处理部40’在平方处理之后，将信号利用位元位移器36予以乘以1/2倍，根据控制信号产生器317的时刻，对于位元位移器36的输出和加法器33的输出，在2倍信号的时刻，选择位元位移器36的输出信号，在其他信号的时刻则选择加法器33的输出，此可以得到和图2所示的时刻抽出部20相同的输出。

如上所述，若根据本实施方式，由采取根据控制信号选择在平方计算之后再乘以1/2倍的信号和通常值的输出信号的构成，只利用加法器33、位元位移器36及选择器37便能实现复数乘算器所进行的计算，故可以减小电路规模。

其他具体效果和第1实施方式相同。还有和第1实施方式相同，即使将频率转换部35的输入的复数基频信号的±fs/2的频率成分频率转换成±fs/4的相反的频率配置，以使得其间不会发生频率成分上的干涉，也可以得到相同的效果，这是无庸言及的。

(第5实施方式)

接着，参照图14及图15针对本发明的第5实施方式加以说明。

本实施方式的全体构成和图1所示者相同，但图2的时刻抽出部20的构成则相异。图14表示本实施方式的时刻抽出部20的构成。

于图14中，时刻抽出部20和先前所示的第1实施方式的图2在输入信号上相同，但不采用频率转换部30而使用频率转换部38，及不采用图12的BPF34而使用通过中心频率为±fs/4的频率特性的BPF39，这两点是为相异。还有于图14中，和图2相同的部分皆赋与同一符号，省略其说明。

图15表示上述频率转换部38的构成。该频率转换部38，不采用图11中所示的频率转换部30的-fs/4位移部310，而使用-fs/8位移部318，且不采用+fs/4位移部311，而使用+fs/8位移部319，这两点是为相异。于图15中，和图11相同的部分，赋与同一符号，在此针对相异的部分加以说明。

于图15中，-fs/8位移部318将伴随着位于0频率位置的符号的改变而产生的频率成分位移至-fs/8的频率位置。另一方面，+fs/8位移部319将伴随着位于0频率位置的符号的改变而产生的频率成分位移至fs/8的频率位置。

复数加法器305将上述-fs/8位移部318和上述+fs/8位移部319的两个输出作复数相加，在±fs/8的频率成分不产生干涉的下，由后段的非线性处理，输出复数基频信号，其将成为±fs/4的折返失真成分的±7fs/8当做是零点频率成分。

还有，于图14中，两个乘法器31、32将由上述频率转换部38的复数加法器305所供给的I信号与Q信号所构成的复数基频信号的上述I信号与Q信号分别同时予以平方，加法器33则将上述各平方后的信号予以相加，进行非线性处理。由该非线性处理，输入信号的±fs/8的频率成分，被频率转换至0频率和±fs/4的频率位置。BPF39则抽出此±fs/4的频率成分，做为时刻信号而输出。

图16表示表示时刻信号和取样间隔的间的关是的波形。上述第1～第4实施方式之中，于图8相对于1周期的正弦波以4个取样来表现，但是如图16所示，相对于1周期的正弦波以8个取样点来表现。因此，例如，着将图中黑色圆形记号的信号予以间隔移除后的1取样数据间除信号做为时刻信号而输出，此，后段的时刻误差检测器22及回路滤波器22便使用此经间除的的时刻信号来运转，故可以减小单位时间的运算量。

如上所述，若根据本实施方式，亦可间除BPF39的输出数据，因而可减小后段的时刻误差检测器22及回路滤波器23的单位时间的运算量。其他具体效果和第1实施方式相同。

还有，和第1实施方式相同，即使将频率转换部38的输入的复数基频信号的±fs/2的频率成分频率转换成±fs/8的相反的频率配置，以使得其间不会发生频率成分上的干涉，也可以得到相同的效果，这是无庸言及的。

还有，在本实施方式之中，是表示将输入至时刻抽出部20的复数基频信号的±fs/2的频率转换至±fs/8，在非线性抽出处理后，抽出±fs/4频率成分的例子，但是本发明并不仅限于此，即使由频率转换为±fs/2M(M为3以上的整数)，在非线性处理后，抽出±fs/M的频率，也可以得到与第1实施例同等的效果，这是无庸言及的。还有，使用整数值M并非必要条件，主要的重点在于，将复数基频信号所含有的±fs/2的频率成分，予以频率转换至频率位置fm(0＜|fm|＜fs/2)，使得该±fs/2的频率成分不会和其他的频率成分产生干涉即可。

再加上，将频率转换至±fs/(2²×L)，在非线性处理后，抽出±fs/(2×L)(L为3以上的整数)，将每L次中1次的数据向时刻误差检测器22输出，此，更可以减小后段的时刻误差检测器22及回路滤波器23的运算量。

(第6实施方式)

接着，参照图18针对本发明的第6实施方式加以说明。

图18表示含有本发明的时刻抽出装置的解调装置的其他的构成例。该图的解调装置和图1的解调装置相异，其不采用图1的速率转换部109，而使用DA转换器115及电压控制时钟振荡器116，由形成AD转换器107及108、时刻控制部110、DA转换器115和电压控制时钟振荡器116所构成的反馈回路，其可进行时刻控制。

针对图18的解调装置，就与图1相异的部分加以简单地说明的话，AD转换器107、108以由电压控制时钟振荡器116所供应的符号传输率fs的2倍的时脉来取样，将复数基频信号从模拟值转换为数码值。

时刻控制部110则输入上述复数基频信号，于时刻抽出部20抽出时刻，于时刻误差检测器21中检测在AD转换器107、108所产生的取样时刻的误差，于回路滤波器22将时刻的误差予以平滑化，做为时刻控制信号而输出。DA转换器115则将由上述回路滤波器22而来的时刻控制信号从数码信号转换为模拟信号。电压控制时钟振荡器116具有可依照电压值控制时钟振荡频率的构成，将来自上述DA转换器的时刻控制信号做为电压值而输入，将该时刻控制信号呈稳定频率的时脉供给至AD转换器107、108。

综上所述，以希望的取样时刻来操作成为可能，可实现稳定的解调动作。

—产业上的利用可能性—

如以上说明，根据本发明的时刻抽出装置及方法，在从数码调制信号抽出符号的判定时刻成分的际，即使将取样频率定为符号传输率fs的2倍，也可以在与折返失真成分的间不产生干涉下，不受到载波频率偏移的影响下，做时刻成分的抽出，所以适用于数码卫星TV播放及数码有线TV播放等所使用的数码调制方式的解调等用途上，非常实用。

Claims (16)

1.一种时刻抽出装置，是从符号传输率为fs的数码调制信号，抽出该符号的判时刻刻成分的时刻抽出装置，其特征为：

包括：

频率转换机构，将由上述数码调制信号所得到的I信号与Q信号所构成的复数基频信号所含有的上述fs的1/2值的正与负的频率成分，频率转换至频率位置为fm(0＜|fm|＜fs/2)；

非线性处理机构，将上述频率转换机构所转换后的I信号与Q信号至少分别予以平方；及

频率抽出机构，从上述非线性处理机构的输出信号，抽出上述频率位置fm的2倍的频率成分做为时刻信号。

2.根据权利要求1所述的时刻抽出装置，其特征为：

上述频率位置fm满足：|fm|＝fs/2M的关系(M为2以上的整数)。

3.根据权利要求2所述的时刻抽出装置，其特征为：

当M＝2时，上述频率位置fm满足：|fm|＝fs/4的关系。

4.根据权利要求2所述的时刻抽出装置，其特征为：

当M＝4时，上述频率位置fm满足：|fm|＝fs/8的关系。

5.根据权利要求1或2所述的时刻抽出装置，其特征为：

上述频率转换机构，包括

从上述复数基频信号之中事先除去对于上述非线性处理机构的输出信号所含有的上述频率位置fm的2倍的频率成分中成为折返失真成分的频率成分的滤波机构。

6.根据权利要求1所述的时刻抽出装置，其特征为：

上述频率转换机构，包括：

第1频率位移机构，将上述复数基频信号朝频率增大方向作频率位移；及

第2频率位移机构，相反地将上述基频信号朝频率减少方向作频率位移。

7.根据权利要求1、2或6所述的时刻抽出装置，其特征为：

上述频率转换机构，包括：

将上述复数基频信号朝频率增大方向及朝频率减少方向只频率位移上述fs/2频率的频率位移机构。

8.根据权利要求1所述的时刻抽出装置，其特征为：

上述频率转换机构，包括：

抽出上述复数基频信号所含有的上述fs的1/2值的正与负的频率成分的带通滤波机构。

9.根据权利要求3所述的时刻抽出装置，其特征为：

上述频率转换机构，包括：

对于做为频率转换至上述频率位置fm的上述fs的1/2值的正与负的频率成分的值，在每2次的取样时，计算真值的 倍值的数值运算机构。

10.根据权利要求9所述的时刻抽出装置，其特征为：

上述非线性处理机构，包括：

将经由上述频率转换机构所转换后的I信号与Q信号各自予以平方的两个乘法机构；

将上述乘法机构所平方了的I信号与Q信号各自予以相加的加法器；

将上述加法器的输出乘以1/2倍的位元位移机构；及

选择上述加法器的输出和上述位元位移机构输出的任何一个的选择机构。

11.根据权利要求1或2所述的时刻抽出装置，其特征为：

上述频率抽出机构，

当上述频率位置fm满足：|fm|＝fs/(2²×L)(L为1以上的整数)的关系时，以每L次中1次的比例输出上述时刻信号。

12.根据权利要求6所述的时刻抽出装置，其特征为：

上述第1及第2频率位移机构，包括：

将存在于上述频率位置fm的干涉成分予以事先除去的滤波机构。

13.根据权利要求6所述的时刻抽出装置，其特征为：

上述频率转换机构，将上述第1及第2频率位移机构的输出予以复数相加。

14.一种时刻抽出方法，为从符号传输率为fs的数码调制信号，抽出该符号的判时刻刻成分的时刻抽出方法，其特征为：

包括：

将由上述数码调制信号所得到的I信号与Q信号所构成的复数基频信号所含有的上述fs的1/2值的正与负的频率成分，予以频率转换至频率位置fm(0＜|fm|＜fs/2)；

将上述经频率转换过后的I信号与Q信号分别予以至少平方；

将上述经过平方的I信号与Q信号予以相加；

然后，从上述相加后的信号，抽出上述频率位置fm的2倍的频率成分做为时刻信号。

15.根据权利要求14所述的时刻抽出方法，其中，

上述频率位置fm满足：|fm|＝fs/2M的关系(M为2以上的整数)。

16.一种解调装置，其特征为：

包括：

接收数码调制信号的天线，

正交检波上述天线所接收的数码调制信号，得到由I信号与Q信号所构成的复数基频信号的准同步检波机构，

将上述准同步检波机构所得到的复数基频信号由模拟值转换为数码值的AD转换机构，及

上述权利要求1所述的时刻抽出装置；且

根据来自上述时刻抽出装置的时刻信号，将由上述AD转换机构所得到的数码值的复数基频信号，以2fs的取样频率来取作解调信号。

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