CN1627742A - 解调装置和方法、解调装置的集成电路 - Google Patents

Abstract

OFDM调制装置接收由OFDM符号组成的信号，每个OFDM符号都由一个有效符号和一个保护间隔组成，通过使该接收信号延迟K个有效符号周期产生K个延迟信号，通过将全部K个延迟信号加在一起产生一个信号，产生表示所接收的信号与相加得到的信号之间的相关性的第1相关信号，根据K个有效符号周期与用于指示保护间隔周期的L个分数的K×L个组合，从第1相关信号产生K×L个第2相关信号，检测在K×L个第2相关信号中指示最大相关水平的信号，和按照检测出的第2相关信号检测所接收的信号的有效符号和保护间隔的周期。

Description

解调装置和方法、解调装置的集成电路

技术领域

本发明涉及用OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMutiplexing(正交频分多路复用))方法的解调装置，该方法用于日本等国的地面数字广播等中，特别是涉及自动检测传输模式的技术。

背景技术

现在，作为数字调制方法的一种的OFDM方法用作日本的地面数字广播(ISDB-T：Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial transmission(集成服务数字广播-地面传输)----请见非专利文件1)中和欧洲的地面数字广播(DVD-T：Digital VideoBroadcasting-Terrestrial transmission(数字视频广播-地面传输))中的传输方法。OFDM方法，因为它在频率的使用方面优异，所以是一种适合于高速数据通信的传输方法。

又，在OFDM方法中，加入一种称为冗余信号的保护间隔信号，以便防止通信失效，诸如在实际通信系统中发生的多路径。

OFDM信号的传输符号是由有效符号和保护间隔组成的。在日本的地面数字广播的传输方法中，保护间隔在有效符号前面，具有有效符号的后面部分的复制件。

利用这样的数据结构，如果反射波的延迟时间在保护间隔的范围内，则可以通过实施某种处理完全对有效符号进行解调。

然而，因为保护间隔是作为传输信号主体的有效符号的一部分的复制件，所以信号传输效率降低了。

因此，对于信号传输，考虑到一些因素，诸如对于预期的传输路径的多路径延迟的量和传输效率，从多种可用传输模式中选择一种最佳的传输模式。这里，可用的传输模式与多个传输符号周期一一对应，即与有效符号周期和保护间隔周期的组合一一对应。

用于接收以这样一种方式传输的信号的OFDM解调装置需要识别信号传输的传输模式，正确地对所接收的信号的有效符号进行解调。

如果预定了传输模式，则OFDM解调装置能够识别传输模式。然而，为了方便起见，希望解调装置能够处理许多随地区和时间改变的不同的传输模式。

要求这种解调装置具有自动高速检测所接收的信号的传输模式的功能。

为了自动检测传输模式常规地提出了下列2种技术。

一种技术提出串联型检测方法，其中对于所接收信号逐一地检查全部可用的传输模式。另一种技术提出并联型检测方法，为此并联地提供与可用的传输模式对应的多个判断电路(请参见专利文件1)。

串联型检测方法具有电路尺寸小的优点，但是具有检测传输模式需要长时间的缺点。并联型检测方法具有电路尺寸大的缺点，但是具有检测传输模式只需要短时间的优点。

[专利文件1]：日本专利公布号No.2863747

[非专利文件1]：标准“Transmission Method for TerrestrialDigital Broadcasting(用于地面数字广播的传输方法)”ARIBSTD-B31

发明内容

因此，本发明的目的是提供一种OFDM解调装置，该解调装置具有几乎与串联型检测方法的电路尺寸同样小的电路尺寸，并且具有并联型检测方法的短的检测时间。

上述目的可以用一种解调装置来实现，该解调装置对由多个OFDM符号组成的信号进行解调，其中每个OFDM符号都由一个有效符号和一个保护间隔组成，保护间隔的周期是有效符号周期的一个分数，包含：信号接收单元，可以接收其有效符号具有K个周期中的1个且保护间隔的周期是有效符号周期的L个分数中的1个的信号，其中K和L每一个都是给定的自然数；第1相关单元，可以根据K个有效符号周期，从所接收的信号产生第1相关信号；第2相关单元，可以根据K个有效符号周期与L个分数的K×L个组合，从第1相关信号产生K×L个第2相关信号；检测单元，可以检测在K×L个第2相关信号中指示最大相关水平的信号，和按照检测出的第2相关信号检测该所接收的信号的有效符号和保护间隔的周期；以及解调单元，可以按照由检测单元检测的有效符号和保护间隔的周期对该所接收的信号进行解调。

上述目的也可以用一种解调装置来实现，该解调装置对由多个OFDM符号组成的信号进行解调，其中每个OFDM符号都由一个有效符号和一个保护间隔组成，保护间隔的周期是有效符号用期的一个分数，包含：信号接收单元，可以接收其有效符号具有K个周期中的1个且保护间隔的周期是有效符号周期的L个分数中的1个的信号，其中K和L每一个都是给定的自然数；第1相关单元，可以根据有效符号的K个周期，从所接收的信号产生第1相关信号；积分信号产生单元，可以通过对包含在第1相关信号的预定周期中的每一周期进行积分产生积分信号，每一周期都等于保护间隔的K×L个周期中的最短周期；测量单元，可以测量当积分信号第1次超过预定的阈值的时间与当积分信号第2次超过预定的阈值的时间之间的期间；检测单元，可以按照该测得的期间检测该所接收的信号的有效符号和保护间隔的周期；以及解调单元，可以按照由检测单元检测的有效符号和保护间隔的周期对该所接收的信号进行解调。

在上述解调装置中，第1相关单元可以通过使该所接收的信号分别延迟有效符号的K个周期产生K个不同的延迟信号，通过将全部K个所产生的延迟信号加在一起产生一个相加信号，且产生表示该所接收的信号与相加信号之间的相关性的第1相关信号。

在上述解调装置中，第1相关单元可以通过使该所接收的信号分别延迟有效符号的K个周期产生K个不同的延迟信号，产生分别表示该所接收的信号与K个延迟信号之间的相关性的K个相关信号，且通过将K个相关信号加在一起产生第1相关信号。

利用上述的通过将全部延迟信号加在一起产生一个信号的结构，解调装置只需要一个用于产生相关信号的电路。

这能够使解调装置的电路尺寸减小。

在上述解调装置中，第2相关单元分别通过在预定周期中对第1相关信号进行累加，每一周期都等于保护间隔的K×L个周期中的最短周期，产生积分信号，通过使积分信号分别延迟OFDM符号的K×L个周期产生K×L个延迟信号，该OFDM符号的K×L个周期是通过将有效符号的K个周期和L个分数组合在一起产生的，且通过分别计算该所接收的信号与K×L个延迟信号之间的相关性产生K×L个第2相关信号。

利用上述的用于对第1相关信号进行积分的结构，解调装置只需要一个用于进行积分的电路。

也就是说，本发明的解调装置不需要具有多个延迟/相关性计算单元和与可用传输模式一样多的积分单元。这能够使解调装置的电路尺寸大幅度地减小。

在上述解调装置中，检测单元可以包含：功率计算子单元，可以计算K×L个第2相关信号的功率的值；以及权重分配子单元，可以向K×L个第2相关信号的功率的计算值分配权重，其中，检测单元将由权重分配子单元分配权重后具有最大功率值的第2相关信号看作在K×L个第2相关信号中指示最大相关水平的相关信号。

在上述解调装置中，在权重分配子单元中，当K×L个第2相关信号的功率的计算值被表示为In00、In10、........In(K-1)(L-1)，由权重分配子单元分配权重后的功率值被表示为Out00、Out01、........Out(K-1)(L-1)，及1个给定的常数被表示为αi时，由权重分配子单元分配权重后的功率值由公式1定义：

公式1

${\mathrm{Out}}_{\mathrm{ij}}={\mathrm{\α}}_i\underset{n=i}{\overset{i-1}{\mathrm{\Σ}}}I{n}_{\mathrm{nj}}.$

利用上述结构，本发明的解调装置不需要具有与可用传输模式一样多的积分单元和频谱强调滤波器，而它们在常规技术中是需要的。这能够使解调装置的电路尺寸大幅度地减小。

更具体地说，常规的传输模式检测方法具有电路尺寸大的问题，因为该方法需要与可用的有效符号周期的数目一样多的延迟/相关性计算单元和与可用传输模式的数目一样多的积分单元、功率计算单元、频谱强调滤波器和最大值检测单元。特别是，一般用存储器构建延迟/相关性计算单元、积分单元和频谱强调滤波器，这些单元的电路成为电路尺寸大的一个主要因素。

本发明的解调装置不需要具有多个延迟/相关性计算单元和与可用传输模式一样多的积分单元和频谱强调滤波器，而它们在常规技术中是需要的。这能够使解调装置的电路尺寸大幅度地减小。

本发明的这些和其它的目的、优点和特点将从结合附图的下列描述中变得很清楚，这些附图说明了本发明的具体实施例。

附图说明

图1是表示本发明的解调装置的结构的功能方框图。

图2是表示采用ISDB-T方法的常规的传输模式检测单元200的结构的功能方框图。

图3A-3E表示传输模式自动检测处理的概要，图3A-3E分别表示已经按说明的顺序经过处理的信号。

图4是表示在本发明的实施例中解调装置360的传输模式检测单元330的结构的功能方框图。

图5A-5C表示如何产生从第1相关性计算子单元140输出的信号。图5A表示作为输入信号的OFDM信号的结构。图5B表示从第1延迟处理子单元130输出的信号。图5C表示从第1相关性计算子单元140输出的信号。

图6是表示周期检测子单元160的结构的功能方框图，在本发明的实施例中该周期检测子单元160包含在传输模式检测单元330中。

图7A-7D表示如何由第2相关性计算子单元610产生信号。图7A表示从第1相关性计算子单元140输出的信号。图7B表示当积分子单元410在Tm0g0的周期中对图7A中所示的信号进行积分时得到的波形。图7C表示从第2延迟处理子单元420输出的信号。图7D表示从第2相关性计算子单元610输出的信号。

图8是表示相关性检测子单元450的结构的方框图。

图9是表示权重计算下级单元540的结构的方框图。

图10A-10D表示对已经在模式1中传输的输入信号进行的功率计算的结果。

图11A-11D表示对已经在模式2中传输的输入信号进行的功率计算的结果。

图12A-12D表示对已经在模式3中传输的输入信号进行的功率计算的结果。

图13A-13D表示对已经在模式1中传输的输入信号进行的权重分配计算处理的结果。

图14A-14D表示对已经在模式2中传输的输入信号进行的权重分配计算处理的结果。

图15A-15D表示对已经在模式3中传输的输入信号进行的权重分配计算处理的结果。

图16表示传输模式检测单元330的变例的结构。

图17是表示周期检测子单元160的变例的结构的方框图。

图18是表示周期检测子单元160的变例的结构的方框图。

图19是表示传输模式检测单元的变例的结构的方框图。

图20是表示传输模式检测单元的变例的结构的方框图。

图21表示传输模式、有效符号周期与保护间隔周期之间的对应关系。

具体实施方式

<概要>

本发明的解调装置的目的是通过除去使电路尺寸大的主要因素，即通过减少使用存储器的电路元件的数目来减少电路尺寸。

为此，本发明用多个可用的传输模式与作为保护间隔周期和有效符号周期组合的OFDM符号周期一一对应的特性来检测传输模式。

下面通过本发明的一个实施例说明本发明的解调装置。

在本实施例中假定用ISDB-T方法传输OFDM信号，并将本发明的解调装置装载到电视接收机中。

<结构>

图1是表示本发明的解调装置的结构的功能方框图。

如图1所示，解调装置360包含A/D(模拟-数字)变换单元310、正交解调单元320、传输模式检测单元330、OFDM解调单元340和纠错单元350。

包含解调装置360的电视接收机也包含接收装置305、解码器370、显示装置380和声频输出装置390。

接收装置305通过地面数字广播来接收信号，通过对所接收的信号实施某些必要的处理将所接收的信号变换成OFDM(OrthogonalFrequency Division Mutiplexing(正交频分多路复用))信号，并将OFDM信号输出到解调装置360。

在从接收装置305接收OFDM信号的解调装置360中，首先，A/D变换单元310将所接收的OFDM信号变换成数字信号，并将数字信号输出到正交解调单元320。

正交解调单元320当从A/D变换单元310接收数字信号时，通过对数字信号实施正交解调将其变换成基带信号，并将基带信号输出到传输模式检测单元330和OFDM解调单元340。

传输模式检测单元330根据从正交解调单元320接收到的基带信号来检测所接收的OFDM信号是在哪种模式中传输的。

传输模式检测单元330将从检测得到的传输模式通知OFDM解调单元340和纠错单元350。

OFDM解调单元340从传输模式检测单元330接收传输模式，根据该传输模式对从正交解调单元320接收到的基带信号进行解调，并将经过解调的基带信号输出到纠错单元350。

纠错单元350从传输模式检测单元330接收传输模式，根据该传输模式对从OFDM解调单元340接收到的经过解调的基带信号的错误进行纠正，并输出从该纠错得到的MPEG-TS(Moving Picture ExpertsGroup-Transport Stream(运动图像专家组-运输流))信号。

解码器370从纠错单元350，即从解调装置360接收MPEG-TS信号，通过对所接收的MPEG-TS信号进行解码产生视频和声频信号，并将该视频和声频信号输出到显示装置380和声频输出装置390。

显示装置380和声频输出装置390从解码器370接收到的视频和声频信号再生视频和声频。

现在，将详细地描述表示本发明的解调装置的特征的传输模式检测单元330。

用常规的、并联型的传输模式检测单元首先说明OFDM信号的传输符号，然后说明传输模式检测的基本原理。这是因为本发明的传输模式检测是根据与常规的传输模式相同的基本原理进行的。

接着说明本发明的传输模式检测单元，然后对常规的和本发明的传输模式检测单元进行比较。

<1.OFDM信号的传输符号>

首先，作为一个例子参照图2和3A用ISDB-T方法说明OFDM信号的传输符号。

每个传输符号都由有效符号和保护间隔组成，如图3A所示。

保护间隔在有效符号前面，具有有效符号的一部分的复制件(在ISDB-T方法中，是它的后面部分)。

在ISDB-T方法中，能够从图21所示的组合选择有效符号周期与保护间隔周期的任何组合，作为表示传输模式的传输符号周期。

在ISDB-T方法中，例如，“模型1/16”表示作为有效符号周期“Tm₀＝2048”与保护间隔周期“Tm₀g₁＝128”的组合的传输模式。

图21表示传输模式、有效符号周期与保护间隔周期之间的对应关系，其中，用取样时间单位表示数值，在ISDB-T方法中每个取样时间都约为0.123μs。将保护间隔周期表示为有效符号周期的分数(在本例中，有4类保护间隔周期：1/32、1/16、1/8、1/4)。

发送机能够将传输模式设置在任何可用的传输模式上。在接收机，即OFDM解调装置中，分别由OFDM解调单元340和纠错单元350根据传输模式实施解调处理和纠错处理。因此，接收机需要在实施处理前识别传输模式。为此，或者预先从外面在接收机中设置与发送机对应的传输模式，或者接收机自动地从所接收的信号检测传输模式。

当预先从外面在接收机中设置与发送机对应的传输模式时，接收机需要配备用于存储发送机与传输模式之间的关系的装置。又，因为可以在任何时间改变传输模式，所以必要时需要更新传输模式的信息。另一方面，如果接收机能够自动地从所接收的信号检测传输模式，就不需要这种装置和更新，能够使接收机总是在最佳传输模式接收信号。因此，据认为后一种方法对于改善OFDM解调装置的有用性是必不可少的。

<2.传输模式检测的基本原理>

图2是表示采用ISDB-T方法的常规的传输模式检测单元200的结构的功能方框图。在图2中，“Tm0”-“Tm2”表示有效符号周期，“Tg0”-“Tm3”表示保护间隔周期(请参见图21)。

图3A-3E表示传输模式自动检测处理的概要。图3A-3E分别表示已经按说明的顺序经过处理的信号。

现如下概述传输模式自动检测处理。

如前所述的那样，OFDM信号的每个传输符号都由一个有效符号和一个保护间隔组成，保护间隔具有有效符号的一部分的复制件(在ISDB-T方法中，是它的后面部分)。其结果是，在原来的OFDM信号与通过使原来的OFDM信号延迟有效符号周期所产生的信号之间观察到强烈的相关性。这是因为延迟信号的保护间隔等于原来的OFDM信号的有效符号的后面部分的缘故。

为了利用该相关性，首先，计算输入OFDM信号与通过使输入OFDM信号延迟有效符号周期所产生的信号之间的相关性(请参见图3B和3C)。

计算结果表示在延迟信号的保护间隔，与输入OFDM信号有强烈相关性。

接着，用构成相关性计算结果的每个周期对相关性计算结果进行积分，每个周期具有预定的周期。如果用于积分的周期等于由发送机设置的保护间隔周期，则在积分信号中周期性地观察到三角波形，它的峰值与通过对使保护间隔重叠的周期进行积分而得到的值对应(请参见图3D)。

为了强调该波形，对每个传输符号周期(有效符号周期+保护间隔周期)累加积分信号(请参见图3E)。将该处理称为频谱强调滤波器或符号滤波器。

从上述描述可知，只要有效符号的延迟周期、积分周期和符号滤波器累加周期与有效符号周期、保护间隔周期和由发送机设定的传输模式的OFDM符号周期匹配，则在来自符号滤波器的输出中用期性地观察到高值。

接收机使符号滤波器用所接收的信号输出具有可能的传输模式的多个结果，并确定与具有最大值的结果对应的传输模式，作为所接收的信号的传输模式。

这里，将说明常规的传输模式检测单元200。

常规的传输模式检测单元200包含输入端210、输出端215、延迟/相关性计算子单元220-222、相关波形计算子单元240-242和比较检测子单元290。

输入端210接收已经经历A/D变换和正交解调的OFDM信号。输入OFDM信号(请参见图3A)，即输入信号，分支进入延迟/相关性计算子单元220-222。

延迟/相关性计算子单元220-222使分支后的输入信号延迟有效符号周期(Tm0、Tm1、Tm2)，计算延迟信号(请参见图3B)与分支后的输入信号之间的相关性，并分别输出相关信号(请参见图3C)。

延迟/相关性计算子单元220通过使输入信号延迟有效符号周期Tm0(＝2048)产生延迟信号，且通过计算延迟信号与输入信号之间的相关性产生相关信号。延迟/相关性计算子单元221和222相似地进行工作。

相关波形计算子单元240从延迟/相关性计算子单元220接收与有效符号周期Tm0对应的相关信号，用有效符号周期Tm0对于每个保护间隔周期(Tm0g0-Tm0g3)计算相关波形，并得到对于每个相关波形的最大值。

相关波形计算子单元240包含积分下级单元250-253、功率计算下级单元260-263、频谱强调滤波器270-273和最大值检测下级单元280-283。

积分下级单元250-253分别通过用保护间隔周期(Tg0-Tg3)实施积分产生积分信号(请参见图3D)，并输出该积分信号。

功率计算下级单元260-263分别通过计算从积分下级单元250-253输出的积分信号的功率产生功率信号，并输出该功率信号。功率信号是绝对值求和信号。

频谱强调滤波器270-273通过分别用传输符号周期(Tm0+Tm0Tg0、Tm0+Tm0Tg1、Tm0+Tm0Tg2、Tm0+Tm0Tg3)强调从功率计算下级单元260-263输出的功率信号产生频谱强调信号(请参见图3E)，并输出该频谱强调信号。

这些滤波器的通过/强调频带分别为：

频谱强调滤波器270＝1/(Tm0+Tm0Tg0)T；

频谱强调滤波器271＝1/(Tm0+Tm0Tg1)T；

频谱强调滤波器272＝1/(Tm0+Tm0Tg2)T；和

频谱强调滤波器273＝1/(Tm0+Tm0Tg3)T，以及它们的谐波分量。

需要时，与设置观察周期有关地，对频谱强调滤波器270-273进行复位。

最大值检测下级单元280-283分别从频谱强调滤波器270-273接收频谱强调信号，从所接收的频谱强调信号检测最大值，并保持该最大值。

相关波形计算子单元241从延迟/相关性计算子单元221接收与有效符号周期Tm1对应的相关信号，用有效符号周期Tm1对于每个保护间隔周期(Tm1g0-Tm1g3)计算相关波形，并得到对于每个相关波形的最大值。相关波形计算子单元241具有与相关波形计算子单元240相同的结构。

相关波形计算子单元242从延迟/相关性计算子单元222接收与有效符号周期Tm2对应的相关信号，用有效符号周期Tm2对于每个保护间隔周期(Tm2g0-Tm2g3)计算相关波形，并得到对于每个相关波形的最大值。相关波形计算子单元242具有与相关波形计算子单元240相同的结构。

比较检测子单元290在从对于由相关波形计算子单元240-242输出的12类相关波形周期的12个最大值中，检测具有最大功率的最大值，检测与检测到的最大值对应的传输模式，并通过输出端215输出检测到的传输模式作为所接收的信号的传输模式。

<3.本发明的传输模式检测单元>

图4是表示在本发明的本实施例中解调装置360的传输模式检测单元330的结构的功能方框图。

如图4所示，传输模式检测单元330包含输入端110、输出端120、第1延迟处理子单元130、第1相关性计算子单元140、加法子单元150和周期检测子单元160。

假定本发明的解调装置360接收在从“K×L”种(这里，K和L每一个都是给定的自然数)的传输模式选出的传输模式中传输的OFDM信号。该传输模式被表示为S_ij(0≤I＜K，0≤j＜L)。

下面将用例子详细地进行说明，其中假定“K”表示有效符号周期类型的数目，并取值“3”，“L”表示用于指示保护间隔周期的分数类型的数目，并取值“4”(请参见图21所示的表)。

输入端110接收已经经历由A/D变换单元310所实施的A/D变换并由正交解调单元320所实施的正交解调的OFDM信号(请参见图1)。输入OFDM信号，即输入信号，分支进入第1延迟处理子单元130和第1相关性计算子单元140。

第1延迟处理子单元130对每个输入信号输出K个信号。分别通过使输入信号延迟K个不同的周期而产生K个输出信号。更具体地说，第1延迟处理子单元130通过使输入信号延迟(Tm0、Tm1、........Tm[K-1])产生K个信号。

例如，周期的K个类型包含“Tm0＝2048”、“Tm1＝4096”和“Tm2＝8192”。

加法子单元150计算从第1延迟处理子单元130输出的全部信号的总和。也就是说，加法子单元150接收来自130的K个延迟信号，并将1个信号输出到第1相关性计算子单元140。

第1相关性计算子单元140计算从输入端110接收到的信号与从加法子单元150接收到的信号之间的相关性。例如，如果输入信号是复数信号，则通过乘以输入信号的复数共轭并从加法子单元150输出的信号得到相关性。

第1相关性计算子单元140将计算得到的相关性值作为信号输出到周期检测子单元160。

周期检测子单元160从第1相关性计算子单元140检测表示高相关性的周期，用该周期检测传输模式，并将该传输模式输出到输出端120。

下面参照图5详细地描述如何变换通过输入端110输入的OFDM信号并从第1相关性计算子单元140输出。

又，现参照图6-15在<3-2.周期检测子单元160的工作>中说明周期检测子单元160如何用从第1相关性计算子单元140输出的信号检测相关周期并检测传输模式。

<3-1.从第1相关性计算子单元140输出的信号>

图5A-5C表示如何产生从第1相关性计算子单元140输出的信号。

图5A表示作为输入信号的OFDM信号的结构。通过输入端110输入OFDM信号。在本例中，假定有效符号周期用“Tm₀”表示，保护间隔周期用“Tm₀g₁”表示。

如在前面<1.OFDM信号的传输符号>中描述的那样，每个OFDM符号都由一个有效符号和一个保护间隔组成，保护间隔具有有效符号的一部分的复制件(在图5所示的例子中，是它的后面部分)。

在图5中，打上对角阴影线的每个区域指示保护间隔或被复制到保护间隔的有效符号的一部分。在打上阴影线的区域中的相同数字指示这些区域具有相同的内容。

图5B表示从第1延迟处理子单元130输出的信号。

在图5所示的例子中，第1延迟处理子单元130输出通过使输入信号延迟3个不同的周期“Tm0＝2048”、“Tm1＝4096”和“Tm2＝8192”所产生的3个信号。

加法子单元150通过将从第1延迟处理子单元130输出的3个延迟信号加在一起产生一个信号，并输出该所产生的信号。

图5C表示从第1相关性计算子单元140输出的信号。

第1相关性计算子单元140计算在输入信号与从加法子单元150输出的信号之间的相关性。

输入信号的有效符号周期为Tm0。因此，除了从第1延迟处理子单元130输出的3个延迟信号外，被延迟Tm0的延迟信号在延迟信号的保护间隔周期具有与输入信号的强烈相关性。又，从加法子单元150输出的、为从第1延迟处理子单元130输出的延迟信号之和的信号，在它的与被延迟Tm0的延迟信号的保护间隔周期对应的周期中具有与输入信号的强烈相关性。

因此，在从第1相关性计算子单元140输出的信号的保护间隔中周期性地观察到与输入信号的强烈相关性，并且循环周期等于传输符号周期(Tm0+Tm0g1)。

如果已经在另一种传输模式中传输了输入信号，则在从第1延迟处理子单元130输出的延迟信号的任何其它一个的保护间隔中应该观察到与输入信号的强烈相关性，如图3B所示。

例如，如果已经在模式2中对于具有保护间隔周期Tm1g1的有效符号周期“Tm1”传输了输入信号，则在从第1延迟处理子单元130输出的延迟信号中的一个的保护间隔中观察到与输入信号的强烈相关性。

因此，从加法子单元150输出的信号的保护间隔中周期性地观察到与输入信号的强烈相关性，并且循环周期等于输入信号的传输符号周期。

所以，可以利用这种特性，并通过观察出现强烈相关性的周期，唯一地判断输入信号的传输模式。

从至此的描述可知，在本发明的本实施例中传输模式检测单元330能够用远比常规的传输模式检测单元200少的元件检测传输模式，常规的传输模式检测单元200对于每个有效符号，包含延迟/相关性计算子单元220-222、积分下级单元250-253等(请参见图2)。

更具体地说，为了产生周期性地表示与输入信号的相关性和指示传输模式的信号，当常规技术需要3个延迟/相关性计算单元和12个积分单元时，本发明只需要1个延迟处理单元、1个相关性计算单元和1个加法单元。

这使得与常规电路结构比较，可以实现减少电路尺寸的目的。

这里，应该注意到，例如，从第1相关性计算子单元140输出的信号具有与从常规技术的250输出的信号不同的波形。本发明采用下列方法检测周期和传输模式。

<3-2.周期检测子单元160的工作>

图6是表示周期检测子单元160的结构的功能方框图，该周期检测子单元160包含在传输模式检测单元330中。

这里，应该注意到本实施例是以采用图21所示的TSDB-T方法为前提进行描述的。然而，具有相同结构的传输模式检测单元能够涉及在图21中没有表示的其它组合。

现参照图6说明周期检测子单元160的结构。

周期检测子单元160包含积分子单元410、第2相关性计算子单元610、第2延迟处理子单元420、累加子单元440、相关性检测子单元450、输入开关子单元620和输出开关子单元630。累加子单元440包含K×L个累加器。

积分子单元410对从第1相关性计算子单元140接收到的信号的预定周期进行积分。

如图5C所示，从第1相关性计算子单元140输出的信号表示在传输符号周期(Tm0+Tm0g1)的周期中与输入信号的相关性。然而，因为该信号是计算输入信号与从加法子单元150输出的信号之间的相关性的结果，它是多个延迟信号之和，所以从第1相关性计算子单元140输出的信号受到被延迟非Tm0的有效符号周期的其它延迟信号的影响。因此，在保护间隔周期中在从第1相关性计算子单元140输出的信号中观察到的相关性非常弱。

因此，提供积分子单元410以强调相关波形。

虽然对于积分子单元410可以将任何周期设置到积分周期中，但是优先地将最短保护间隔周期(在本例中，为Tm0g0)设置到积分周期中。这是因为如果将过大的周期设置到积分周期中，则相关性受到由有效符号周期而不是保护间隔周期延迟的其它延迟信号的干扰，不足以强调其相关性。

将经历积分的信号分支进入第2延迟处理子单元420和第2相关性计算子单元610。

第2延迟处理子单元420接收“经过周期积分”的信号，并输出K×L个信号，它们是通过使输入信号分别延迟K×L个不同的传输符号周期而产生的。

这里，数目K×L等于传输符号周期的类型的数目，如下所示。传输符号周期是将有效符号周期加到保护间隔周期上的结果。因此，传输符号周期的类型的数目是将“K”(有效符号的类型的数目)乘上“L”(用于指示保护间隔周期的分数的类型的数目)的结果。

第2延迟处理子单元420具有K×L个输出端，通过这些输出端，第2延迟处理子单元420输出通过使输入信号分别延迟(Tm0+Tm0Tg0、Tm0+Tm0Tg1、........TmK+TmKTgL)所产生的信号。

更具体地说，在本例中，K×L个周期为12个周期：“Tm0+Tm0Tg0＝2048+64”、“Tm0+Tm0Tg1＝2048+128”、......“Tm2+Tm2Tg3＝8192+2048”(请参见图21)。

输入开关子单元620在第2延迟处理子单元420的输出之间进行切换，以便1次输出1个信号，使得一对一地将信号输出到第2相关性计算子单元610。

输出开关子单元630一次一个地接收从第2相关性计算子单元610输出的信号，并按顺序将所接收的信号输出到累加子单元440的对应的累加器。

第2相关性计算子单元610一次一个地从输入开关子单元620接收K×L个延迟信号，并计算从积分子单元410输出的信号与从第2延迟处理子单元420的K×L个输出端输出的每个延迟信号之间的相关性。

例如，通过将从积分子单元410输出的信号的复数共轭(积分的结果)与从第2延迟处理子单元420输出的延迟信号相乘得到相关性。

累加子单元440接收通过输出开关子单元630从第2相关性计算子单元610输出的信号，并使每个累加器在1个预定的时间周期中实施乘法运算。

这些乘法运算使与输入信号的传输模式对应的值最大化。

将每个累加器实施乘法运算的预定的时间周期设置得足够长，以便输出用于相关性检测子单元450检测传输模式足够的最大化的结果。更具体地说，通过使那些可用的传输模式中的最大的传输符号周期乘以一个适当的数而得到预定的时间周期。

例如，在ISDB-T方法中，“具有保护间隔周期1/4的模式3”为最大的传输符号周期，在本例，为(8192+2048)。这里，最大的传输符号周期的时间周期(符号时间)被表示为(8192+2048)×0.123μs约＝1.26ms。这样，如果该适当的数为32，则每个累加器实施乘法运算的预定的时间周期为1.26ms×32＝40.32ms。因此，在本例中预定的时间周期约为40ms。

从累加子单元440输出信号到相关性检测子单元450。

将在后面参照图8等描述相关性检测子单元450。

这里，将参照图7A-7D说明如何由第2相关性计算子单元610产生K×L个信号。

图7A-7D表示如何由第2相关性计算子单元610产生K×L个信号。

图7A表示从第1相关性计算子单元140输出信号到周期检测子单元160(请参见图5C)。

这里假定图7A表示在具有保护间隔周期1/16的模式1中传输的信号的相关波形。

图7B表示当积分子单元410在具有长度Tm0g0的周期对图7A中所示的信号进行积分时得到的波形。该处理强调相关波形。

图7C表示从第2延迟处理子单元420输出的信号。在本例中，为了方便起见，只有4个信号，它们分别被在模式1的传输模式中的4个传输符号周期延迟。对于其它的传输模式实施类似的处理。

图7D表示从第2相关性计算子单元610输出的信号。

第2延迟处理子单元420通过使信号分别对于相应的传输模式延迟不同的传输符号周期产生延迟信号。从积分产生的并从积分子单元410输出的信号表示在输入信号被传输的传输模式的传输符号周期的周期中与输入信号的强烈相关性。第2相关性计算子单元610计算从积分子单元410输出的经过周期积分的信号与从第2延迟处理子单元420输出的每个延迟信号之间的相关性。所以，从第2相关性计算子单元610输出、并从计算与延迟了输入信号的传输符号周期的延迟信号的相关性而得到的信号在有规则的间隔中表现出强烈的相关性(请参见图7D中对于(模式1 1/16)的信号)，但是从第2相关性计算子单元610输出、并从计算与其它延迟信号的相关性而得到的其它信号表现出弱的相关性(请参见图7D中对于(模式1 1/32)等的信号)。

现在，参照图8-15说明相关性检测子单元450。

图8是表示相关性检测子单元450的结构的方框图。

如图8所示，相关性检测子单元450包含功率计算下级单元530、权重计算下级单元540和最大值检测下级单元550。功率计算下级单元530包含K×L个功率计算器。

功率计算下级单元530计算从累加子单元440输出的每个信号的功率。能够通过计算作为绝对值或绝对值的第n次幂而得到功率。

权重计算下级单元540以预定的方式将权重分配给功率计算下级单元530的输出。

最大值检测下级单元550检测在权重计算下级单元540的这些输出中的最大值，将具有最大值的传输模式检测为输入信号的传输模式，并输出该传输模式。

权重计算下级单元540分配权重的理由如下。

累加子单元440通过在预定的时间周期中使每个累加器乘以来自第2相关性计算子单元610的每个输出，使与输入信号的传输模式对应的值最大化。

然而，例如，具有保护间隔周期1/16的模式2的周期2倍于具有保护间隔周期1/16的模式1的周期。在这种情形中，如果输入信号的传输模式是具有保护间隔周期1/16的模式1，则对于具有保护间隔周期1/16的模式2的乘法运算输出也被最大化。这也可以应用于具有保护间隔周期1/16的模式3。

因此，即便在来自累加子单元440的累加器的输出中进行比较，也不能够检测输入信号的传输模式。

现在，将参照图9-15描述如何分配权重。

图9是表示权重计算下级单元540的结构的方框图。

在权重计算下级单元540中，当输入信号被表示为In00、In10、........In(K-1)(L-1)，输出信号被表示为Out00、Out10、........Out(K-1)(L-1)，及1个给定的常数被表示为αi时，输出信号由下列公式1定义：

公式1

${\mathrm{Out}}_{\mathrm{ij}}={\mathrm{\&alpha;}}_i\underset{n=i}{\overset{i-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}I{n}_{\mathrm{nj}}$

满足公式2。

公式2

例如，当α0＝1、α1＝1.25和α2＝1.5时满足公式2。

在本例中，权重计算下级单元540具有K＝3和L＝4的情形中的结构。

加法器710将来自功率计算下级单元530的输出中的与保护间隔周期1/32对应的全部输出加在一起，即，将对于在具有保护间隔周期1/32的模式1、具有保护间隔周期1/32的模式2和具有保护间隔周期1/32的模式3中传输的输入信号的输出加在一起。

加法器711将来自功率计算下级单元530的输出中的与保护间隔周期1/16对应的全部输出加在一起，即，将对于在具有保护间隔周期1/16的模式1、具有保护间隔周期1/16的模式2和具有保护间隔周期1/16的模式3中传输的输入信号的输出加在一起。

加法器712将来自功率计算下级单元530的输出中的与保护间隔周期1/8对应的全部输出加在一起，即，将对于在具有保护间隔周期1/8的模式1、具有保护间隔周期1/8的模式2和具有保护间隔周期1/8的模式3中传输的输入信号的输出加在一起。

加法器713将来自功率计算下级单元530的输出中的与保护间隔周期1/4对应的全部输出加在一起，即，将对于在具有保护间隔周期1/4的模式1、具有保护间隔周期1/4的模式2和具有保护间隔周期1/4的模式3中传输的输入信号的输出加在一起。

加法器714将来自功率计算下级单元530的输出中，与具有保护间隔周期1/32的模式2和具有保护间隔周期1/32的模式3对应的输出加在一起。

加法器715将来自功率计算下级单元530的输出中，与具有保护间隔周期1/16的模式2和具有保护间隔周期1/16的模式3对应的输出加在一起。

加法器716将来自功率计算下级单元530的输出中，与具有保护间隔周期1/8的模式2和具有保护间隔周期1/8的模式3对应的输出加在一起。

加法器717将来自功率计算下级单元530的输出中，与具有保护间隔周期1/4的模式2和具有保护间隔周期1/4的模式3对应的输出加在一起。

乘法器7200-7203用预定的值α0分别乘从加法器710-713输出的值。

乘法器7204-7207用预定的值α1分别乘从加法器714-717输出的值。

乘法器7208-7211用预定的值α2分别乘从功率计算下级单元530输出的值。

图10A-10D、图11A-11D和图12A-12D表示对从功率计算下级单元530输出到权重计算下级单元540的功率计算的结果。图13A-13D、图14A-14D和图15A-15D表示从权重计算下级单元540输出的权重分配的结果。

图10A-10D表示分别对已经在具有保护间隔周期1/32、1/16、1/8和1/4的模式1中传输的输入信号进行的功率计算的结果，以及来自功率计算下级单元530的输出。

这些从功率计算下级单元530输出的信号是对从累加子单元440接收的输入信号进行的功率计算的结果，这里，对预定的时间周期中乘上输入信号，该周期对于输出足以使相关性检测子单元450检测传输模式的最大化了的结果是足够长的。

当接收在具有某个保护间隔周期的模式1中传输的信号时，使来自与某个保护间隔周期对应的功率计算下级单元530的输出的一部分对于模式2和3以及对于模式1被最大化。

图11A-11D表示分别对已经在具有保护间隔周期1/32、1/16、1/8和1/4的模式2中传输的输入信号进行的功率计算的结果，以及来自功率计算下级单元530的输出。

当接收在具有某个保护间隔周期的模式2中传输的信号时，使来自与某个保护间隔周期对应的功率计算下级单元530的输出的一部分对于模式3以及对于模式2被最大化。

图12A-12D表示分别对已经在具有保护间隔周期1/32、1/16、1/8和1/4的模式3中传输的输入信号进行的功率计算的结果，以及来自功率计算下级单元530的输出。

当接收在具有某个保护间隔周期的模式3中传输的信号时，使来自与某个保护间隔周期对应的功率计算下级单元530的输出的一部分只对于模式3被最大化。

如从以上描述显见的那样，功率计算下级单元530的输出分别表示对于传输模式为唯一的特性。

实施图9所示的权重分配处理，使从功率计算下级单元530的输出来检测传输模式容易进行。

在对于模式1的权重分配计算中，分别与保护间隔周期1/32、1/16、1/8和1/4对应的加法器710-713将在模式1、2和3中传输的信号的各个值加在一起，然后乘法器7200-7203用预定的值α0分别乘加法器的输出。

例如，加法器710将与模式1、2和3的保护间隔周期1/32对应的功率计算结果加在一起，然后乘法器7200用预定的值α0乘加法器710的输出。

在对于模式2的权重分配计算中，分别与保护间隔周期1/32、1/16、1/8和1/4对应的加法器714-717将在模式2和3中传输的信号的各个值加在一起，然后乘法器7204-7207用预定的值α1分别乘加法器的输出。

在对于模式3的权重分配计算中，乘法器7208-7211用预定的值α2分别乘与保护间隔周期1/32、1/16、1/8和1/4对应的功率计算结果。

图13A-13D、图14A-14D和图15A-15D表示上述权重分配计算处理的结果。

如图13A-13D、图14A-14D和图15A-15D所示，作为权重分配计算处理的结果输出的信号中的最大值与传输所接收的信号的传输模式的保护间隔周期对应。

例如，如果接收在具有保护间隔周期1/32的模式1中传输的信号，则作为权重分配计算处理的结果输出的信号中的最大值与具有保护间隔周期1/32的模式1对应(请参见图13A)。

最大值检测下级单元550检测在作为权重分配计算处理的结果输出的信号中的最大值，将与检测出的最大值对应的(具有保护间隔周期的)传输模式检测为所接收的信号的传输模式，并输出经过检测的传输模式。

如上所述，模式2的周期检测子单元160能够相对容易和精确地检测相关输出的周期，并检测传输模式。

<4.常规的和本发明的传输模式检测单元之间的比较>

根据OFDM信号的上述特性的常规的传输模式检测方法对于每个可用的传输模式，需要有效符号延迟单元、相关性计算单元(有效符号延迟单元和相关性计算单元的组合称为延迟/相关性计算单元)，积分单元和频谱强调单元，并将与表示与所接收的信号的最强烈相关性的最终输出对应的传输模式检测为所接收的信号的传输模式。

相反地，为了处理全部可用的传输模式，本发明的传输模式检测方法需要延迟处理单元、加法单元、相关性计算单元和积分单元，它不用频谱强调单元检测周期。

由此显而易见，与常规技术比较，本发明能够大量减少电路尺寸。

又，本发明能够同时处理全部可用的传输模式。它是比通过逐一地改变目标传输模式来检测所接收的信号的传输模式的串联型常规方法更有效的方法。

<变例1>

图16表示传输模式检测单元330的变例的结构(请参见图4)。

图16与图4的结构之间的不同是第1延迟处理子单元130与第1相关性计算子单元140已经交换了位置。

用图16所示的结构能够得到相同的效果，在图16中第1相关性计算子单元141计算输入信号与来自第1延迟处理子单元130的输出之间的各个相关性，并且加法子单元150将来自第1相关性计算子单元141的全部输出加在一起。

又，甚至在保护间隔不具有有效符号的一部分的复制件，但是为具有已知图案的信号的情形中，也能够用图19和20所示的结构得到相同的效果，在图19和20中第1延迟处理子单元130被产生已知图案的图案产生子单元170代替。

<变例2>

图17是表示作为周期检测子单元160的变例的周期检测子单元161的结构的方框图(请参见图6)。

这里假定图1所示的第1延迟处理子单元130、第1相关性计算子单元140和加法子单元150也用于变例2中。

图17与图16的结构之间的不同是第2相关性计算子单元610具有1个相关性计算器，而该变例的第2相关性计算子单元430具有与可用的传输模式那样多的相关性计算器。

周期检测子单元161的第2相关性计算子单元430具有K×L个相关性计算器，分别计算来自积分子单元410的输出与来自第2延迟处理子单元420的输出之间的相关性。

利用这种结构，虽然电路尺寸变得稍大一些，但是与图6所示的实施例的结构比较，累加子单元440接收输入信号的频率增加了。因此，即便累加子单元440进行每个乘法运算的预定的时间周期缩短了，用本变例的结构也能够得到与图6所示的实施例的结构相同的效果。

<变例3>

图18是表示作为周期检测子单元160的变例的周期检测子单元162的结构的方框图(请参见图6)。

如图18所示，周期检测子单元162包含积分子单元410、阈值检测子单元820、计数器830和传输检索子单元840。

如图7B所示，从积分子单元410输出的信号表示在传输模式的传输符号周期的周期中与输入信号的相关性。

为了利用这种特性，提供阈值检测子单元820以检测信号值是否超过预定的阈值，根据来自阈值检测子单元820的输出对计数器830进行复位。

通过这种操作，由计数器830取得的最大值与传输符号周期对应。

因此，可以从来自计数器830的输出的最大值检测所接收的信号的传输模式。

例如，假定每当信号超过阈值时就对计数器进行复位，以及计数器对每1个样品进行计数，然后由计数器对于信号取的最大值与任何可用的传输符号周期对应。

更具体地说，当计数器的最大值为“2112”时，将传输模式检测为具有保护间隔周期1/32的模式1。这是因为当传输模式为具有保护间隔周期1/32的模式1时，1个传输符号周期为(Tm0+Tm0g0＝2048+64＝)2112的缘故(请参见图21)。

类似地，当计数器的最大值为“10240”时，将传输模式检测为具有保护间隔周期1/4的模式3。这是因为当传输模式为具有保护间隔周期1/4的模式3时，1个传输符号周期为(Tm2+Tm2g2＝8192+2048＝)10240的缘故。

如上所述，该变例的周期检测子单元162不需要对于每个可用的传输模式的延迟/相关性计算单元、积分单元和符号滤波器，就能够自动检测传输模式。这使得与常规的电路结构比较，可以减少电路尺寸。

<补充注释>

至此，我们已经根据本发明的实施例描述了本发明的解调装置。然而，本发明不限于该实施例，本发明可以用包括下列方法在内的许多方法对本发明进行变更。

(1)在上述实施例和变例中，为了方便起见，用K＝3和L＝4的情形说明TSDB-T方法。然而，也可以用相同结构将本发明应用于(K，L)的其它组合。

(2)典型情况是，能够作为LSI(大规模集成电路)实现OFDM解调装置的功能块：A/D变换单元310、正交解调单元320、传输模式检测单元330、OFDM解调单元340和纠错单元350。可以用分开的芯片实现每个功能块，或者在1块芯片中实现一部分或全部功能块。

这里，我们应该注意到虽然这里用了术语LSI，但是与集成的水平有关，它也可以称为IC、系统LSI、超LSI等。

又，集成电路不限于LSI，也可以用专用电路或通用处理器实现。也可以用能够在制造后再编程的FPGA(Field Programmable GateArray(现场可编程门阵列))或能够在LSI内重构连线和电路单元定位的可重构处理器。

进一步，当半导体技术得到改进或分支成另外的技术时，在不久的将来可能出现用于代替LSI的集成电路的技术。到那时，新技术可能与上述的构成本发明的功能块的集成化相结合。这种可能的技术包括生物技术在内。

虽然参照附图用例子对本发明进行了充分的描述，但是应该注意到对于那些专业技术人员来说各种变化和变例是明显的。所以，除非这种变化和变例脱离了本发明的范围，它们都将被认为包含在本发明中。

Claims (13)

1.一种解调装置，该解调装置对由多个OFDM符号组成的信号进行解调，其中每个OFDM符号都由一个有效符号和一个保护间隔组成，保护间隔的周期是有效符号周期的一个分数，其特征在于，包含：

信号接收单元，可以接收其有效符号具有K个周期中的1个且保护间隔的周期是有效符号周期的L个分数中的1个的信号，其中K和L每一个都是给定的自然数；

第1相关单元，可以根据K个有效符号周期，从所接收的信号产生第1相关信号；

第2相关单元，可以根据K个有效符号周期与L个分数的K×L个组合，从第1相关信号产生K×L个第2相关信号；

检测单元，可以检测在K×L个第2相关信号中指示最大相关水平的信号，和按照检测出的第2相关信号检测该所接收的信号的有效符号和保护间隔的周期；以及

解调单元，可以按照由检测单元检测的有效符号和保护间隔的周期对该所接的收信号进行解调。

2.如权利要求1所述的解调装置，其特征在于，其中：

第1相关单元通过使该所接收的信号分别延迟有效符号的K个周期产生K个不同的延迟信号，通过将K个所产生的延迟信号加在一起产生一个相加信号，且产生表示该所接收的信号与相加信号之间的相关性的第1相关信号。

3.如权利要求1所述的解调装置，其特征在于，其中：

第1相关单元通过使该所接收的信号分别延迟有效符号的K个周期产生K个不同的延迟信号，产生分别表示该所接收的信号与K个延迟信号之间的相关性的K个相关信号，且通过将K个相关信号加在一起产生第1相关信号。

4.如权利要求1所述的解调装置，其特征在于，其中：

第2相关单元通过在预定周期中对第1相关信号进行累加，每一周期都等于保护间隔的K×L个周期中的最短周期，产生积分信号，通过使积分信号分别延迟OFDM符号的K×L个周期产生K×L个延迟信号，该OFDM符号的K×L个周期是通过将有效符号的K个周期和L个分数组合在一起产生的，且通过分别计算该所接收的信号与K×L个延迟信号之间的相关性产生K×L个第2相关信号。

5.如权利要求1所述的解调装置，其特征在于，其中：

检测单元包含：

功率计算子单元，可以计算K×L个第2相关信号的功率的值；以及

权重分配子单元，可以向K×L个第2相关信号的功率的计算值分配权重，其中，

检测单元将由权重分配子单元分配权重后具有最大功率值的第2相关信号看作在K×L个第2相关信号中指示最大相关水平的相关信号。

6.如权利要求5所述的解调装置，其特征在于，其中：

在权重分配子单元中，当K×L个第2相关信号的功率的计算值被表示为In00、In10、........In(K-1)(L-1)，由权重分配子单元分配权重后的功率值被表示为Out00、Out01、........Out(K-1)(L-1)，及1个给定的常数被表示为αi时，由权重分配子单元分配权重后的功率值由公式1定义：

公式1

${\mathrm{Out}}_{\mathrm{ij}}={\mathrm{\&alpha;}}_i\underset{n=i}{\overset{i-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\mathrm{In}}_{\mathrm{nj}}.$

7.一种解调装置，该解调装置对由多个OFDM符号组成的信号进行解调，其中每个OFDM符号都由一个有效符号和一个保护间隔组成，保护间隔的周期是有效符号的周期的一个分数，其特征在于：包含：

信号接收单元，可以接收其有效符号具有K个周期中的1个且保护间隔的周期是有效符号周期的L个分数中的1个的信号，其中K和L每一个都是给定的自然数；

第1相关单元，可以根据有效符号的K个周期，从所接收的信号产生第1相关信号；

积分信号产生单元，可以通过对包含在第1相关信号的预定周期中的每一周期进行积分产生积分信号，每一周期都等于保护间隔的K×L个周期中的最短周期；

测量单元，可以测量当积分信号第1次超过预定的阈值的时间与当积分信号第2次超过预定的阈值的时间之间的期间；

检测单元，可以按照该测得的期间检测该所接收的信号的有效符号和保护间隔的周期；以及

解调单元，可以按照由检测单元检测的有效符号和保护间隔的周期对该所接收的信号进行解调。

8.如权利要求7所述的解调装置，其特征在于，其中：

第1相关单元通过使该所接收的信号分别延迟有效符号的K个周期产生K个不同的延迟信号，通过将全部K个所产生的延迟信号加在一起产生一个相加信号，且产生表示该所接收的信号与相加信号之间的相关性的第1相关信号。

9.如权利要求8所述的解调装置，其特征在于，其中：

第1相关单元通过使该所接收的信号分别延迟有效符号的K个周期产生K个不同的延迟信号，产生分别表示该所接收的信号与K个延迟信号之间的相关性的K个相关信号，且通过将K个相关信号加在一起产生第1相关信号。

10.一种用于解调装置的解调方法，该解调装置对由多个OFDM符号组成的信号进行解调，其中每个OFDM符号都由一个有效符号和一个保护间隔组成，保护间隔的周期是有效符号的周期的一个分数，其特征在于，该解调方法包含下列步骤：

接收基有效符号具有K个周期中的1个且保护间隔的周期是有效符号周期的L个分数中的1个的信号，其中K和L每一个都是给定的自然数；

根据有效符号的K个周期，从所接收的信号产生第1相关信号；

根据通过组合有效符号的K个周期与L个分数产生的K×L个组合，从第1相关信号产生K×L个第2相关信号；

检测在K×L个第2相关信号中指示最大相关水平的信号，和按照检测出的第2相关信号检测该所接收的信号的有效符号和保护间隔的周期；以及

按照有效符号和保护间隔的检测周期对该所接收的信号进行解调。

11.一种解调装置的集成电路，该解调装置用于对由多个OFDM符号组成的信号进行解调，其中每个OFDM符号都由一个有效符号和一个保护间隔组成，保护间隔的周期是有效符号的周期的一个分数，其特征在于，包含：

信号接收单元，可以接收其有效符号具有K个周期中的1个且保护间隔的周期是有效符号周期的L个分数中的1个，其中K和L每一个都是给定的自然数；

第1相关单元，可以根据有效符号的K个周期从所接收的信号产生第1相关信号；

第2相关单元，可以根据通过将有效符号的K个周期与L个分数组合在一起产生的K×L个组合，从第1相关信号产生K×L个第2相关信号；

检测单元，可以检测在K×L个第2相关信号中指示最大相关水平的信号，和按照检测出的第2相关信号检测该所接收的信号的有效符号和保护间隔的周期；以及

解调单元，可以按照由检测单元检测的有效符号和保护间隔的周期对该所接收的信号进行解调。

12.一种用于解调装置的解调方法，该解调装置对由多个OFDM符号组成的信号进行解调，其中每个OFDM符号都由一个有效符号和一个保护间隔组成，保护间隔的周期是有效符号的周期的一个分数，其特征在于，该解调方法包含下列步骤：

接收其有效符号具有K个周期中的1个且保护间隔的周期是有效符号周期的L个分数中的1个的信号，其中K和L每一个都是给定的自然数；

根据有效符号的K个周期，从所接收的信号产生第1相关信号；

通过对包含在第1相关信号的预定周期中的每一周期进行积分，每一周期都等于保护间隔的K×L个周期中的最短周期，产生积分信号；

测量当积分信号第1次超过预定的阈值的时间与当积分信号第2次超过预定的阈值的时间之间的期间；

按照该测得的期间检测该所接收的信号的有效符号和保护间隔的周期；和

按照由有效符号和保护间隔的检测周期对该所接收的信号进行解调。

13.一种解调装置的集成电路，该解调装置用于对由多个OFDM符号组成的信号进行解调，其中每个OFDM符号都由一个有效符号和一个保护间隔组成，保护间隔的周期是有效符号的周期的一个分数，其特征在于，包含：

信号接收单元，可以接收其有效符号具有K个周期中的1个且保护间隔的周期是有效符号周期的L个分数中的1个，其中K和L每一个都是给定的自然数；

第1相关单元，可以根据有效符号的K个周期，从所接收的信号产生第1相关信号；

积分信号产生单元，可以通过对包含在第1相关信号的预定周期中的每一周期进行积分产生积分信号，每一周期都等于保护间隔的K×L个周期中的最短周期；

测量单元，可以测量当积分信号第1次超过预定的阈值的时间与当积分信号第2次超过预定的阈值的时间之间的期间；

检测单元，可以按照该测得的期间检测该所接收的信号的有效符号和保护间隔的周期；以及

解调单元，可以按照由检测单元检测的有效符号和保护间隔的周期对该所接收的信号进行解调。

Images