CN1078779C - 分集接收机 - Google Patents

Abstract

为改善以往的分集接收机的误码率特性，把由多路延迟检波及信号强度检测电路生成的第1、第2至第L多路延迟检波信号及接收信号强度输入到序列推断器内的合成支路量度生成电路中生成合成支路量度。ACS电路用该合成支路量度根据维特比算法进行ACS运算。路径存储器依次输入从ACS电路输出的路径选择信号，更新存储内容。最大相似度状态检测电路用从ACS电路输出的路径量度检测最可靠状态.判断电路从与最可靠状态的幸存路径相对应的值中判断解调数据并进行输出。

Description

分集接收机

本发明涉及无线通信领域中的分集接收机的改善。

有关以往的分集接收机，例如记载于特开平6-268559号中。下面，用附图进行现有技术的说明。另外，以下叙述的以往例的结构虽然和特开平6-268559号中记载的结构不同，但二者是等价的。

图22是示出以往的分集接收机结构的结构图，图中，100是本机振荡器，810A、810B、…、810L是第1、第2至第L(L是大于2的整数)的延迟检波及信号强度检测电路，820A、820B、…、820L是第1、第2至第L相似度计算电路，830A、830B、…、830L是第1、第2至第L乘法器，480是合成电路，850是判断电路。

下面，说明其动作。图22中，第1、第2至第L(L是大于2的整数)个接收信号分别输入到第1、第2至第L延迟检波及信号强度检测电路810A、810B、…、810L中。另一方面，从本地振荡器100输出本机载波并输入到第1、第2至第L延迟检波及信号强度检测电路810A、810B、…810L中。

这里，第1、第2至第L个接收信号是用L个天线(未图示)接收了差分M相(M是大于2的整数)相移键控(以下，简称为PSK：phaseShift-keying)调制或差分π/M相移，M相PSK调制的同一发送信号的信号。若把发送信号的载波频率记为f，把其符号周期记为T，则在时刻t＝iT(i是大于0的整数)的第k(k＝1，2，…，L)个接收信号的值s_k(iT)由下式给出：

s_k(iT)＝r_k，icos(2πfiT＋ψ_k，i)                 (1)

如果没有噪声和衰落等的影响，时刻t＝iT的第k个接收信号的相位值ψ_k，i可以利用发送信号的初始相位θ₀和由发送数据决定的发送差分相位Δθi由下式给出(其中，加法运算以2π为模)。 ${\mathrm{\ψ}}_{k,i}-{\mathrm{\θ}}_0+\underset{j=1}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ\θ}}_j---\left(2\right)$

还有，从振荡器100输出的本地载波的频率和发送信号的载波频率f相同，另外，设其初始相位是φ。因此，若把时刻t＝iT的本地载波的值记为c(iT)，则下式关系成立。

c(iT)＝cos(2πfiT＋φ)                     (3)

第1、第2至第L个延迟检波及信号强度检测电路810A、810B、…、810L是相同结构，对于第1、第2至第L个接收信号分别进行相同的信号处理。因此，以下仅对于第一延迟检波及信号强度检测电路810A的结构和动作进行说明。

图23是示出第1延迟检波及信号强度检测电路810A的结构的结构图。图中，210是相位比较器，220是延迟时间等于接收信号的1个符号周期T的延迟器件，230是以2π为模的减法器，260是强度检测电路。

图23中，第1接收信号和从本地振荡器100输出的本地载波分别输入到相位比较器210。相位比较器210把以本地载波为基准的第1接收信号的相位值作为接收相位信号而输出。从而，时刻t＝iT的接收相位信号的值成为ψ_1，i－φ(其中，减法以2π为模)。该接收相位信号输入到延迟时间等于接收信号的1个符号周期T的延迟器件220和以2π为模的减法器230，从延迟器件220输出被延迟了1个符号周期的相位信号。从而，时刻t＝iT的被延迟了1个符号周期的相位信号的值成为ψ_1，i－1－φ。该被延迟了1个符号周期的相位信号被输入到以2π为模的减法器230中。减法器230以2π为模，从相位比较器210输出的接收相位信号中减去延迟器件220输出的被延迟1个符号周期的相位信号，把减法结果作为第1个1符号延迟检波信号输出，从而，若把时刻t＝iT的第1个1符号延迟检波信号的值记为Δψ_1，i，则下式关系成式(其中，减法以2π为模)。

Δψ_1，i＝(ψ_1，i－φ)－(ψ_1，i－1－φ)＝ψ_1，i－ψ_1，i－1    (4)

即，第1个1符号延迟检波信号Δψ_1，i，表示出第1接收信号的1符号周期间的相位变化，在没有噪声和衰落等影响时，其值等于发送差分相位Δθ_i。如前所述，由于发送旁若无人发相位Δθ_i的值由发送数据决定，因此，用第1个1符号延迟检波信号Δψ_1，i的值能够估计发送数据。

还有，第1接收信号也输入到强度检测电路260中。强度检测电路260把第1接收信号的振幅的平方值作为第1接收信号强度输出。即，第1接收信号强度与第1接收信号的信号功率成比例，若把时刻t＝iT的第1接收信号强度的值记为P_1，i，则下式成立。

P_1，i＝r_1，i ²                                    (5)

由以上的处理生成的第1个1符号延迟检波信号及第1接收信号强度从第1延迟检波及信号强度检测电路810A输出。下面，再根据图22说明以往的技术。

第2至第L延迟检波及信号强度检测电路810B、…、810L利用和第1延迟检波及信号强度检测电路810A相同的信号处理，由从第2至第L接收信号和本地振荡器100输出的本地载波生成并输出第2至第L个1符号延迟检波信号及接收信号强度。从而，若把时刻t＝iT的第k(k＝2，…，L)个1符号延迟检波信号及接收信号强度的值分别记为Δψ_k，i及P_k，i，则下式成立(其中，减法以2π为模)。

Δψ_k，i＝ψ_k，i－ψ_k，i－1

P_k，i＝r_k，i ²                                     (6)

从第1、第2至第L延迟检波及信号强度检测电路810A、810B、…、810L输出的第1、第2至第L个1符号延迟检波信号分别输入到第1、第2至第L似然计算电路820A、820B、…、820L中。第1、第2至第L似然计算电路820A、820B、…、820L对于第1、第2至第L个1符号延迟检波信号分别进行相同的信号处理。因此，下面仅对于第1似然计算电路820A的动作进行说明。

如前所述，在没有噪声和衰减等的影响时，第1个1符号延迟检波信号Δψ_k，i，与发送差分相位Δθ_i相等。还有，发送差分相位Δθ_i根据发送数据的值取M个信号点相位α₀、α₁、…、α_M－1中的某个值。因此，第1个1符号延迟检波信号Δψ_1，i和各信号点相位α_m(m＝0，1，…，M－1)之差的绝对值|Δψ_1，i-α_m |可以视为表示发送差分相位Δθ_i的值是α_m的可靠性的相似度。其中，减法以2π为模，减法结果的值域为大于-π小于π。这时，值越小，表示越准确。另外，各信号点相位α_m的值在差分PSK调制时为α_m＝2mπ/M，在差分π/M相移M相PSK调制时为α_m＝2mπ/M＋π/M。

第1相似度计算电路820A全部计算与上述各信号点相位α_m(m＝0，1，…，M－1)对应的第1个1符号延迟检波信号的相似度λ_1，i，m＝|Δψ_1，i－α_m |，并汇总作为第1相似度信号λ1，i＝(λ_1，i，0，λ_1，i，1，…，λ_{1，i，M－1})输出。其中，在相似度λ_1，i，m的计算中，减法以2π为模，减法结果的值域定为大于-π小于π。

第2至第L相似度计算电路820B、…、820L进行和第1相似度计算电路820A相同的处理，根据第2至第L个1符号延迟检波信号计算并输出第2至第L相似度信号。因此，对于构成第k相似度信号λ_k，i＝(λ_k，i，0，λ_k，i，1，…，λ_{k，i，M－1})的相似度λ_k，i，m(m＝0，1，…，M－1)，下式成立(其中，减法以2π为模，减法结果的值域定为大于-π小于π)。

λ_k，i，m＝|Δψ_k，i－α_m|                      (7)

从第1、第2至第L相似度计算电路820A、820B、…、820L输出的第1、第2至第L相似度信号λ_1，i，λ_2，i，…，λ_L，i分别输入到第1、第2至第L乘法器830A、830B、…、830L中。另外，从第1、第2至第L延迟检波及信号强度检测电路810A、810B、…、810L输出的第1、第2至第L接收信号强度P_1，i、P_2，i、…、P_L，i也分别输入到第1、第2至第L乘法器830A、830B、…、830L中，分别与第1、第2至第L相似度信号λ_1，i，λ_2，i，…，λ_L，i相乘。各个相乘结果输入到合成电路840中，进行相加，成为合成相似度信号Ai＝(Γ_i，0，Γ_i，1，…，Γ_i，M－1)并输出。因此，作为合成相似度信号Ai的构成要素的各合成相似度A_i，m(m＝0，1，…，M－1)由下式给出。 ${\mathrm{\Λ}}_{i,m}\text{=}\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{k,i}{\mathrm{\λ}}_{k,j,m}--\left(8\right)$

即，合成相似度就是把与信号点相位α_m对应的各个相似度λ_k，i，m(k＝1，2，…，L)以接收信号强度P_k,i加权后分集合成的。

从合成电路840输出的合成相似度信号Ai输入到判断电路850中。如前所述，相似度的值越小，则表示越准确。因此，判断电路850就判定与作为合成相似度信号A_i的构成要素的各合成相似度A_i，m(m＝0，1，…，M－1)中数值最小的A_i，μ(μ{0，1，…，M－1})对应的信号点相位，α_μ是发送差分相位Δθ_I的值。而且，根据发送数据和发送差分相位Δθ_i的对应关系，把对应于该信号点相位α_μ的数据作为解调数据输出。

这样，通过使用与各信号点相位α_μ(m＝0，1，…，M－1)对应的各个相似度λ_k，i，m(k＝1，2，…，L)用接收信号强度P_k，i加权分集合成的合成相似度A_i，m决定解调数据，以往的分集接收机便实现分集效果。

如上所述，在以往的分集接收机中，根据从1符号延迟检波信号生成的相似度信号决定解调数据。如上述那样，1符号延迟检波信号是从当前的接收信号相位减去了1符号周期前的接收信号相位的值，但是，两接收信号相位一般受到独立的噪声影响。因此，1符号延迟检波信号的信噪比(以下，简称为SN比)也比接收信号降低。以往的分集接收机由于根据由这样比接收信号的SN比降低的1符号延迟检波信号生成的相似度信号决定解调数据，故存在解调数据的误码率特性恶化的问题。

本发明的目的在于提供改善分集接收机的误码率特性的方式。

本发明的分集接收机是接收包含被差分相位调制的数据序列的多个信号并进行解调的分集接收机，具备对应于接收的多个上述接收信号设置的多路延迟检波装置、对应于上述接收的多个接收信号设置的信号强度检测装置和解调上述数据序列的序列推断装置，其中，多路延迟检波电路生成把作为该接收信号的当前相位和1符号周期前的相位之差的1符号延迟检波信号以及作为该接收信号的当前相位和预定符号周期前的相位之差的预定符号延迟检波信号多路化的多路延迟检波信号，信号强度检测装置检测该接收信号的信号强度并生成对应于该信号强度的信号强度信号，序列推断装置使用对上述多个接收信号生成的上述多路延迟检波信号及上述信号强度信号推断被发送的差分相位序列，解调上述数据序列。

还有，上述序列推断装置具备在上述多个接收信号中根据上述信号强度信号计算由2的整数幂的数值构成的加权系数的加权系数生成装置和根据在上述加权系数生成装置中算出的上述加权系数对上述多路延迟检波信号进行加权的加权装置。

本发明的分集接收机的特征在于具备多路延迟检波装置、信号强度检测装置和序列推断装置，其中，多路延迟检波装置从第1、第2至第L(L是大于2的整数)接收信号生成作为各接收信号的当前相位和1，2，…，N(N是大于2的整数)符号周期前的相位之差的1，2，…，N符号延迟检波信号，信号强度检测装置生成对应于上述第1，第2至第L接收信号的每一个的接收信号强度，序列推断电路使用从上述多路延迟检波装置输出的第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号和从上述信号强度检测装置输出的第1、第2至第L接收信号强度，推断发送差分相位序列，并且输出对应于该发送差分相位序列的推断值的解调序列。

还有，上述信号强度检测装置的特征在于把各接收信号的振幅的u次方(u是大于0的实数)的值作为各个接收信号强度。

还有，上述序列推断装置的特征在于具备：

合成支路量度生成装置，用于根据表示能够把M(M是发送差分相位的信号点相位的个数，是大于2的整数)个信号点相位组合为(N－1)个的M^N－1个状态间状态转移的网格图，使用上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号以及第1、第2至第L接收信号强度，生成对应于上述网格图上的各状态转移的合成支路量度值；

ACS装置，使用在上述合成支路量度生成装置中生成的上述合成支路量度值根据维持比算法进行加法-比较-选择(ACS：Add-Compare-Select)运算；

路径存储装置，存储从上述ACS装置输出的作为AC运算结果的路径选择信号；而且，根据维特比算法推断上述发送差分相位序列。

还有，上述合成支路量度生成装置的特征在于具备：

使用上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1、第2至第L支路量度计算装置；

进行从上述第1、第2至第L支路量度计算装置输出的各支路量度值和上述第1、第2至第L接收信号强度的乘法运算，并把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1、第2至第L乘法装置；

把从上述第1、第2至第L乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值进行相加，并把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置。

还有，上述合成支路量度生成装置的特征在于具备：

使用上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1、第2至第L支路量度计算装置；

从上述第1、第2至第L接收信号强度生成第1、第2至第L加权系数的加权系数生成装置；

进行从上述第1、第2至第L支路量度计算装置输出的各支路量度值和从上述加权系数生成装置输出的上述第1、第2至第L加权系数的乘法运算，并把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1、第2至第L乘法装置；

把从上述第1、第2至第L乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值相加，并把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置。

还有，上述加权系数生成装置的特征在于具备：

检测上述第1、第2至第L接收信号强度中最大的值并且作为最大信号强度输出的最大值检测装置；

用从上述最大值检测装置输出的上述最大信号强度除上述第1、第2至第L接收信号强度，并且把除法结果作为上述第1、第2至第L加权系数输出的第1、第2至第L除法装置。

还有，上述权加系数生成装置的特征在于具备：

检测上述第1、第2至第L接收信号强度中最大的值并且作为最大信号强度输出的最大值检测装置；

用从上述最大值检测装置输出的上述最大信号强度除上述第1、第2至第L接收信号强度，并且把除法结果作为第1、第2至第L归一化信号强度输出的第1、第2至第L除法装置；

输入从上述第1、第2至第L除法装置输出的上述第1、第2至第L归一化信号强度，在上述第1、第2至第L归一化信号强度为预定的阈值以上时作为第1、第2至第L加权系数输出上述第1、第2至第L归一化信号强度，在上述第1、第2至第L归一化信号强度小于上述预定的阈值时作为上述第1、第2至第L加权系数输出0的第1、第2至第L舍弃处理装置。

还有，上述加权系数生成装置的特征在于具备：

检测上述第1、第2至第L接收信号强度中最大的值，并且作为最大信号强度输出的最大值检测装置；

用从上述最大值检测装置输出的上述最大信号强度除上述第1、第2至第L接收信号强度，并且把除法结果作为上述第1、第2至第L归一化信号强度输出的第1、第2至第L除法装置；

输入从上述第1、第2至第L除法装置输出的上述第1、第2至第L归一化信号强度，作为上述第1、第2至第L加权系数输出上述第1、第2至第L归一化信号强度近傍的2的整数幂的数值的第1、第2至第L对数量化装置。

还有，上述合成支路量度生成装置的特征在于具备：

输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度，比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，把从第k个(k＝1，2，…，L)具有大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号作为第k个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号输出的强度顺序输出装置；

用从上述强度顺序输出装置输出的第1、2，…，L个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度的第1、第2至第L支路计算装置；

在从上述第2至第L支路量度计算装置输出的各支路量度值上乘以由分别小于0的整数J(k)(k＝1，…，L－1)确定的常数2^J(1)，…，2^J(L－1)，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1至第(L－1)乘法装置；

把从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值和从上述第1至第(L－1)乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同状态转移的值相加，并把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置。

还有，上述合成支路量度生成装置的特征在于具备：

输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度，比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，选择至第K(K是大于1小于L的整数)个大信号强度作为第1、2、…、K个大信号强度输出的同时，把从具有第k(k＝1，2，…，K)个大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号作为第k个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号输出的强度顺序选择装置；

用从上述强度顺序选择装置输出的第1、2、…、K个大强度的1，2，…，N延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1、第2至第K支路量度计算装置；

进行从上述第1、第2至第K支路量度计算装置输出的各支路量度值和上述第1、2，…，K个大信号强度的乘法运算，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1，第2至第K乘法装置。

把从上述第1、第2至第K乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值相加，并且把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置。

还有，上述合成支路量度生成装置的特征在于具备，

输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号以及第1、第2至第L接收信号强度，比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，选择至第K(K是大于1小于L的整数)个大信号强度，作为第1，2，…，K个大信号强度输出的同时，把从具有第k(k＝1，2，…，K)个大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号作为第k个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号输出的强度顺序选择装置；

用从上述强度顺序选择装置输出的第1、2、…、K个大强度的1、2、…、N延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1、第2至第K支路量度计算装置；

从上述第1、2、…K个大信号强度生成第1至第(K－1)加权系数的加权系数生成装置；

进行从上述第2至第K支路量度计算装置输出的各支路量度值和从上述加权系数生成装置输出的上述第1至第(K－1)加权系数的乘法运算，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1至第(K－1)乘法装置；

把从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值和从上述第1至第(K－1)乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同状态的值相加，并且把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置。

还有，上述权加系数生成装置的特征在于具备用上述第1个大信号强度除上述第2、…，K个大信号强度，并且把除法结果作为上述第1至第(K－1)加权系数输出的第1至第(K－1)除法装置。

还有，上述加权系数生成装置的特征在于具备：

用上述第1个大信号强度除上述第2，…，K个大信号强度，并且把除法结果作为第1至第(K－1)个归一化信号强度输出的第1至第(K－1)除法装置；

输入从上述第1至第(K－1)除法装置输出的上述第1至第(K－1)归一化信号强度，在上述第1至第(K－1)归一化信号强度大于预定的阈值时作为上述第1至第(K－1)加权系数输出上述第1至第(K－1)归一化信号强度，在上述第1至第(K－1)归一化信号强度小于预定的阈值时作为上述第1至第(K－1)加权系数输出0的第1至第(K－1)舍弃处理装置。

还有，上述加权系数生成装置的特征在于具备：

用上述第1个大信号强度除上述第2，…，K个大信号强度，并且把除法结果作为上述第1至第(K－1)归一化信号强度输出的第1至第(K－1)除法装置；

输入从上述第1至第(K－1)除法装置输出的上述第1至第(K－1)归一化信号强度，作为上述第1至第(K－1)加权系数，输出上述第1至第(K－1)归一化信号强度近旁的2的整数幂的数值的第1至第(K－1)的对数量化装置。

还有，上述合成支路量度生成装置的特征在于具备：

输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度，比较第1，第2至第L接收信号强度的大小，把从具有第1、2、…、K(K是大于1小于L的整数)个大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号分别选择为第1、2、…、K个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号而输出的强度顺序选择装置，

用从上述强度顺序选择装置输出的第1，2，…，K个大强度的1，2，…，N符号延迟信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1、第2至第K支路量度计算装置；

在从上述第2至第K支路量度计算装置输出的各支路量度值上乘以分别由0以下的整数J(k)(k＝1，…，K－1)决定的常数2^J(1)、…、2^J(K－1)，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1至第(K－1)乘法装置；

把从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值和从上述第1至第(K－1)乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值相加，并且把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置。

下面对于这些发明说明其作用。

本发明的分集接收机，在多路延迟检波装置中对应于接收的多个上述接收信号，生成多路延迟检波信号，该信号是把作为该接收信号当前相位和1符号周期前相位之差的1符号延迟检波信号以及作为该接收信号当前相位和预定符号周期前相位之差的预定符号延迟检波信号多路化而得到的，在信号强度检测装置中，对应于上述接收的多个接收信号，检测该接收信号的信号强度，生成对应于该信号强度的信号强度信号，在序列推断装置中，用对上述多个接收信号生成的上述多路延迟检波信号及上述信号强度信号推断被发送的差分相位序列，解调上述数据序列。

还有，在上述序列推断装置中的加权系数生成装置内，根据上述多个接收信号中的上述信号强度信号，算出由2的整数幂的数值构成的加权系数，在加权装置中根据用上述加权系数生成装置中算出的上述加权系数对上述多路延迟检波信号进行加权。

本发明的分集接收机用多路延迟检波装置及信号强度检测装置，从第1、第2至第L(L是大于2的整数)接收信号，生成各接收信号当前相位和1、2、…、N(N是大于2的整数)符号周期前的相位之差的1，2，…，N符号延迟检波信号。另外，信号强度检测装置生成对应于上述第1、第2至第L接收信号的接收信号强度。序列推断装置用从上述多路延迟检波装置输出的第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号和从上述信号强度检测装置输出的第1、第2至第L接收信号强度推断发送差分相位序列，输出对应于该发送差分相位序列的推断值的解调数据。

即，n(n＝1，2，…，N)符号延迟检波信号包含关于由发送差分相位序列的n个要素构成的部分序列的信息，因此，利用这一性质，上述序列推断装置推断发送差分相位序列。

即，若考虑发送差分相位序列的(N－1)个使连续要素组合起来的状态，则由于各要素可能的取值是M个信号点相位的某一个，因此，该状态必定与由M个信号点相位的(N－1)个组合产生的M^N－1个状态所构成的有限集合中的某个元一致。从而，由于能够定义表示这些M^N－1个状态间的状态转移的网格图，因此，根据该网格图，上述序列推断装置用维持比算法推断发送差分相位序列。

由于对应于这些M^N－1个状态间的特定的状态转移，能够假定由发送差分相位序列的连续N个要素构成的部分序列，因此，能够假定由该部分序列决定的1，2，…，N符号延迟检波信号的复制序列。从而，从对应于该状态转移的1，2，…，N符号延迟检波信号的复制序列和实际的1，2，…，N符号延迟检波信号，能够计算表示产生了该状态转移的准确性的对应于该状态转移的网格图中支路的支路量度值。根据该原理，在上述序列推断装置中具备的合成支路量度生成装置用上述第1、第2至第L的1、2、…、N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度，合成对应于上述网格图上各状态转移的合成地路量度值。

即，上述合成支路量度生成装置中具备的第1、第2至第L支路量度生成装置用上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号计算对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值。如前所述，1，2，…，N符号延迟检波信号是接收信号当前相位和1，2，…，N符号周期前的相位之差，一般这些(N＋1)个相位分别受到独立的噪声的影响。于是，噪声对1，2，…，N符号延迟检波信号的影响各不相同。因此，若用1，2，…，N符号延迟检波信号计算上述支路量度值，则在其计算过程中产生噪声平均化的效果，从而便提高了SN比。即，对于从上述第1、第2至第L支路计算装置输出的上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号的支路量度值提高了SN比的值。

上述合成支路量度生成装置中具备的第1、第2至第L乘法装置进行从上述第1、第2至第L支路量度计算装置输出的对于上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号的支路量度值和上述第1、第2至第L接收信号强度的乘法运算，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出。进而，合成装置把从上述第1、第2至第L乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同状态转移的值进行相加，并且把加法结果作为合成支路量度值输出。从而，作为上述合成支路量度生成装置的输出的上述合成支路量度值成为分别由上述第1、第2至第L接收信号强度把从上述第1、第2至第L支路量度计算装置输出的对于上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号的支路量度值进行加权合成的结果。

上述序列推断装置中具备的ACS装置用在上述合成支路量度生成装置中生成的上述合成支路量度值根据维特比算法进行ACS运算。还有，路径存储装置存储从上述ACS装置输出的、作为ACS运算结果的路径选择信号。

这样，上述序列推断装置根据维特比算法推断上述发送差分相位序列，而如上所述，由于使用在上述合成支路量度生成装置中生成的、进行了对应于接收信号强度的加权的合成支路量度，因此在依据维特比算法的序列推断过程中，可以得到分集效果。还有，如上所述，由于从上述第1、第2至第L支路量度计算装置输出的对于上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号的支路量度值在其计算过程中SN比提高，故与通过上述序列推断装置用作为把这些支路量度值加权合成了的上述合成支路量度值推断的发送差分相位序列的推断值相对应的上述解调数据序列的误码率特性好于仅用1符号延迟检波信号的以往的分集接收机的误码率特性。

还有，上述合成支路量度生成装置中具备的加权系数生成装置把进行了用上述第1、第2至第L接收信号强度最大值除各接收信号强度的归一化处理的结果作为加权系数输出。即，上述加权系数生成装置中具备的最大值检测装置检测出上述第1、第2至第L接收信号强度中的最大者，把其作为最大信号强度输出。还有，第1、第2至第L除法装置用从上述最大值检测装置输出的上述最大信号强度除上述第1、第2至第L接收信号强度，把除法结果作为上述第1、第2至第L加权系数输出。从而，作为上述加权系数生成装置的输出的上述第1、第2至第L加权系数的比和上述第1、第2至第L接收信号强度的比相等。另外，上述第1、第2至第L加权系数的值域限定在1以下。

上述合成支路量度生成装置通过上述第1、第2至第L乘法装置和上述合成装置。依据从上述加权系数生成装置生成的上述第1、第2至第L加权系数，对从上述第1、第2至第L支路量度计算装置输出的上述第1、第2至第L的1、2、…、N符号延迟检波信号的支路量度值进行加权合成。

如上所述，由于第1、第2至第L加权系数的值域限定在1以下，因此在用数字电路构成上述合成支路量度生成装置时，即使输入过大的接收信号，也不会发生在上述第1、第2至第L乘法装置和上述合成装置中的位溢出，能够得到正常的合成支路量度，故能够防止误码率特性的恶化。

还有，上述合成支路量度生成装置中具备的上述加权系数生成装置在进行用上述第1、第2至第L接收信号强度的最大值除各接收信号强度的归一化处理后的结果小于预定的阈值时，进行把加权系数取0的舍弃处理。即，上述第1、第2至第L除法装置用从上述最大值检测装置输出的上述最大信号强度除上述第1、第2至第L接收信号强度，把除法结果作为上述第1、第2至第L归一化信号强度输出。还有，第1、第2至第L舍弃处理装置在上述第1、第2至第L归一化信号强度大于预定的阈值时，作为上述第1、第2至第L加权系数，输出上述第1、第2至第L归一化信号强度。在上述第1、第2至第L归一化信号强度小于上述预定的阈值时，作为上述第1、第2至第L加权系数输出0。

上述合成支路量度生成装置通过上述第1、第2至第L乘法装置和上述合成装置，依据从上述加权系数生成装置生成的上述第1、第2至第L加权系数，对从上述第1、第2至第L支路量度计算装置输出的上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号的支路量度值进行加权合成。

这样，通过用进行了舍弃处理的加权系数生成合成支路量度，能够防止上述第1、第2至第L接收信号中仅存在噪声而不存在有意义的信号时误码率特性的恶化。即，通过把上述预定的阈值设定为大于噪声强度，对于仅有噪声而不存在有意义的信号的接收信号的支路量度的加权系数为0，故生成合成支路量度之际除去了只有噪声的项。从而，在这样的情况下，SN比不降低，因此也能防止误码率特性的恶化。

还有，上述合成支路量度生成装置中具备的上述加权系数生成装置作为上述第1、第2至第L加权系数进行输出上述第1、第2至第L归一化信号强度近旁的2的整数幂的数值的对数量化处理。即，上述加权系数生成装置中具备的第1、第2至第L对数量化装置输入从上述第1、第2至第L除法装置输出的上述第1、第2至第L归一化信号强度，作为上述第1、第2至第L加权系数，输出上述第1、第2至第L归一化信号强度近旁的2的整数幂的数值。

这样，通过使用在上述加权系数生成装置中实施了对数量化处理的加权系数，则在用数字电路构成上述合成支路量度生成装置时，能够削减上述合成支路量度生成装置中具备的上述第1、第2至第L乘法装置的电路规模，还能够减少功耗。即，在数字信号处理中，2的整数幂的乘法运算由单纯的移位运算实现，故通过用对数量化处理把上述第1、第2至第L加权系数的值取为2的整数幂，就能够用单纯的移位电路实现上述合成支路量度生成装置中具备的上述第1、第2至第L乘法装置。因此，与不进行对数量化处理从而需要一般的乘法装置的情况相比，削减电路规模，减少功耗。

还有，上述合成支路量度生成装置把采取由各接收信号强度的大小顺序决定的小于1的值的2的整数幂的定值作为加权系数加权合成了对于从各接收信号得到的多路延迟检波信号的支路量度的结果作为合成支路量度输出。即，上述合成支路量度生成装置中，具备的强度顺序输出装置输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度。比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，把从具有第k个(k＝1，2，…，L)大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号作为第k个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号输出。另外，第1、第2至第L支路量度计算装置用从上述强度顺序输出装置输出的第1，2，…，L个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于网格图上各状态转移的支路量度值。

上述合成支路量度生成装置中具备的第1至第(L－1)乘法装置把由各小于0的整数的J(k)(k＝1，…，L－1)决定的常数2^J(1)、…、2^J(L－1)作为加权系数与从上述第2至L支路量度计算装置输出的各支路量度值相乘，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出。如上所述，由于J(1)，…，J(L－1)分别是小于0的整数，因此，加权系数2^J(1)、…，2^J(L－1)的值域分别被限定为小于1。还有，合成装置把从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值和从上述第1至第(L－1)乘法装置输出的加权支路量度值中对应于同状态转移的值相加，并且把相加的结果作为上述合成支路量度生成装置的输出的合成支路量度进行输出。因此，对从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值进行与乘以作为最大加权系数的“1”的等价的信号处理。

上述合成支路量度生成装置由于像以上那样生成并输出合成支路量度，因此，加权系数的值不是各接收信号强度的值本身，而是按其大小顺序决定的一定值，故在即使被输入了过大的接收信号时也不产生位溢出引起的误码率特性的恶化。还有，在用数字电路构成上述合成支路量度生成装置时，能够削减上述合成支路量度生成装置中具有的上述第1至第(L－1)乘法装置的电路规模，从而能够减少功耗。即，在数字信号处理中，由于用单纯的移位运算实现2的整数幂的乘法，故能够用固定移位的比特数的移位电路实现上述第1至第(L－1)乘法装置，因此，削减了电路规模，减少了功耗。

还有，上述合成支路量度生成装置把对于从L个接收信号中信号强度大的前K(K是大于1小于L的整数)个接收信号中得到的多路延迟检波信号的支路量度进行加权合成后的结果作为合成支路量度输出。即，上述合成支路量度生成装置中具备的强度顺序选择装置输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号以及第1、第2至第L接收信号强度，比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，选择至第K(K是大于1小于L的整数)个大信号强度作为第1，2，…，K个大信号强度输出，同时，把从具有第k(k＝1，2，…，K)个大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号作为第k个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号输出。还有，第1、第2至第K支路量度计算装置用从上述强度顺序选择装置输出的第1，2，…，K个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值。进而，第1、第2至第K乘法装置进行从上述第1、第2至第K支路量度计算装置输出的各支路量度值和上述第1，2，…，K个大信号强度的乘法运算，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出。最后，合成装置把从上述第1、第2至第K乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同状态转移的值相加，并且把加法结果作为合成支路量度输出。

这样，在上述合成支路量度生成装置中由于把对从L个接收信号中信号强度大的前K个接收信号得到的多种延迟信号的支路量度加权合成后的结果作为合成支路量度输出，故能够把支路量度计算装置和乘法装置的数目从L个减至K个，因此，削减电路规模，从而，还减少了功耗。

还有，上述合成支路量度生成装置具有的加权系数生成装置把进行用上述第1，2，…，K个大信号强度最大值的上述第1个大信号强度除上述第2，…，K个大信号强度的归一化处理的结果作为加权系数输出。即，上述加权系数生成装置中具备的第1至第(L－1)除法装置用上述第1大信号强度除上述第2，…，K大信号强度，把除法结果作为上述第1至第(K－1)加权系数输出。从而，作为上述加权系数生成装置输出的上述第1至第(K－1)加权系数的比等于上述第2，…，K个大信号强度的比。还有，上述第1至第(K－1)加权系数的值域限定在1以下。

上述合成支路量度生成装置中具备的第1至第(K－1)乘法装置进行从上述第2至第K支路量度计算装置输出的各支路量度值和从上述加权系数生成装置输出的上述第1至第(K－1)加权系数的乘法运算，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出。还有，上述合成装置把从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值和从上述第1至第(K－1)乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值进行相加，并且把加法结果作为合成支路量度输出。因此，对从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值进行与乘以最大加权系数的“1”等价的信号处理。

如上所述，由于上述第1至第(K－1)加权系数的值域被限定为1以下，因此，在用数字电路构成上述合成支路量度生成装置时，即使输入了过大的接收信号，也不发生上述第1至第(K－1)乘法装置和上述合成装置中的位溢出，能得到正常的合成支路量度，故能够防止误码率特性的恶化。

还有，上述合成支路量度生成装置中具备的上述加权系数生成装置在进行用上述第1个大信号强度除上述第2，…，K个大信号强度的归一化处理的结果小于预定的阈值时进行把加权系数取为0的舍弃处理，即，上述第1至第(K－1)除法装置用上述第1个大信号强度除上述第2，…，K个大信号强度，并且把除法结果作为第1至第(K－1)归一化信号强度输出。还有，第1至第(K－1)舍弃处理装置输入从上述第1至第(K－1)除法装置输出的上述第1至第(K－1)归一化信号强度，在上述第1至第(K－1)归一化信号强度大于预定的阈值时，作为上述第1至第(K－1)加权系数输出上述第1至第(K－1)归一化信号强度，在上述第1至第(K－1)归一化信号强度小于上述预定的阈值时作为上述第1至第(K－1)加权系数输出0。

这样通过用进行了舍弃处理的加权系数生成合成支路量度，能够防止在接收信号中只有噪声而不存在有意义的信号时误码率特性的恶化。即，通过把上述预定的阈值设定为大于噪声的强度，对于只有噪声而不存在有意义的信号的支路量度的加权系数值为0，故在生成合成支路量度之际除去只有噪声的项。从而，在这样的情况下也不降低SN比，因此防止了误码率特性的恶化。

还有，上述加权系数生成装置作为上述第1至第(K－1)加权系数，进行输出上述第1至第(K－1)归一化信号强度近旁的2的整数幂的数值的对数量化处理。即，上述加权系数生成装置中具备的第1至第(K－1)的对数量化装置输入从上述第1至第(K－1)除法装置输出的上述第一至第(K－1)归一化信号强度，作为上述第一至第(K－1)加权系数，输出上述第1至第(K－1)归一化信号强度近旁的2的整数幂的数值。

这样，通过使用在上述加权系数生成装置中实施了对数量化处理的加权系数，在用数字电路构成上述合成支路量度生成装置时，能够削减上述合成支路量度生成装置中具备的上述第1至第(K－1)乘法装置的电路规模，从而能够减少功耗。即，在数字信号处理中，2的整数幂的乘法用单纯的移位运算实现，故通过用对数量化处理把上述第1至第(K－1)加权系数的值取为2的整数幂，能够用单纯的移位电路实现上述合成支路量度生成装置中具备的上述第1至第(K－1)乘法装置。因此，与不进行对数量化处理从而需要一般的乘装置相比，削减了电路规模，还减少了功耗。

还有，上述合成支路量度生成装置把采取由各接收信号强度的大小顺序决定的小于1的值的2的整数幂的定值作为加权系数加权合成了对于上述第1、2、…、K个大强度的多路延迟检波信号的支路量度的结果作为合成支路量度输出。即，上述合成支路量度生成装置中具备的强度顺序选择装置输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度，比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，选择从具有第1、2，…，K(K是大于1小于L的整数)个大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号分别作为第1、2、…、K个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号进行输出。还有，第1、第2至第K支路量度计算装置用从上述强度顺序选择装置输出的第1、2、…、K个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值。

上述合成支路量度生成装置中具备的第1至第(K－1)乘法装置把由各个小于0的整数J(k)(k＝1，…，K－1)决定的常数2^J(1)，…，2^J(K－1)作为加权系数乘到从上述第2至第K支路量度计算装置输出的各支路量度值上，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出。如前所述，由于J(1)，…，J(K－1)分别是小于0的整数，因此加权系数2^J(1)，…，2^J(K－1)分别被限定为小于1。还有，合成装置把从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值和从上述第1至第(K－1)乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值相加，并且把加法结果作为上述合成支路量度生成装置的输出的合成支路量度进行输出。因此，对从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值进行与乘以最大加权系数的“1”等价的信号处理。

上述合成支路量度生成装置由于这样生成并输出合成支路量度，因此，加权系数的值不是由各接收信号强度值本身，而是由其大小顺序决定的一定值，故即使输入了过大的接收信号时，也不产生由位溢出引起的误码率特性的恶化。还有，在用数字电路构成上述合成支路量度生成装置时，能够削减上述合成支路量度生成装置中具备的上述第1至第(K－1)乘法装置的电路规模，从而能够减少功耗。即，在数字信号处理中，2的整数幂的乘法用单纯的移位运算实现，故能够用固定了被移动位数的移位电路实现上述第1至第(K－1)乘法装置，因此，削减了电路规模，还减少了功耗。

图1是示出本发明的分集接收机一实施例的结构图；

图2是示出图1所示第1多路延迟检波及信号强度检测电路110A的一实施例的结构图；

图3是示出差分π/4相移4相PSK调制(即M＝4)中N＝3时网格图中状态转移的状态转移图；

图4是把图3中的状态转移分解为基本的4个状态转移的组合的状态转移图；

图5是示出本发明的分集接收机中合成支路量度生成电路130一实施例的结构图；

图6是示出由计算机模拟形成的以往例和实施例1的分集接收机的误码率特性的特性图；

图7是示出由计算机模拟形成的以往例和实施例1的分集接收机的误码率特性的特性图；

图8是示出本发明的分集接收机中合成支路量度生成电路130其它实施例的结构图；

图9是示出本发明的分集接收机中加权系数生成电路400的一实施例的结构图；

图10是示出本发明的分集接收机中加权系数生成电路400的又一实施例的结构图；

图11是示出本发明的分集接收机中加权系数生成电路400的再一实施例的结构图；

图12是示出本发明的分集接收机中合成支路量度生成电路130的再一实施例的结构图；

图13是示出由计算机模拟形成的以往例和实施例7的分集接收机的误码率特性的特性图；

图14是示出本发明的分集接收机中合成支路量度生成电路130的另一实施例的结构图；

图15是示出由计算机模拟形成的以往例和实施例8的分集接收机的误码率特性的特性图；

图16是示出本发明的分集接收机中合成支路量度生成电路130的另一实施例的结构图；

图17是示出本发明的分集接收机中加权系数生成电路700的一实施例的结构图；

图18是示出本发明的分集接收机中加权系数生成电路700的又一实施例的结构图；

图19是示出本发明的分集接收机中加权系数生成电路700的再一实施例的结构图；

图20是示出本发明的分集接收机中合成支路量度生成电路130的又一实施例的结构图；

图21是示出由计算机模拟形成的以往例和实施例12的分集接收机的误码率特性的特性图；

图22是示出以往的分集接收机的结构的结构图；

图23是示出以往的分集接收机的第1延迟检波及信号强度检测电路180A的结构的结构图。

发明的实施例

实施例1

图1是示出表示本发明的一实施例的结构的结构图。图中，100是本机振荡器，110A、110B、…、110L是第1、第2至第L(L是大于2的整数)多路延迟检波及信号强度检测电路，120是依据维特比算法推断发送差分相位序列从而生成解调数据的序列推断器，130是合成支路量度生成电路，140是根据维特比算法进行ACS运算的ACS电路，150是存储作为ACS运算结果的路径选择信号的路径存储器，160是检测在ACS运算中被更新的路径量度的最小值并输出具有该最小路径量度的状态的值的最大相似度状态检测电路，170是从与具有从最大相似度检测电路160输出的最小路径量度值的状态相对应的路径存储器150的存储内容进行解调数据的判断的判断电路。另外，和以往例相同或相当的部分标以相同的符号。

下面，说明其动作。图1中，第1、第2至第L(L是大于2的整数)接收信号分别输入到第1、第2至第L多路延迟检波及信号强度检测电路110A、110B、…、110L中。另一方面，从本机振荡器100输出本地载波，被输入到第1、第2至第L多路延迟检波及信号强度检测电路110A、110B、…、110L中。

这里，第1、第2至第L接收信号是用L个天线(未图示)接收了被差分M相(M是大于2的整数)PSK调制或差分π/M相移M相PSK调制了的同一个发送信号的信号。若设发送信号的载频为f，其符号周期为T，则在t＝iT(i是大于0的整数)中第k(k＝1，2，…，L)接收信号的值Sk(iT)用下式给出

s_k(iT)＝T_k，icos(2πfiT＋ψ_k，i)

                                                      (9)

若没有噪声和衰落等的影响，则在t＝iT第k接收信号的相位ψ_k，i，依据发送信号的初始相位θ₀和由发送数据决定的发送差分相位Δθ_i表为下式(其中，加法以2π为模)。 ${\mathrm{\ψ}}_{k,i}={\mathrm{\θ}}_0+\underset{j=1}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_j--\left(10\right)$

还有，取从振荡器100输入的本地载波的频率与发送信号的载频f相同，另外，设其初相位为φ。因此，若设时刻t＝iT本地载波的值为C(iT)，则下式的关系成立。

c(iT)＝cos(2πfiT＋φ)

                                            (11)

第1、第2至第L多路延迟检波及信号强度检测电路110A、110B、…、110L是相同结构，对第1、第2至第L接收信号分别进行相同的信号处理。因此，以下仅对第1多路延迟检波及信号强度检测电路110A的结构和动作进行说明。

图2是示出第1多路延迟检波及信号强度检测电路110A的结构的结构图，图中，210是相位比较器，220是延迟时间等于接收信号的1个符号周期T的延迟元件，230是以2π为模的减法器，240A、240B、…、240N是合计(N－1)个(N是大于2的整数)延迟时间等于接收信号的1符号周期T的延迟元件，250A、250B、…、250N是合计(N－1)个(N是大于2的整数)为2π为模的加法器，260是强度检测电路。

图2中，第1接收信号和从本机振荡器100输出的本地载波分别输入到相位比较器210中，相位比较器210把以本地载波为基准的第1接收信号的相位的值作为接收相位信号输出。因此，在时刻t＝iT的接收相位信号的值为ψ_1，i－φ(其中，减法以2π为模)。该接收相位信号输入到延迟时间等于接收信号的1符号周期T的延迟元件220和以2π为模的减法器230中，从延迟元件220输出延迟了1符号周期的相位信号。从而，在时刻t＝iT的1符号周期延迟了的相位信号的值为ψ_1，i－φ。该被延迟1符号周期的相位信号输入到以2π为模的减法器230中，减法器230以2π为模，从由相位比较器210输出的接收相位信号减去由延迟元件220输出的被延迟了1符号周期的相位信号，并且把减法结果作为1符号延迟检波信号输出。因此，若把在时刻t＝iT的1符号延迟检波信号的值记为Δψ_(1)1，i，则下式的关系成立(其中，减法以2π为模)。

Δψ_(1)1，i＝(ψ_1，i－φ)－(ψ_1，i－1－φ)＝ψ_1，i－ψ_1，i－1    ( 12)

即，1符号延迟检波信号Δψ_(1)1，i表示第1接收信号的1符号周期间的相位变化，在没有噪声和衰减等的影响时，其值等于发送差分相位Δθ_i。如上所述，由于发送差分相位Δθ_i的值由发送数据决定，因此，有可能用1符号延迟检波信号Δψ_(1)1，i的值推断发送数据。

从以2π为模的减法器230输出的1符号延迟检波信号Δψ_(1)1，i输入到延迟元件240A中，被给予与接收信号的1符号周期T相等的延迟。延迟元件240A的输出输入到以2π为模的加法器250A中。还有，2π为模的加法器250A中还被输入从以2π为模的减法器230输出的1符号延迟检波信号Δψ_(1)1，i。即，以2π为模的加法器250A以2π为模进行从以2π为模的减法器230输出的1符号延迟检波信号Δψ_(1)1，i和延迟元件240A的输出的加法运算。因此，若把在时刻t＝iT的以2π为模的加法器250A的输出的值记为Δψ_(2)1，i，则下式成立(其中，加减法以2π为模)。Δψ_(2)1，i＝Δψ_(1)1，i＋Δψ_(1)，i－1＝(ψ_1，i－ψ_1，i－1)＋(ψ_1，i－1－ψ_1，i－2)＝ψ_1，i－ψ_1，i－2 (13)

即，以2π为模的加法器250A的输出的值Δψ_(2)1，i成为表示第1接收信号的2符号周期间的相位变化的2符号延迟检波信号。

另一方面，串联连接着合计(N－1)个延迟元件240A、240B、…、240N，第n(n＝2，…，N－1)个延迟元件给予第(n－1)个延迟元件的输出等可接收信号的1符号周期T的延迟，并进行输出。因此，在时刻t＝iT的第n(n＝1，2，…，N－1)个延迟元件的输出的值成为Δψ_(1)1，i－n。

还有，还串联连接着合计(N－1)个以2π为模的加法器250A、250B、…、250N，第n(n＝2，…，N－1)个以2π为模的加法器上被输入第(n－1)个以2π为模的加法器的输出。进而，合计(N－1)个以2π为模的加法器250A、250B、…、250N上分别被输入合计(N－1)个延迟元件240A、240B、…、240N的输出。即，在第n(n＝2，…，N－1)个以2π为模的加法器中，以2π为模，把第(n－1)个以2π为模的加法器的输出和第n个延迟元件的输出进行相加并输出。因此，若把在时刻t＝iT的第n(n＝2，…，N－1)个以2π为模的加法器的输出值记为Δψ_(n＋1)1，i，则下式成立(其中，加减法以2π为模)。

Δψ_(n＋1)1，i＝Δψ_(n)1，i＋Δψ_(1)1，i－n＝Δψ_(n)1，i＋(ψ_1，i－n－ψ_{1，i－n－1})  (14)

该式成为关于Δψ_(n)1，i的递推公式，解该式得到下式(其中，加减法以2π为模)。 $\mathrm{\Δ}{\mathrm{\ψ}}_{(n+1)1,i}-{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(2\right)1,i}+\underset{j=2}{\overset{n}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\ψ}}_{1,i-j}-{\mathrm{\ψ}}_{1,i-j-1})$ ＝Δψ_(2)1，i＋ψ_1，i－2－ψ_{1，i－n－1}＝(ψ_1，i－ψ_1，i－2)＋ψ_1，i－2－ψ_{1，i－n－1}＝ψ_1，i－ψ_{1，i－(n＋1)}

                                           (15)

即，第n(n＝2，…，N－1)个以2π为模的加法器的输出值Δψ_(n＋1)1，i成为表示第1接收信号的(n＋1)符号周期间的相位变化的(n＋1)符号延迟检波信号。因此，成为从合计(N－1)个以2π为模的加法器250A、250B、…、250N输出2，…，N符号延迟检波信号。把这些合计(N－1)个延迟检波信号Δψ_(2)1，i，…，Δψ_(N)1，i和从以2π为模的减法器230输出的1符号延迟检波信号Δψ_(1)1，i汇总，构成第1多路延迟检波信号Δψ_1，i＝(Δψ_(1)1，i，Δψ_(2)1，i，…，Δψ_(N)1，i)。

还有，第1接收信号也输入到强度检测电路260。强度检测电路260把第1接收信号的振幅平方作为第1接收信号强度输出。即，第1接收信号强度与第1接收信号的信号功率成比例，若把在时刻t＝iT的第1接收信号强度的值记为P_1，i，则下式成立。

P_1，i＝F_1，i ²                                 (16)

由以上信号处理生成的第1多路延迟检波信号Δψ_1，i＝(Δψ_(1)1，i，Δψ_(2)1，i，…，Δψ_(N)1，i)及第1接收信号强度P_1，i从第1多路延迟检波及信号强度检测电路110A输出。以下，再次根据图1说明本实施例。

第2至第L多路延迟检波及信号强度检测电路110B、…、110L用和第1多路延迟检波及信号强度检测电路110A相同的信号处理，从由第2至第L接收信号和本地振荡器100输出的本地载波，生成第2至第L多路延迟检波信号及接收信号强度并进行输出。因此，若把在时刻t＝iT的第k(k＝2，…，L)多路延迟检波信号及接收信号强度的值分别记为Δψ_k，i＝(Δψ_(1)k，i，…，Δψ_(2)k，i，…，Δψ_(N)k，i)以及P_k，i，则对于Δψ_(n)k，i(n＝1，2，…，N)及P_k，i，下式成立(其中，减法以2π为模)。Δψ_(n)k，i＝ψ_k，i－ψ_k，i－n    (17)P_k，i－r_k，i ²

从第1、第2至第L多路延迟检波及信号强度检测电路110A、110B、…、110L输出的第1、第2至第L多路延迟检波信号及接收信号强度输出到序列推断器120中。

序列推断器120用从第1、第2至第L多路延迟检波及信号强度检测电路110A、110B、…、110L输出的第1、第2至第L多路延迟检波信号及接收信号强度，根据维特比算法，推断发送差分相位序列{Δθ_i}，把对应于推断值的数据作为解调数据输出。以下，对使用多路延迟检波信号推断发送差分相位序列{Δθ_i}的方式概况进行说明。

现在，若考虑作为第1多路延迟检波信号Δψ_1，i＝(Δψ_(1)1，i，Δψ_(2)1，i，…，Δψ_(N)1，i)的构成要素n(n＝1，2，…，N)符号延迟检波信号Δψ_{(n) 1，i}，则如上所述，Δψ_(n)1，i用第1接收信号的相位ψ_1，i，由下式给出(其中，减法以2π为模)。

Δψ_(n)1，i＝ψ_1，i－ψ_1，i－n    (18)

若没有噪声和衰落等的影响，则如上所述，该第1接收信号的相位值ψ_1，i，根据发送信号的初始相位θ₀和由发送数据决定的发送差分相位Δθ_i，可以用下式表示(其中，加法以2π为模)。 ${\mathrm{\ψ}}_{1,i}={\mathrm{\θ}}_0+\underset{j=1}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ\θ}}_j--\left(19\right)$

因此，在没有噪声和衰落等影响时，对于n(n＝1，2，…，N)符号延迟检波信号Δψ_(n)1，i，下式成立(其中，加减法以2π为模)。 ${\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)1,i}-({\mathrm{\θ}}_0+\underset{j=1}{\overset{i}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ\θ}}_j)-({\mathrm{\θ}}_0+\underset{j=1}{\overset{i-n}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ\θ}}_j)=\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Δ\θ}}_{i-j}--\left(20\right)$

即，这种情况下，n(n＝1，2，…，N)符号延迟检波信号Δψ_(n)1，i等于把发送差分相位序列{Δθ_i}的连续n个要素相加的值。换言之，n符号延迟检波信号包含关于由发送差分相位序列{Δθ_i}的n个要素构成的部分序列的信息。利用这一性质，能够推断发送差分相位序列{Δθ_i}。

即，若考虑把发送差分相位序列{Δθ_i}的(N－1)个连续要素组合起来的状态(Δθ_i－(N－1)，Δθ_i－(N－2)，…，Δθ_i－1)，则由于各要素Δθ_i的可能取值是M个信号点相位α₀、α₁、…、α_M－1的某一个，因此，该状态必定与由M个信号点相位α₀，α₁，…，α_M－1每(N－1)个的组合产生的M^N－1个状态所构成的有限集合中的某个元一致。因此，能够定义表示这些M^N－1个状态间的状态转移的网格图，根据该网格图，用维特比算法就能够推断发送差分相位序列。

图3示出差分π/4相移4相PSK调制(即，M＝4)下N＝3时网格图中的状态转移。这时，存在4个信号相位点α₀、α₁、α₂、α₃、(α_m＝nπ/2＋π/4；m＝0，1，2，3)的每2个(＝N－1)的组合形成的16个状态。状态转移存在于从状态(β_i－2，β_i－1)到状态(β_i－1，β_i)(β_i－jε{α₀，α₁，α₂，α₃}；j＝0，1，2)之间，因此，若分解图3，则可得到示于图4的4个状态转移的组合。

一般，存在从状态B_i－1＝(β_i－(N－1)，β_i－(N－2)，…，β_i－1)到状态B_i＝(β_i－(N－2)，β_i－(N－1)，…，β_i)(β_i－j∈{α₀，α₁，…，α_M－1}；j＝0，1，…，N－1)的状态转移。因此，网格图上的各状态分别具有M条流入及流出支路。从该状态B_i－1＝(β_i－(N－1)，β_i－(N－2)，…，β_i－1)到状态B_i＝(β_i－(N－2)，β_i－(N－3)，…，β_i)的状态转移意味着发送差分相位一序列{Δθ_i}的连续N个要素构成的部分序列是{β_i－(N－1)，β_i－(N－2)，…，β_i}。因此，对于该状态转移，能够假定1，2，…，N符号延迟检波信号的复制序列。即，若用Δθ_(n){β_i－1，β_i}表示对应于该状态转移的n(n＝1，2，…，N)符号延迟检波信号的复制序列的值，则下式成立(其中，加法以2π为模)。 ${\mathrm{\Δ\θ}}_{\left(n\right)}\{B_{i-1},B_i\}=\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}--\left(21\right)$

因此，1，2，…，N符号延迟检波信号Δψ_(1)1，i，Δψ_(2)1，i，…，Δψ_(n)1，i和1，2，…，N符号延迟检波信号的复制序列Δθ₍₁₎{β_i－1，β_i}、Δθ₍₂₎{β_i－1，β_i}，…，Δθ_(N){β_i－1，β_i}之差的绝对值之和显示产生从状态β_i－1到状态β_i的状态转移的可靠性。因此，把该值作为对应从状态β_i－1到状态β_i的状态转移的网格图上支路的支路量度，通过实行维特比算法，就能够推断发送差分相位序列{Δθ_i}。

还有，如前所述，1，2，…，N符号延迟检波信号Δ_ψ(1)1，i，Δψ_(2)1，i，Δψ_(N)1，i是第1接收信号当前相位ψ_1，i和1，2，…，N符号周期前的相位ψ_1，i－1，ψ_1，i－2，…，ψ_1，i－N之差，而一般这些相位ψ_1，i－1，ψ_1，i－2，…，ψ_1，i－N分别受独立的噪声的影响。因此，噪声对1，2，…，N符号延迟检波信号Δψ_(1)1，i，Δψ_(2)1，i，Δψ_(N)，1，i的影响各不相同。于是，若使用1，2，…，N符号延迟检波信号计算上述支路量度，则在支路量度的计算过程中产生噪声平坦化的效果，SN比提高。因此，若用该支路量度依据维特比算法推断发送差分相位序列{Δθ_i}，则与以往的只用1符号延迟检波信号情况相比，推断精度提高，因此改善了根据发送差分相位推断值的解调数据的误码率特性。

另外，在以上的说明中以第1多路延迟检波信号Δψ_1，i＝(Δψ(1)_1，i，Δψ_(2)1，i，Δψ_(N)1，i)为例进行了说明，而对于第2至第L多路延迟检波信号Δψ_2，i，…，Δψ_L，i也是一样的。

本发明中，用第1、第2至第L多路延迟检波信号计算第1、第2至第L支路量度，在这些支路量度上进行对应于接收信号强度的加权并合成，用被合成了的支路量度实行维特比算法，推断发送差分相位序列{Δθ_i}，输出对应于推断值的解调数据。这样，通过使用进行了相应于接收信号强度的加权合成的支路量度。可以得到分集效果。还有，由于用从多路延迟检波信号生成的支路量度推断发送差分相位序列{Δθ_i}，因此，根据上述理由，与仅使用1符号延迟检波信号的以往例装置相比，误码率特性提高。

以下，再次用图1说明本实施例的动作。图1中，被输入到序列推断器120中的第1、第2至第L多路延迟检波及信号强度检测电路110A、110B、…、110L的输出即第1、第2至第L多路延迟检波信号及接收信号强度初输入到合成支路量度生成电路130中。以下，用图5说明合成支路量度生成电路130的结构和动作。

图5是示出合成支路量度生成电路130的一实施例的结构图，图中，310A、310B、…、310L是第1、第2至第L支路量度计算电路，320A、320B、…、320L是第1、第2至第L乘法器，330是合成电路。

下面说明其动作。输入到合成支路量度生成电路130中的第1、第2至第L多路延迟检波信号分别被输入到第1、第2至第L支路量度计算电路310A、310B、…、310L中。第1、第2至第L支路量度计算电路310A、310B、…、310L对第1、第2至第L多路延迟检波信号分别进行相同的信号处理。因此，以下仅说明第1支路量度计算电路310A的动作。

第1支路量度计算电路310A从第1多路延迟检波信号Δψ_1，i＝(Δψ_{(1) 1，i}，Δψ_(2)1，i，…，Δψ_(N)1，i)计算并输出对应于上述网格图上所有的状态转移的支路量度值。如上所述，由于网格图具备M^N－1个状态，各状态有M条流入及流出支路，因此，支路总数为M^N条。因此，状态转移总数也为M^N。这时，对应于从状态B_i－1＝(β_i－(N－1)，β_i－(N－2)，β_i－1)至到状态B_i＝(β_i－(N－2)，β_i－(N－3)，…，β_i)(β_i－j∈{α₀，α₁，…，α_M－1}；j＝0，1，…，N－1)的状态转移的支路的支路量度如上所述，由1；2，…，N符号延迟检波信号Δψ_(1)1，i，Δψ_(2)1，i，…，Δψ_(N)1，i和1，2，…，N符号延迟检波信号的复制序列Δθ₍₁₎{B_i－1，B_i}，Δθ₍₂₎{B_i－1，B_i}，…，Δθ_(N){B_i－1，B_i}之差的绝对值之和给出。这里，n(n＝1，2，…，N)符号延迟检波信号的复制序列的值Δθ(n){B_i－1，B_i}如上所述由下式给出(其中，加法以2π为模)。 ${\mathrm{\Δ\θ}}_{\left(n\right)}\left\{B_{i-1,}{B}_i\right\}=\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}--\left(22\right)$

因此，若用λ_1，i{B_i－1，B_i}表示对应于从状态B_i－1到状态B_i的状态转移的支路的支路量度，则下式成立(其中，绝对值记号内的加减法以2π为模，加减法结果的值域取大于-π小于π)。 ${\mathrm{\λ}}_{1,i}\{B_{i-1},B_i\}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\ψ}}_{\left(n\right)1,i}-{\mathrm{\Δ\θ}}_{\left(n\right)}\{B_{i-1},B_i\left\}\right|-\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)1,i}-\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}|--\left(23\right)$

第1支路量度计算电路310A从第1多路延迟检波信号Δψ_1，i＝(Δψ_{(1) 1，i}，Δψ_(2)1，i，…，Δψ_(N)1，i)根据上式，计算对应于MN个状态转移的全部支路量度值，并汇集这些值作为第1支路量度输出。

第2至第L支路量度计算电路310B、…、310L依据和第1支路量度计算电路310A相同的信号处理，分别从第2至第L多路延迟检波信号Δψ_2，i，…，Δψ_L，i计算对应于M^N个状态转移的全部支路量度值，并且汇总这些值作为第2至第L支路量度输出。因此，在第k(k＝2，…，L)支路量度中，若用λ_k，i{B_i－1，B_i}表示对应于从状态B_i-1到状态B_i的状态转移的支路的支路量度值，则下式成立(其中，绝对值记号内的加减法以2π为模，加减结果的值域取为大于-π小于π)。 ${\mathrm{\λ}}_{k,i}\{B_{i-1},B_i\}=\underset{n=1}{\mathrm{\Σ}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)k,i}-{\mathrm{\Δ\θ}}_{\left(n\right)}\{B_{i-1},B_i\left\}\right|=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)k,i}-\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}|--\left(24\right)$

另外，这些支路量度值和以往装置中的相似度信号一样，值越小，表示越可靠。

从第1、第2至第L支路量度计算电路310A、310B、…、310L输出的第1、第2至第L支路量度分别输入到第1、第2至第L乘法器320A、320B、…、320L中。还有，作为第1、第2至第L多路延迟检波及信号强度检测电路110A、110B、…、110L的输出的第1、第2至第L接收信号强度P_1，i，P_2，i，…，P_L，i，也分别输入至第1、第2至第L乘法器320A、320B、…、320L中，分别与第1、第2至第L支路量度相乘。因此，以第1、第2至第L接收信号强度为加权系数，进行第1、第2至第L支路量度的加权。即，乘法器320A、320B、…、320L的输出成为分别由第1、第2至第L接收信号强度加权了的第1、第2至第L支路量度。这些乘法器320A、320B、…、320L的输出分别输入到合成电路330中。

合成电路330求作为第1、第2至第L乘法器320A、320B、…、320L的输出的、分别由第1、第2至第L接收信号强度加权了的第1、第2至第L支路量度中对应于同一状态转移的值的总和。因此，该总和运算进行作为状态转移总数的M^N次，合成电路330汇总这样得到的M^N个总和结果，作为合成支路量度生成电路130的输出的合成支路量度进行输出。因此，若用A_i{B_i－1，B_i}表示在合成支路量度中对应于从状态B_i－1＝(β_i－(N－1)，β_i－(N－2)，…，β_i－1)到状态B_i＝(β_i－(N－2)，β_{i－ (N－3)}，…，β_i)的状态转移的支路的量度值，则下式成立(其中，绝对值记号内的加减法以2π为模，加减结果的值域取为大于-π小于π)。 ${\mathrm{\Λ}}_i\{B_{i-1},B_i\}=\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{k,j}{\mathrm{\λ}}_{k,1}\left\{B_{i-1,}{B}_i\right\}=\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{P}_{k,j}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)k,i}-\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}|--\left(25\right)$

另外，如上所述，由于各支路量度值A_k，i{B_i－1，B_i}(k＝1，2，…，L)其值越小表示越可靠，因此，合成支路量度值A_i{B_i－1，B_i}也是值越小表示越可靠。

这样，序列推断器120内的合成支路量度生成电路130根据作为第1、第2至第L多路延迟检波及信号强度检测电路110A、110B、…、110L的输出的第1、第2至第L多路延迟检波信号及接收信号强度，生成并输出合成支路量度。以下，再次用图1说明本实施例的动作。

图1中，序列推断器120把由合成支路量度生成电路130生成了的合成支路量度用作为支路量度实行维特比算法，推断发送差分相位序列{Δθ_i}输出对应于推断值的解调数据。如上所述，在合成支路量度生成电路130中，用第1、第2至第L多路延迟检波信号计算第1、第2至第L支路量度，在这些支路量度上进行对应于接收信号强度的加权，生成合成支路量度。这样，通过使用进行了对应于接收信号强度的加权合成的合成支路量度，就能得到分集效果。还有，由于使用从多路延迟检波信号生成的支路量度推断发送差分相位序列，因此，如上所述，在支路量度生成的过程中，SN比上升，与仅用1符号延迟检波信号的以往例装置相比，改善了误码率特性。

这样，本发明的本质归纳为2点，(1)用第1、第2至第L多路延迟检波信号计算第1、第2至第L支路量度，在这些支路量度上进行对应于接收信号强度的加权，生成合成支路量度；(2)把被生成的合成支路量度用作支路量度实行维特比算法，推断发送差分相位序列得到对应于推断值的解调数据。另一方面，本发明中应用的维特比算法本身是以往的维特比算法，没有发明性。因此，以下进行的关于序列推断器120内合成支路量度生成电路130以后的实行维特比算法的部分的动作说明只限于概略的内容。

图1的序列推断器120中，在合成支路量度生成电路130中生成的合成支路量度输入到ACS电路140中。ACS电路140用被输入的合成支路量度根据维特比算法进行ACS运算，选择对应于各状态的M^N－1条幸存路径更新路径量度。接着，把作为ACS运算结果的显示各条幸存路径连接状态的M^N－1个路径选择信号输出到路径存储器150中，同时，把被更新了的M^N－1个路径量度输出到最大相似度状态检测电路160中。路径存储器150依次输入从ACS电路140输出的M^N－1个路径选择信号，更新对应于各状态的存储内容，同时把最早的存储内容输出到判断电路170。最大相似度状态检测电路160用从ACS电路140输出的M^N－1个路径量度检测最可靠状态。如上所述，由于合成支路量度值越小表示越可靠，因此，路径量度值也是值越小表示越可靠。因此，最大相似度状态检测电路160检测具有最小路径量度的状态并将其作为最可靠状态输出到判断电路170。判断电路170把从路径存储器150输出的M^N－1个最早的存储内容中对应于达到由最大相似度状态检测电路160检测出的最可靠状态的幸存路径的内容作为发送差分相位的推断值，把对应于该推断值的数据作为解调数据。

这样，在本实施例中进行(1)用第1、第2至第L多路延迟检波信号计算第1、第2至第L支路量度，在这些支路量度上进行对应于接收信号强度的加权，生成合成支路量度；(2)把被生成的合成支路量度用作支路量度，实行维特比算法，推断发送差分相位序列，得到对应于推断值的解调数据。通过使用进行了对应于接收信号强度的加权合成了的合成支路量度，可以得到分集效果。另外，通过使用从多路延迟检波信号生成的支路量度，推断发送差分相位序列，如上所述，在支路量度生成过程中，SN比上升，与仅用1符号延迟检波信号的以往例装置相比，改善了误码率特性。以下，用计算机模拟结果示出误码率特性的改善效果。

图6是示出由计算机模拟形成的以往例及实施例1的分集接收机的误码率特性的特性图。图6中的模拟条件为调制方式是差分π/4相移4相PSK调制(即，M＝4)，分集支路数L＝8。还有，信道是瑞利衰落信道，各支路间的衰落变动设定为相互独立，取作为衰落变动速度大致标准的最大多普勒频移fD和符号周期T的积f_DT＝10^-4。图6的横轴以分贝表示1条支路的接收信号的平均信号能量与噪声能量密度之比，纵轴表示误码率。还有，图6中用“·”表示以往例的模拟值，用

”表示实施例1的模拟值。还有，实施例1中的常数N取为N＝2。图6中示出实施例1以低于以往例的平均信号能量与噪声功率密度比达到和以往例相同的误码率。即，从图6可知，实施例1比以往例提高了误码率特性。这样，若依据本发明，在瑞利衰落信道中实现了好于以往的分集接收机的误码率特性。

图7和图6一样，是示出由计算机模拟形成的以往例及实施例1的分集接收机的误码率特性的特性图。图7中的模拟条件除去信道是仅存在加性高斯白噪声的高斯信道外，和图6相同。由图7也可知，实施例1的误码率比以往例提高。这样，若依据本发明，则在高斯信道中也能实现好于以往的分集接收机的误码率特性。

另外，图6及图7中，取实施例1的N＝2，而一般N的值越加大，则越增大前面说过的支路量度计算过程的噪声平均化效果，从而SN比进一步提高，因此将更加改善误码率特性。

实施例2

还有，在实施例1中，作为第1、第2至第L多路延迟检波及信号强度检测电路110A、110B、…、110L，示出把第1、第2至第L接收信号的振幅的平方分别作为第1、第2至第L接收信号强度输出的情况，但是，也可以把n取大于0的实数，把第1、第2至第L接收信号振幅的n次方值分别作为第1、第2至第L接收信号强度输出。

实施例3

还有，在实施例1中，叙述了接收信号是被差分M相PSK调制或差分π/4相移M相PSK调制的情况，但是接收信号只要是由能够适用于延迟检波方式的调制方式进行调制的信号即可，例如，也可以是用最小频移键控(MSK：Minimum Shift Keying)调制进行调制了的信号。

实施例4

还有，在实施例1中，作为合成支路量度生成电路130，示出了把被输入的各接收信号强度直接作为各支路量度的加权系数加权合成的情况，但是，也可以用进行了以接收信号强度的最大值除各接收信号强度的归一化处理的结果作为加权系数。图8示出进行这种归一化处理的分集接收机的合成支路量度生成电路130的结构，图中，400是加权系数生成电路。还有，对于与实施例1的分集接收机的合成支路量度生成电路130结构的图5相同或相当的部分标注同一个符号并省略其说明。

下面说明其动作。图8中，输入到合成支路量度生成电路130的第1、第2至第L多路延迟检波信号分别被输入到第1、第2至第L支路量度计算电路310A、310B、…、310L中，和实施例1一样，进行支路量度的计算。另一方面，同样被输入到合成支路量度生成电路130中的第1，第2至第L接收信号强度P_1，i，P_2，i，…，P_L，i输入到加权系数生成电路400中。

图9是示出加权系数生成电路400的结构的结构图，图中，410是最大值检测电路，420A、420B、…、420L是第1、第2至第L除法器。图9中，输入到加权系数生成电路400的第1、第2至第L接收信号强度P_1，i，P_2，i，…，P_L，i被输入到最大值检测电路410中。最大值检测电路410把被输入的第1、第2至第L接收信号强度P_1，i，P_2，i，…，P_L，i中值最大者作为最大信号强度输出。即，若用P_i表示在时刻t＝iT的最大信号强度的值，则P_i由下式给出(其中，max{}意味最大值)。

P_i＝max{P_1，i，P_2，i，…，P_L，i}                      (26)

另一方面，第1、第2至第L接收信号强度P_1，i，P_2，i，…，P_L，i还分别输入到第1、第2至第L除法器420A、420B、…、420L中。在第1、第2至第L除法器420A、420B、…、420L中还输入从最大值检测电路410输出的最大信号强度P_i，分别进行用最大信号强度P_i除第1、第2至第L接收信号强度P_1，i，P_2，i，…，P_L，i的除法运算。第1、第2至第L除法电路420A、420B、…、420L把各个除法结果作为加权系数生成电路400的输出的第1、第2至第L加权系数进行输出。这里，若把在时刻t＝iT的第k(k＝1，…，L)加权系数的值记为W_k，i，则W_k，i由下式给出。

W_k，i＝P_k，i/ρ_i                                (27)

若取第1、第2至第L加权系数W_1，i，W_2，i，…，W_L，i之比，则可知与第1、第2至第L接收信号强度P_1，i，P_2，i，…，P_L，i之比相等。另外，显然第1、第2至第L加权系数W_1，i，W_2，i，…，W_L，i的值域被限定为小于1。以下，再次用图8说明本实施例的合成支路量度生成电路130的动作。

图8中，从第1、第2至第L支路量度计算电路310A、310B、…、310L输出的第1、第2至第L支路量度分别输入到第1、第2至第L乘法器320A、320B、…、320L中。还有，作为加权系数生成电路400的输出的第1、第2至第L加权系数W_1，i，W_2，i，…，W_L，i也分别输入到第1、第2至第L乘法器320A、320B、…、320L中，分别乘到第1、第2至第L支路量度上。乘法器320A、320B、…、320L的输出成为分别用第1、第2至第L加权系数W_1，i，W_2，i，…，W_L，i加权了的第1、第2至第L支路量度。该乘法器320A、320B、…、320L的输出分别输入到合成电路330中。

合成电路330求作为第1、第2至第L乘法器320A、320B、…、320L的输出的、分别用第1、第2至第L加权系数加权了的第1、第2至第L支路量度中对应于同状态转移的总和。从而，该总和运算运行状态转移总数的M^N次。合成电路330汇总这样得到的M^N个总和结果，作为合成支路量度生成电路130的输出的合成支路量度进行输出。因此，在合成支路量度中，与从状态B_i－1＝(β_i－(N－1)、β_i－(N－2)，…，β_i－1)向状态B_i＝(β_i－(N－2)、β_i－(N－3)，…，β_i－1)的状态转移相对应的支路的量度值A_i{B_i－1，B_i}由下式给出(其中，绝对值记号内的加减法以2π为模，加减结果的值域取为大于-π小于π)。 ${\mathrm{\Λ}}_i\{B_{i-1},B_i\}=\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{k,i}{\mathrm{\λ}}_{k,i}\left\{B_{i-1,}{B}_i\right\}=\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{k,i}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)k,i}-\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}|--\left(28\right)$

如上所述，由于第1、第2至第L加权系数W_1，i，W_2，i，…，W_L，i之比和第1、第2至第L接收信号强度P_1，i，P_2，i，…，P_L，i之比相等，因此，用本实施例的合成支路量度生成电路130生成进行了和实施例1等价的加权合成的合成支路量度。因此，通过用由本实施例的合成支路量度生成电路130生成的合成支路量度，能够实现和实施例1同等的误码率特性。

还有，如上所述，由于第1、第2至第L加权系数W_1，i，W_2，i，…，W_L，i的值域被限定为小于1，因此，在本实施例中，具有在输入了过大的接收信号时也能够防止误码率特性恶化的优点。即，在移动通信的用途中，有时，接收机和发送机的距离极近，这种情况下的接收信号强度极大。例如，第1、第2至第L接收信号强度P_1，i，P_2，i，…，P_L，i达到数千至数万也不稀罕。这样的情况下，若用数字电路构成实施例1的合成支路量度生成电路130，则在上述那样输入了过大的接收信号时，在第1、第2至第L乘法器320A、320B、…、320L和合成电路330中发生位溢出，得不到正常的合成支路量度，故误码率特性恶化。然而，在本实施例中，由于第1、第2至第L加权系数W_1，i，W_2，i，…，W_L，i的值域被限定为1以下，因此在输入过大的接收信号时也不发生如上述那样的位溢出，从而不产生误码率特性的恶化。

这样，通过把进行了用接收信号强度的最大值除各接收信号强度的归一化处理的结果作为加权系数，在输入了过大的接收信号时也能防止误码率特性的恶化。

实施例5

在实施例4中，作为加权系数生成电路400示出把进行了用接收信号强度的最大值除各接收信号强度的归一化处理结果作为加权系数的情况，但是，在进行了归一化处理的结果小于预定的阈值时还可以进行把加权系数取为0的舍弃处理。图10是示出进行这种舍弃处理的分集接收机中加权系数生成电路400的结构的结构图，图中，430A、430B、…、430L是第1、第2至第L舍弃处理电路。还有，对与实施例4的分集接收机中加权系数生成电路400的结构的图9相同或相当的部分标注相同的符号并省略其说明。

下面，说明其动作。图10中，输入到加权系数生成电路400中的第1、第2至第L接收信号强度P_1，i，P_2，i，…，P_L，i被输入到最大值检测电路410中。最大值检测电路410把输入的第1、第2至第L接收信号强度P_1，i，P_2，i，…，P_L，i中值最大者作为最大信号强度输出。即，若时刻t＝iT的最大信号强度的值用ρ_i表示。则ρ_i由下式给出(其中，max{·}表示最大值)。

ρ_i＝max{P_1，i，P_2，i，L，P_L，i}                    (29)

另一方面，第1、第2至第L接收信号强度P_1，i，P_2，i，…，P_L，i还分别输入到第1、第2至第L除法器420A、420B、…、420L中。第1、第2至第L除法器420A、420B、…、420L中还输入了从最大值检测电路410输出的最大信号强度ρ_i，分别进行用最大信号强度除第1、第2至第L接收信号强度P_1，i，P_2，i，…，P_L，i的除法运算。第1、第2至第L除法器420A、420B、…、420L把各个除法结果作为第1、第2至第L归一化信号强度输出。该第1、第2至第L归一化信号强度分别输入到第1、第2至第L舍弃处理电路430A、430B、…、430L中。第1、第2至第L舍弃处理电路430A、430B、…、430L进行舍弃处理，在各个被输入的第1、第2至第L归一化信号强度大于预定的阈值时，作为第1、第2至第L加权系数直接输出第1、第2至第L归一化信号强度，在第1、第2至第L归一化信号强度未达到上述预定的阈值时，作为第1、第2至第L加权系数输出0。因此，若设在时刻t=iT的第k(k=1，2，…，L)加权系数的值为W_k，i，阈值为δ，则W_k，i由下式给出。

W_k，i＝P_k，i/ρ_i(P_k，i/ρ_i≥δ)

     ＝0        (P_k，i/ρ_i＜δ)             (30)

本实施例的加权系数生成电路400生成并输出进行了这样舍弃处理的第1、第2至第L加权系数。通过用该加权系数生成合成支路量度，在本实施例中，当第1、第2至第L接收信号中只有噪声而不存在有意义的信号时能够防止误码率特性的恶化。即，在实施例1中，当有这样仅有噪声而不存在有意义的接收信号时，由于把噪声的强度作为加权系数进行合成支路量度的生成，因此，形成为在合成支路量度中包含只是噪声的项，招致SN比下降，故误码率特性恶化。另一方面，在本实施例中，通过把阈值δ的值设定为大于噪声的强度，则对于只有噪声而不存在有意义的信号这样的接收信号支路量度的加权系数的值为0，故在生成合成支路量度之际除去了只是噪声的项。因此，能够防止SN比降低，从而不产生误码率特性的恶化。

这样，在进行了归一化处理的结果未达到预定的阈值时，通过进行把加权系数取为0的舍弃处理，则在有仅为噪声而不存在有意义的信号这样的接收信号时也能够防止误码率特性的恶化。

实施例6

另外，作为第1、第2至第L加权系数，也可以进行输出第1、第2至第L归一化信号强度近旁的2的整数幂数值的对数量化处理。图11是示出进行这种对数量化处理的分集接收机中加权系数生成电路400的结构的结构图。图中，400A、400B、…、400L是第1、第2至第L的对数量化电路。另外，对于与实施例5的分集接收机中加权系数生成电路400的结构的图10相同部分上标注相同的符号并省略其说明。

图11中，分别从第1、第2至第L除法器420A、420B、…、420L输出的、把第1、第2至第L接收信号强度P_1，i，P_2，i，…，P_L，i用作为最大值检测电路410的输出的最大信号强度相除的除法运算结果的第1、第2至第L归一化信号强度分别被输入到第1、第2至第L的对数量化电路440A、440B、…、440L中。第1、第2至第L的对数量化电路440A、440B、…、440L进行把各个被输入的第1、第2至第L归一化信号强度近旁的2的整数幂数值作为加权系数并输出的对数量化处理。这里，若把在时刻t＝iT的第k(k＝1，2，…，L)加权系数的值记为W_k，i，则W_k，i由下式给出。

W_k，i＝2^[z＋0.5]；

    z＝log₂(P_k，i/ρ_i)                       (31)其中，[x]是不超过x的最大整数。

本实施例的加权系数生成电路400生成并输出这样进行了对数量化处理的第1、第2至第L加权系数。通过使用该加权系数，在本实施例中能够削减合成支路量度生成电路130内的第1、第2至第L乘法器320A、320B、…、320L的电路规模，从而能够减少功耗。即，在数字信号处理中，2的整数幂的乘法用单纯的移位电路实现。因此，通过用对数量化处理把第1、第2至第L加权系数的值取为2的整数幂，就能够用单纯的移位电路实现合成支路量度生成电路130内的第1、第2至第L乘法器，因此，与不进行对数量化处理从而需要一般的乘法器的实施例4相比，削减了电路规模，减少了功耗。

实施例7

还有，合成支路量度生成电路130也可以把采取按各接收信号强度的大小顺序决定的小于1的值的2的整数幂的定值作为加权系数，加权合成对于从各接收信号得到的多路延迟检波信号的支路量度后的结果作为合成支路量度输出。图12是示出进行这种信号处理的合成支路量度生成电路130的结构的结构图，图中，320B、…，320L是第1至第(L－1)乘法器，500是强度顺序输出电路。另外，对于与实施例1的分集接收机中合成支路量度生成电路130的结构的图5相同或相当的部分标注同一符号并省略其说明。

图12中，输入到合成支路量度生成电路130的第1、第2至第L多路延迟检波信号及接收信号强度被输入到强度顺序输出电路500。强度顺序输出电路500比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，把从具有第k(k＝1，2，…，L)个大信号强度的接收信号生成的多路延迟检波信号作为第k个大强度多路延迟检波信号输出。

从强度顺序输出电路500输出的第1、2、…、L个大强度多路延迟检波信号分别输入到第1、第2至第L支路量度计算电路310A、310B、…、310L中，和实施例1一样，进行支路量度的计算。

作为第2至第L支路量度计算电路310B、…、310L的输出的、对于第2、…、L个大强度的多路延迟检波信号的支路量度分别被输入到第1至第(L－1)乘法器320B、…、320L中，并作为加权系数。分别被乘以常数2^J(1)、…、2^J(L－1)。其中，J(k)(k＝1，…，L－1)分别是小于0的整数。即，加权系数2^J(1)、…、2^J(L－1)的值域分别被限定为小于1。

作为第1支路量度计算电路310A的输出的、对于第1个大强度多路延迟检波信号的支路量度和第1至第(L－1)乘法器320B、…、320L的输出被输入到合成电路330。合成电路330求作为第1支路量度计算电路310A的输出的、对于第1个大强度多路延迟检波信号的支路量度和分别由第1至第(L－1)乘法器320B、…、320L加权了的、对于第2，…，L个大强度多路延迟检波信号的支路量度中对应于同状态转移的值的总和。因此，该总和运算进行状态转移总数的M^N次。合成电路330汇总这样得到的M^N个总和结果，作为合成支路量度生成电路130的输出的合成支路量度进行输出。

该信号处理等价于把最大加权系数“1”乘以作为第1支路量度计算电路310A的输出的、对于第1个大强度多路延迟检波信号的支路量度的处理。这里，若用Δψ_(n)k，i表示构成第k(k＝1，2，…，L)个大强度多路延迟检波信号的n(n＝1，2，…，N)符号延迟检波信号的值，则合成支路量度中对应于从状态B_i－1＝(β_i－(N－1)，β_i－(N－2)，…，β_i－1)向状态B_i＝(β_i－(N－2)，β_i－(N－3)，…，β_i)的状态转移的支路量度值A_i{B_i－1，B_i}用下式表示(其中，绝对值记号内的加减法以2π为模，加减结果的值域取为大于-π小于π)。 ${\mathrm{\Λ}}_i\{B_{i-1},B_i\}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)1,i}-\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}|+\underset{k=2}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{2}^{J(k-1)}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)k,i}-\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}|--\left(32\right)$

本实施例的合成支路生成电路130这样地生成并输出合成支路量度，如上所述，由于加权系数的值不是由各接收信号强度值本身，而是由其大小顺序决定的一定值，故和实施例4一样，即使在输入过大的接收信号时也不产生由位溢出引起的误码率特性的恶化。还有，本实施例中，能够削减第1至第(L－1)乘法器320B、…、320L的电路规模，从而能减少功耗。即，在数字信号处理中，2的整数幂的乘法用单纯的移位运算实现，故能够用固定了移动位数的移位电路实现第1至第(L－1)乘法器320B、…、320L，因此，与需要一般乘法器的实施例1相比也削减了电路规模，从而减少了功耗。

这样，即使是进行了把2的整数幂的定值作为加权系数的单纯的加权，与以往例装置相比，也提高了误码率特性。用计算机模拟结果示出这一点。图13是示出由计算机模拟形成的以往装置及实施例7的分集接收机的误码率特性的特性图。图13中的模拟条件和图6相同。其中，实施例7中的J(k)(k＝1，…，7)的值设定为下表所示的值。

                        表1

k	1	2	3	4	5	6	7
								J(k)	-1	-1	-1	-2	-2	-3	-4

若依据图13，可知实施例7的误码率特性比以往例提高。这样，即使是进行了把2的整数幂的定数作为加权系数的单纯的加权，与以往的分集接收机相比，也可实现更好的误码率特性。

实施例8

还有，合成支路量度生成电路130也可以把对于从L个接收信号内信号强度大的前K(K是大于1小于L的整数)个接收信号中得到的多路延迟检波信号的支路量度进行加权合成的结果作为合成支路量度输出。图14示出进行这种信号处理的合成支路量度生成电路130的结构的结构图，图中，310A、310B、…、310K是第1至第K支路量度计算电路，320A、320B、…、320K是第1至第K乘法器，600是强度顺序选择电路。另外，对于与实施例1的分集接收机中合成支路量度电路130的结构的图5相同或相当的部分标注相同的符号并省略其说明。

图14中，输入到合成支路量度生成电路130的第1、第2至第L多路延迟检波信号及接收信号强度被输入到强度顺序选择电路600中。强度顺序选择电路600比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，选择至第K个大信号强度并作为第1、2、…、K个大信号强度输出，同时，把从具有第k(k＝1，2，…，K)个大信号强度的接收信号生成的多路延迟检波信号作为第K个大强度的多路延迟检波信号输出。

从强度顺序选择电路600输出的第1、2、…、K个大强度的多路延迟信号分别输入到第1、第2至第K支路量度计算电路310A、310B、…、310K中，和实施例1一样，进行支路量度计算。

从第1、第2至第K支路量度计算电路310A、310B、…、310K输出的、对于第1、2、…、K个大强度的多路延迟检波信号的支路量度分别输入到第1、第2至第K乘法器320A、320B、…、320K中。还有，作为强度顺序选择电路600的输出的第1、2、…、K个大信号强度也分别输入到第1、第2至第K乘法器320A、320B、…、320K中，并且分别与对于第1、2、…、K个大强度的多路延迟检波信号的支路量度相乘。由此，进行了以第1、2、…、K个大信号强度为加权系数的、对于第1、2、…、K个大强度的多路延迟检波信号的支路量度的加权。即，乘法器320A、320B、…、320K的输出成为分别用第1、2、…、K个大信号强度加权了的对于第1、2、…、K个大强度的多路延迟检波信号的支路量度。该乘法器320A、320B、…、320K的输出分别输入到合成电路330中。

合成电路330求作为第1、第2至第K乘法器320A、320B、…、320K的输出的、用第1、2、…、K个大信号强度加权了的对于第1、2、…、K个大强度的多路延迟检波信号的支路量度中对应于同一状态转移的值的总和。因此，该总和运算进行状态转移总数的M^N次。合成电路330汇总这样得到的M^N个总和结果，作为合成支路量度生成电路130的输出的合成支路量度进行输出。因此，若用Γ_k，i表示第k(k＝12，…，K)个大信号强度的值，用Δψ_(n)k，i表示构成第k个大强度多路延迟检波信号的n(n＝1，2，…，N)符号延迟检波信号的值，则合成支路量度中对应于从状态B_i－1＝(β_i－(N－1)，β_i－(N－2)，…，β_i－1)向状态B_i＝(β_i－(N－2)，β_i－(N－3)，…，β_i)的状态转移的支路量度值A_i{B_i－1，B_i}由下式给出(其中，绝对值记号内的加减法以2π为模，加减结果的值域取为大于-π小于π)。 ${\mathrm{\Λ}}_i\left\{B_{i-1,}{B}_i\right\}=\underset{k=1}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Γ}}_{k,i}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)k,i}-\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}|--\left(33\right)$

这样，本实施例中的合成支路量度生成电路130把对于从C个接收信号中信号强度大的前K个接收信号得到的多路延迟检波信号的支路量度加权合成了的结果作为合成支路量度输出。在本实施例中，由于能够把支路量度计算电路和乘法器的数目从L个减少到K个，因此削减了电路规模，从而也减少了功耗。

这种情况下，由于用于生成合成支路量度的接收信号的数目从L减少到K个而减少了分集增益，但仍能够实现好于以往例装置的误码率特性。用计算机模拟结果示出这一点。图15是示出由计算机模拟形成的以往例及实施例8中分集接收机的误码率特性的特性图。图15中，把实施例8中的K值设定为K＝4，其它模拟条件和图6相同。依据图15可知，尽管实施例8中仅使用4个接收信号，但其误码率特性仍比使用8个全部接收信号的以往例提高。这样，通过把对于从L个接收信号中信号强度大的前K(K是大于1小于L的整数)个接收信号得到的多路延迟检波信号的支路量度加权合成了的结果作为合成支路量度，可以减少支路量度计算电路和乘法器的数目，削减电路规模，减少功耗，同时能够实现好于以往的分集接收机的误码率特性。

实施例9

在实施例8中，作为合成支路量度生成电路130示出了直接把各信号强度作为支路量度的加权系数进行加权合成的情况，但是，也可以和相对于实施例1的实施例4一样，把进行了用信号强度的最大值除各信号强度的归一化处理的结果作为加权系数。图16是示出进行这种归一化处理的分集接收机中合成支路量度生成电路130的结构的结构图，图中，320B、…，320K是第1至第(K－1)乘法器，700是加权系数生成电路。另外，对于与实施例8的分集接收机中合成支路量度生成电路130的结构的图14相同或相当部分标注相同的符号，并省略其说明。图16中，从强度顺序选择电路600输出的第1、2、…、K个大信号强度Γ_1，i、Γ_2，i、…、Γ_k，i被输入到加权系数生成电路700中。

图17是示出加权系数生成电路700的结构的结构图，图中710B，…，710K是第1至第(K－1)除法器。图17中，输入到加权系数生成电路700中的第1，2，…，K个大信号强度Γ_1，i，Γ_2，i，…，Γ_k，i中，第2，…，K个大信号强度Γ_2，i，…，Γ_k，i分别输入到第1至第(K－1)除法器710B、…、710K中。第1至第(K－1)除法器710B、…、710K中还输入作为信号强度最大值的第1个大信号强度Γ_1，i，进行用第1大信号强度Γ_1，i分别除第2，…，K个大信号强度Γ_2，i，…，Γ_k，i的除法运算。第1至第(K－1)除法器710B、…、710K把各个除法结果作为加权系数生成电路700输出的第1至第(K－1)加权系数进行输出。因此，若把第k(k＝1，…，K－1)加权系数的值记为W_k，i，则W_k，i由下式给出。

W_k，i＝Γ_k＋1，i/Γ_1，i                          (34)

若求第1至第(K－1)加权系数W_1，i，…，W_k－1，i之比，则显然与第2至第K接收信号强度P_2，i，…，P_K，i之比相等。还有，显然第1至第(K－1)加权系数W_1，i，…，W_k，i的值域被限定为小于1。

以下，再次用图16，说明本实施例的合成支路量度生成电路130的动作。图16中，从第2至第K支路量度计算电路310B、…、310K分别输出的、对于第2、…、K个大强度多路延迟检波信号的支路量度，分别被输入到第1至第(K－1)乘法器320B、…、320K中。还有，作为加权系数生成电路700的输出的第1至第(K－1)加权系数也分别输入到第1至第(K－1)乘法器320B、…、320K中，分别乘到对于第2、…、K个大强度的多路延迟检波信号的支路量度上。因此，第1至第(K－1)乘法器320B、…、320K的输出成为分别用第1至第(K－1)加权系数W_1，i，…，W_k－1，i加权了的对于第2、…、K个大强度多路延迟检波信号的支路量度。

作为第1支路量度计算电路310A的输出的对于第1个大强度多路延迟检波信号的支路量度和第1至第(K－1)乘法器320B、…、320K的输出被输入到合成电路330。合成电路330求作为第1支路量度计算电路310A的输出的对于第1大强度多路延迟检波信号的支路量度和分别作为第1至第(K－1)乘法器320B、…、320K的输出的、用第1至第(K－1)加权系数加权了的对于第2、…、K个大强度多路延迟检波信号的支路量度中对应于同一状态转移的值的总和。因此，这种总和运算进行状态转移的总数M^N次。合成电路330汇总这样得到的M^N个总和结果，作为合成支路量度生成电路130的输出的合成支路量度进行输出。

该信号处理等价于把最大加权系数“1”乘以作为第1支路量度计算电路310A的输出的对于第1大强度多路延迟检波信号的支路量度。这里，若用Δψ_(n)k，i表示构成第k(k＝1，2，…，K)个大强度多路延迟检波信号的第n(n＝1，2，…，N)符号延迟检波信号的值，则在合成支路量度中，对应于从状态B_i－1＝(β_i－(N－1)，β_i－(N－2)，…，β_i－1)向状态B_i＝(β_i－(N－2)，β_i－(N－3)，…，β_i)的状态转移的支路的量度值A_i{B_i－1，B_i}用下式表示(其中，绝对值记号内的加减法以2π为模，加减结果的值域取为大于-π小于π)。 ${\mathrm{\Λ}}_i\{B_{i=1},B_i\}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)1,i}-\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}|+\underset{k=2}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{W}_{k-1,i}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)k,j}-\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}|$ $=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)1,i}-\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}|+\underset{k=2}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}({\mathrm{\Γ}}_{k,i}/{\mathrm{\Γ}}_{1,i})\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)k,i}-\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}|$ $-\frac{1}{{\mathrm{\Γ}}_{1,i}}\underset{k=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\Γ}}_{k,i}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)k,i}-\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}|--\left(35\right)$

这样，用本实施例的合成支路量度生成电路130便可生成与以第1、2、…、K个大信号强度Γ_1，i，Γ_2，i，…，Γ_k，i为加权系数的实施例8等价的进行加权合成的合成支路量度。因此，通过使用由本实施例的合成支路量度130生成的合成支路量度，便可实现和实施例8同等的误码率特性。

如上所述，本实施例中由于第1至第(K－1)加权系数W_1，i，…，W_k，1，i的值域被限定为小于1，因此和实施例4一样，在用数字电路构成合成支路生成电路130时，具有即使输入了过大的接收信号也能够防止电路内的位溢出，从而不产生误码率特性恶化的优点。

实施例10

在实施例9中，作为加权系数生成电路700，示出了把进行了用信号强度的最大值除各信号强度的归一化处理的结果作为加权系数的情况。但是，也可以和相对于实施例4的实施例5一样，在进行了归一化处理的结果小于预定的阈值时，进行把加权系数取为0的舍弃处理。图18是示出进行这种舍弃处理的分集接收机中加权系数生成电路700的结构的结构图，图中，720B、…、720K是第1至第(K－1)舍弃处理电路。另外，对于与实施例9的分集接收机中加权系数生成电路700的结构的图17相同或相当的部分标注相同的符号，并省略其说明。

图18中，输入到加权系数生成电路700中的第1、2、…、K个大信号强度Γ_1，i，Γ_2，i，…，Γ_k，i中，第2，…，K个大信号强度Γ_2，i，…，Γ_k，i分别输入到第1至第(K－1)除法器710B、…、710K中。第1至第(K－1)除法器710B、…、710K中还输入作为信号强度最大值的第1个大信号Γ_1，i，进行用第1个大信号强度Γ_1，i分别除第2、…、K个大信号强度Γ_2，i，…，Γ_k，i的除法运算。第1至第(K－1)除法器710B、…、710K把各个除法结果作为第1至第(K－1)归一化信号强度输出。该第1至第(K－1)归一化信号强度分别输入到第1至第(K－1)舍弃处理电路720B、…、720K中。第1至第(K－1)舍弃处理电路720B、…、720K进行舍弃处理在分别被输入的第1至第(K－1)归一化信号强度大于预定的阈值时，作为第1至第(K－1)加权系数直接输出第1至第(K－1)归一化信号强度，在第1至第(K－1)归一化信号强度小于预定的阈值时，作为第1至第(K－1)加权系数输出0。因此，若把第k(k＝1，…，K－1)加权系数的值记为W_k，i，把阈值记为δ，则W_k，i由下式给出。

W_k，i＝Γ_k＋1，i/Γ_1，i    (Γ_k＋1，i/Γ_1，i≥δ)

     ＝0                   (Γ_k＋1，i/Γ_1，i＜δ)

                                                   (36)

本实施例的加权系数生成电路700生成并输出完成了这样舍弃处理的第1至第(K－1)加权系数。通过使用该加权系数生成合成支路量度，在本实施例中，和实施例5一样，在有只存在噪声而不存在有意义信号的接收信号时，也能够防止误码率特性的恶化。即，在本实施例中，通过把阈值8设定得大于噪声强度，对于只存在噪声而不存在有意义信号的接收信号的支路量度的加权系数值为0，故在生成合成支路量度之际除去只是噪声的项。因此具有在这样的情况下也能够防止SN比下降而不产生误码率特性恶化的优点。

实施例11

还有，也可以和相对于实施例4的实施例6一样，进行把第1至第(K－1)归一化信号强度近旁的2的整数幂数值作为第1至第(K－1)的加权系数而输出的对数量化处理。图19是示出进行这种对数量化处理的分集接收机中加权系数生成电路700的结构的结构图，图中，730B、…、730K是第1至第(K－1)对数量化电路。另外，对于与实施例10的分集接收机中加权系数生成电路700的结构的图18相同的部分标注相同的符号，并省略其说明。

图19中，分别从第1至第(K－1)除法器710B、…、710K输出的、作为用第1个大信号强度F_1，i分别除第2、…、K个大信号强度Γ_2，i，…，Γ_k，i的除法结果的、第1至第(K－1)的归一化强度分别输入到第1至第(K－1)对数量化电路730B、…、730K中。第1至第(K－1)对数量化电路730B、…、730K进行把分别被输入的第1至第(K－1)归一化信号强度近旁的2的整数幂数值作为加权系数输出的对数量化处理。这里，若把第k(k＝l，…，K－1)加权系数的值记为W_k，i，则W_k，i由下式给出(其中，[x]意味不超过x的最大整数)。

           W_k，j＝2^[z＋0.5]；

               z＝log2(Γ_k＋1，i/Γ_1，i)           (37)

本实施例的加权系数生成电路700生成并输出完成了这样对数量化处理的第1至第(K－1)加权系数。通过使用该加权系数，在本实施例中，和实施例6一样，能够用单纯的移位电路实现合成支路量度生成电路130内的第1至第(K－1)乘法器320B、…、320K，因此，与不进行对数量化从而需要一般的乘法器的实施例9相比，具有削减电路规模，减少功耗的优点。

实施例12

还有，合成支路量度生成电路130也可以把取按各接收信号强度的大小顺序决定的1以下值的2的整数幂一定值作为加权系数，加权合成了对于第1、2、…、K个大强度的多路延迟检波信号的支路量度的结果作为合成支路量度输出。图20是示出进行这种信号处理的合成支路量度生成电路130的结构的结构图，图中，320B、…、320K是第1至第(K－1)乘法器，600a是强度顺序选择电路。另外，对于与实施例8的分集接收机中合成支路量度生成电路130的结构的图14相同或相当的部分标注相同的符号，并省略其说明。

图20中，输入到合成支路量度生成电路130的第1、第2至第L多路延迟检波信号及接收信号强度被输入到强度顺序选择电路600a中。强度顺序选择电路600a比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，把从具有第1，2，…，K(K是大于1小于L的整数)个大信号强度的接收信号生成的多路延迟检波信号分别作为第1、2、…、K个大强度的多路延迟检波信号输出。这样，在本实施例中的强度顺序选择电路600a在仅输出多路延迟检波信号不输出信号强度这一点上和实施例8的强度顺序选择电路600不同。

从强度顺序选择电路600a输出的第1，2，…，K个大强度多路延迟检波信号分别输入到第1、第2至第K支路量度计算电路310A、310B、…、310K中，和实施例1一样，进行支路量度的计算。

作为第2至第K支路量度计算电路310B、…、310K的输出的、对于第2、…、K个大强度的多路延迟检波信号的支路量度分别输入到第1至第(K－1)乘法器320B、…、320K中，作为加权系数，分别乘以常数2^J(1)、…、2^J(k－1)。其中，J(k)(k＝1，…，K－1)分别是小于0的整数。即，加权系数2^J(1)、…、2^J(k－1)的值域分别被限定为小于1。

作为第1支路量度计算电路310A的输出的、对于第1个大强度多路延迟检波信号的支路量度和第1至第(K－1)乘法器320B、…、320K的输出分别输入到合成电路330中。合成电路330求作为第1支路量度计算电路310A的输出的、对于第1个大强度的多路延迟检波信号的支路量度和分别由第1至第(K－1)乘法器320B、…、320K加权了的、对于第2、…、K个大强度多路延迟检波信号的支路量度中对应于同状态转移的值的总和。因此，该总和运算进行状态转移总数的M^N次。合成电路330汇总这样得到的M^N个总和结果，作为合成支路量度生成电路130的输出的合成支路量度进行输出。

该信号处理等价于把最大加权系数“1”乘以作为第1支路量度计算电路310A的输出的、对于第1个大强度多路延迟检波信号的支路量度。这里，若用Δψ_(n)2，i表示构成第k(k＝1，2，…，K)个大强度多路延迟检波信号的n(n＝1，2，…，N)符号延迟检波信号的值，则在合成支路量度中，对应于从状态B_i－1＝(β_i－(N－1)，β_i(N－2)，…，β_i－1)向状态B_i＝(β_i(N－2)，β_i(N－3)，…，i)的状态转移的支路量度值A_i{B_i－1，B_i}由下表表示(其中，绝对值记号内的加减法以2π为模，加减结果的值域取为大于-π小于π)。 ${\mathrm{\Λ}}_i\left\{B_{i-1,}{B}_i\right\}=\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)1,i}-\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}|+\underset{k=2}{\overset{k}{\mathrm{\Σ}}}{2}^{J(k-1)}\underset{n=1}{\overset{N}{\mathrm{\Σ}}}|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{\left(n\right)k,i}-\underset{j=0}{\overset{n-1}{\mathrm{\Σ}}}{\mathrm{\β}}_{i-j}|--\left(38\right)$

本实施例的合成支路量度生成电路130这样生成并输出合成支路量度，但是，如上所述，由于加权系数的值不是接收信号强度的值本身，而成为按其大小顺序决定的一定值，故和实施例9一样，即使输入过大的接收信号也不产生由位溢出引起的误码率特性的恶化。还有，在本实施例中能够削减第1至第(K－1)乘法器320B、…、320K的电路规模，从而能够减少功耗。即，在数字信号处理中，2的整数幂的乘法由单纯的移位电路实现，故能够用固定了移动位数的移位电路实现第1至第(K－1)乘法器320B、…、320K，因此与需要一般乘法器的实施例8相比还削减电路规模，减少功耗。

像这样把用于生成合成支路量度的接收信号数从L个减少至K个，而且进行了以2的整数幂的一定值作为加权系数的单纯加权的情况与以往例装置相比提高了误码率特性。用计算机模拟结果示出这一点。图21是示出由计算机模拟形成的以往例及实施例12的分集接收机的误码率特性的特性图。图21中的模拟条件和图6相同。其中，实施例12中的K值设定为K＝6，还有，J(k)(k＝1，…，5)的值设定为下表所示的值。

                            表2

k	1	2	3	4	5
						J(k)	-1	-1	-1	-2	-2

依据图21可知，实施例12的误码率特性比以往例提高。像这样减少用于生成合成支路量度的接收信号数而且把2的整数幂的一定值作为加权系数进行单纯的加权的情况也可实现好于以往的分集接收机的误码率特性。

发明的效果

本发明的分集接收机是接收并解调包含被差分相位调制的数据序列的多个接收信号的分集接收机，具备对应于接收的多个上述接收信号设置的多路延迟检波装置和信号强度检测装置以及序列推断装置，其中，多路延迟检波装置生成把作为该接收信号当前相位和1符号周期前的相位之差的1符号延迟检波信号以及作为该接收信号当前相位和预定符号周期前的相位之差的预定符号延迟检波信号多路化了的多路延迟检波信号，信号强度检测装置检测出该接收信号的信号强度，生成对应于该信号强度的信号强度信号，序列推断装置用对于上述多个接收信号的每一个生成的上述多种延迟检波信号及上述信号强度信号推断被发送的差分相位序列，解调上述数据序列，因此，能够得到误码率好的分集接收机。

还有，上述序列推断装置由于具备在上述多个接收信号中根据上述信号强度信号计算出由2的整数幂数值构成的加权系数的加权系数生成装置以及根据在上述加权系数生成装置计算出的上述加权系数对上述多路延迟检波信号进行加权的加权装置，因此，能够得到可以依据单纯的移位进行加权处理从而削减电路规模和减少功耗的分集接收机。

还有，本发明的分集接收机中，具备从第1、第至第L(L是大于2的整数)接收信号生成作为各接收信号当前相位和第1、2、…、N(N是大于2的整数)符号周期前的相位之差的1，2，…，N符号延迟检波信号的多路延迟检波装置、生成对应于上述第1、第2对第L接收信号的接收信号强度的信号强度检测装置以及用从上述多路延迟检波装置输出的第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号和从上述信号强度检测装置输出的第1、第2至第L接收信号强度推断发送差分相位序列并输出对应于该发送差分相位序列的推断值的解调数据序列的序列推断装置，上述序列推断装置被构成为具有根据表示能够把M(M是发送差分相位的信号点相位的个数，是大于2的整数)个信号点相位组合为(N－1)个的M^N－1个状态间的状态转移的网格图，用上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度生成对应于上述网格图上各状态转移的合成支路量度值的合成支路量度生成装置、用在上述合成支路量度生成装置中生成的上述合成支路量度根据维特比算法进行ACS运算的ACS装置和存储从上述ACS装置输出的、作为ACS运算结果的路径选择信号的路径存储装置及根据维特比算法推断上述发送差分相位序列。上述合成支路量度生成装置被构成为具备用上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1、第2至第L支路量度计算装置、进行从上述第1、第2至第L支路量度计算装置输出的各支路量度值和上述第1、第2至第L接收信号强度的乘法运算并把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1、第2至第L乘法装置以及把从上述第1、第2至第L乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值相加并把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置，故通过用在上述合成支路量度生成装置中生成的、进行了对应于接收信号强度的加权合成的合成支路量度，在根据维特比算法推断序列的过程中能够得到分集效果。

还有，由于在其计算过程中从上述第1、第2至第L支路量度计算装置输出的对于上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号的支路量度值的SN比提高，故对应于用作为加权合成了这些支路量度值的结果的上述合成支路量度值，用上述序列推断装置推断的发送差分相位序列的推断值的上述解调数据序列的误码率特性好于仅用1符号延迟检波信号的以往分集接收机的误码率特性。即，若依据本发明，则具有可得到改善以往的分集接收机的误码率特性的方式的效果。

还有，上述合成支路量度生成装置被构成为具有用上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1、第2至第L支路量度计算装置、从上述第1、第2至第L接收信号强度生成第1、第2至第L加权系数的加权系数生成装置、进行从上述第1、第2至第L支路量度计算装置输出的各支路量度值和从上述加权系数生成装置输出的上述第1、第2至第L加权系数的乘法运算，并把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1、第2至第L乘法装置以及把从上述第1、第2至第L乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值进行相加并把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置，上述加权系数生成装置由于被构成为具有检测上述第1、第2至第L接收信号强度中的最大者并作为最大信号强度输出的最大值检测装置以及用从上述最大值检测装置输出的上述最大信号强度除上述第1、第2至第L接收信号强度并且把除法结果作为上述第1、第2至第L加权系数输出的第1、第2至第L除法装置，故上述第1、第2至第L加权系数的值域被限定为小于1，因此，在用数字电路构成上述合成支路量度生成装置时，具有能够得到即使被输入过大的接收信号也可以防止上述第1、第2至第L乘法装置和上述合成装置中的位溢出引起的误码率特性恶化的分集接收机的效果。

还有，上述加权系数生成装置由于被构成为具有检测上述第1、第2至第L接收信号强度中的最大者并作为最大信号强度输出的最大值检测装置，用从上述最大值检测装置输出的上述最大信号强度除上述第1、第2至第L接收信号强度并且把除法结果作为第1、第2至第L归一化信号强度输出的第1、第2至第L除法装置、输入从上述第1、第2至第L除法装置输出的上述第1、第2至第L归一化信号强度，在上述第1、第2至第L归一化信号强度大于预定的阈值时作为上述第1、第2至第L加权系数输出上述第1、第2至第L归一化信号强度，在上述第1、第2至第L归一化信号强度小于预定的阈值时作为上述第1、第2至第L加权系数输出0的第1、第2至第L舍弃处理装置，故在上述合成支路量度生成装置中能够用进行了舍弃处理的加权系数生成合成支路量度，从而，能够防止在上述第1、第2至第L接收信号中只存在噪声而不存在有意义的信号时误码率特性的恶化。

即，由于通过把上述预定的阈值设定为大于噪声强度，对于只存在噪声而不存在有意义的信号的支路量度的加权系数为0，故在生成合成支路量度之际除去了只有噪声的项。由于在这种情况下SN比也不降低，因此具有能够得到可以防止误码率特性恶化的分集接收机的效果。

还有，上述加权系数生成装置由于被构成为具备检测上述第1、第2至第L接收信号强度中的最大者并作为最大信号强度输出的最大值检测装置、用从上述最大值检测装置输出的上述最大信号强度除上述第1、第2至第L接收信号强度并且把除法结果作为第1、第2至第L归一化信号强度输出的第1、第2至第L除法装置以及输入从上述第1、第2至第L除法装置输出的上述第1、第2至第L归一化强度信号，作为上述第1、第2至第L加权系数输出上述第1、第2在第L归一化信号强度近旁的2的整数幂数值的第1、第2至第L对数量化装置，故在用数字电路构成上述合成支路量度生成装置时，能够削减上述合成支路量度生成装置中具备的上述第1、第2至第L乘法装置的电路规模，从而能够减少功耗。

即，由于在数字信号处理中，2的整数幂的乘法能够用单纯的移位运算实现，因此，通过用对数量化处理把上述第1、第2至第L加权系数的值取为2的整数幂，就能够用单纯的移位电路实现上述合成支路量度生成装置中具有的上述第1、第2至第L乘法装置。因此，具有与不进行对数量化处理从而需要一般的乘法装置的情况相比，能够得到可以削减电路规模、减少功耗的分集接收机的效果。

还有，由于上述合成支路量度生成装置被构成为具备输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度，比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，把从具有第k(k＝1，2，…，L)个大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号作为第k个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号输出的强度顺序输出装置、用从上述强度顺序输出装置输出的第1、2、…、L个大强度的1，2，…，N符号延迟信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1、第2至第L支路量度计算装置、把分别由小于0的整数J(k)(k＝1，…，L－1)决定的常数2^J(1)、…、2^J(L－1)乘以从上述第2至第L支路量度计算装置输出的各支路量度值并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1至第(L－1)乘法装置以及把从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值和从上述第1至第(L－1)乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值进行相加并且把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置，故加权系数的值不是各接收信号强度值本身，而成为按其大小顺序决定的一定值，因此，具有可得到即使输入过大的接收信号时也不产生由位溢出引起的误码率特性恶化的分集接收机的效果。还有，在用数字电路构成上述合成支路量度生成装置时，能够削减上述合成支路量度生成装置中具有的上述第1至第(L－1)乘法装置的电路规模，减少功耗。

即，由于在数字信号处理中，2的整数幂的乘法能够用单纯的移位运算实现，故用固定了移动位数的移位电路能够实现上述第1至第(L－1)乘法装置，因此具有能够得到可以削减电路规模，从而还可以减少功耗的分集接收机。

还有，上述合成支路量度生成装置由于被构成为具备输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度，比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，选择至第K(K是大于1小于L的整数)个大信号强度并作为第1、2、…、K个大信号强度输出，同时，把从具有第k(k＝1，2，…，K)个大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号作为第k个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号输出的强度顺序选择装置、用从上述强度顺序选择装置输出的第1、2、…、K个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1、第2至第K支路量度计算装置、进行从上述第1、第2至第K支路量度计算装置输出的各支路量度值和上述第1、2、…、K个大信号强度的乘法运算并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1、第2至第K乘法装置以及把从上述第1、第2至第K乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值进行相加并把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置，故能够把支路量度计算装置和乘法装置的数目从L个减少至K个。因此具有能够得到可以削减电路规模从而减少功耗的分集接收机的效果。

还有，上述合成支路量度生成装置被构成为具备输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度，比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，选择至第K(K是大于1小于L的整数)个大信号强度并作为第、、…、K个大信号强度输出。同时，把从具有第k(k＝1，2，…，K)个大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号作为第k个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号输出的强度顺序选择装置、用从上述强度顺序选择装置输出的第1、2、…、K个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1、第2至第K支路量度计算装置、从上述第1、2、…、K个大信号强度生成第1至第(K－1)加权系数的加权系数生成装置、进行从上述第2至第K支路量度计算装置输出的各支路量度值和从上述加权系数生成装置输出的上述第1至第(K－1)加权系数的乘法运算，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1至第(K－1)乘法装置以及把从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值和从上述第1至第(K－1)乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值进行相加，并且把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置，由于上述加权系数生成装置被构成为具有用上述第1个大信号强度除上述第2，…，K个大信号强度，并且把除法结果作为上述第1至第(K－1)加权系数输出的第1至第(K－1)除法装置，故上述第1至第(K－1)加权系数的值域被限定为小于1，因此，在用数字电路构成上述合成支路量度生成电路时，具有能够得到即使输入过大接收信号也可以防止上述第1至第(K－1)乘法装置和上述合成装置中的位溢出引起的误码率特性恶化的分集接收机的效果。

还有，由于上述加权系统生成装置被构成为具备用上述第1个大信号强度除上述第2、…、K个大信号强度并把除法结果作为第1至第(K－1)归一化信号强度输出的第1至第(K－1)除法装置、以及输入从上述第1至第(K－1)除法装置输出的上述第1至第(K－1)归一化信号强度，在上述第1至第(K－1)归一化信号强度大于预定的阈值时作为上述第1至第(K－1)加权系数输出上述第1至第(K－1)归一化信号强度，在上述第1至第(K－1)归一化信号强度小于上述预定的阈值时作为上述第1至第(K－1)加权系数输出0的第1至第(K－1)舍弃处理装置，故在上述合成支路量度生成支路中能够用进行了舍弃处理的加权系数生成合成支路量度，能够防止上述第1、第2至第L接收信号中只存在噪声而不存在有意义的信号情况下误码率特性的恶化。

即，由于通过把上述预定的阈值设定为大于噪音的强度，对于只存在噪声而不存在有意义的信号的接收信号的支路量度的加权系数的值为0，故在生成合成支路量度之际除去了只有噪声的项。从而，由于在这种情况下SN比也不降低，因此具有能够得到可以防止误码率特性恶化的分集接收机的效果。

还有，由于上述加权系数生成装置被构成为具备用上述第1个大信号强度除上述第2、…、第K个大信号强度，并且把除法结果作为上述第1至第(K－1)个归一化信号强度输出的第1至第(K1)除法装置输出的上述第1至第(K－1)归一化信号强度，作为上述第1至第(K－1)加权系数输出上述第1至第(K－1)归一化信号强度近旁的2的整数幂数值的第1至第(K－1)对数量化装置，故在用数字电路构成上述合成支路量度生成装置时，能够削减上述合成支路量度生成装置中具有的上述第1至第(K－1)乘法装置的电路规模，从而能够减少功耗。

即，由于在数字信号处理中，2的整数幂的乘法能够用单纯的移位运算实现，故通过用对数量化处理把上述第1至第(K－1)加权系数的值取为2的整数幂，就能够用单纯的移位电路实现上述合成支路量度生成装置中具有的上述第1至第(K－1)乘法装置。因此，与不进行对数量化处理从而需要一般乘法装置的情况相比，具有能够得到可以削减电路规模、减少功耗的分集接收机的效果。

还有，上述合成支路量度生成装置由于被构成为具备输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度，比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，把从具有第1，2，…，K(K是大于1小于L的整数)个大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号分别选择为第1，2，…，K个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号并进行输出的强度顺序选择装置、用从上述强度顺序选择装置输出的第1，2，…，K个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1，第2至第K支路量度计算装置、把由分别小于0的整数J(k)(k＝1，…，K－1)决定的常数2^J(1)，…，2^J(K－1)乘以从上述第2至第K支路量度计算装置输出的各支路量度值，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1至第(K－1)乘法装置以及把从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值和从上述第1至第(K－1)乘法装置输出的被加权了的支路量度中对应于同一状态转移的值进行相加，并且把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置，故加权系数的值不是各接收信号强度值本身，而成为由其大小顺序决定的一定值，因此，具有能够得到即使被输入过大的接收信号也不产生因位溢出引起的误码率特性恶化的分集接收机的效果。

还有，在用数字电路构成上述合成支路量度生成装置时，能够削减上述合成支路量度生成装置中具有的上述第1至第(K－1)乘法装置的电路规模，从而能够减少功耗。即，由于在数字信号处理中，2的整数幂的乘法能够用单纯的移位运算实现，故能够用固定了移动位数的移位电路实现上述第1至第(K－1)乘法装置，因此，具有能够得到可以削减电路规模从而可以减少功耗的分集接收机的效果。

Claims (17)

1.一种分集接收机，它是接收并解调包含被差分相位调制了的数据序列的多个信号的分集接收机，具有：

多路延迟检波装置，被设置为与接收的多个上述接收信号相对应，用于生成把作为该接收信号当前相位和1符号周期前的相位之差的1符号延迟检波信号以及作为该接收信号当前相位和预定符号周期前的相位之差的预定符号延迟检波信号多路化了的多路延迟检波信号；

信号强度检测装置，被设置为与上述接收的多个接收信号相对应，检测该接收信号的信号强度，生成对应于该信号强度的信号强度信号；

序列推断装置，用对于上述多个接收信号生成的上述多路延迟检波信号以及上述信号强度信号推断被发送的差分相位序列，解调上述数据序列。

2.权利要求1所述的分集接收机，其特征在于：

上述序列推断装置具有在上述多个接收信号的中根据上述信号强度，计算出由2的整数幂数值构成的加权系数的加权系数生成装置和根据在上述权加系数生成装置中计算出的上述加权系数对上述多路延迟检波信号进行加权的加权装置。

3.权利要求1所述的分集接收机，其特征在，所述多路延迟检波装置从第1、第2至第L(L是大于2的整数)的接收信号生成作为各接收信号当前相位和1、2、…、N(N是大于2的整数)符号周期前的相位之差的1，2，…，N符号延迟检波信号；所述信号强度的信号强度检测装置生成对应于上述第1、第2至第L接收信号的接收信号强度。

4.权利要求3所述的分集接收机，其特征在于所述信号强度检测装置具有强度检测电路(260)，该强度检测电路(260)用于接收第1、第2至第L的接收信号，并将各个接收信号的振幅乘以U(U是大于0的实数)而得到的值分别作为第1、第2至第L接收信号强度加以输出。

5.权利要求3所述的分集接收机，其特征在于上述序列推断装置具备：

根据表示能够把M(M是发送差分相位的信号点相位的个数，是大于2的整数)个信号点相位组合为(N-1)个的M^N-1个状态间状态转移的网格图，用上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号生成对应于上述网格图上各状态转移的合成支路量度值的合成支路量度生成装置；

用在上述合成支路量度生成装置中生成的上述合成支路量度值根据维特比算法进行加法-比较-选择运算的ACS装置；

存储从上述ACS装置输出的、作为ACS运算结果的路径选择信号的路径存储装置；并且根据维特比算法推断上述发送差分相位序列。

6.权利要求5所述的分集接收机，其特征在于上述合成支路量度生成装置具备：

用上述第1、第2至第L的1、2、…、N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1、第2至第L支路量度计算装置；

进行从上述第1、第2至第L支路量度计算装置输出的各支路量度值和上述第1、第2至第L接收信号强度的乘法运算并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1、第2至第L乘法装置；

把从上述第1、第2至第L乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值进行相加，并且把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置。

7.权利要求5所述的分集接收机，其特征在于上述合成支路量度生成装置具备：

用上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各转移状态的支路量度值的第1、第2至第L支路量度计算电路；

从上述第1、第2至第L接收信号强度生成第1、第2至第L加权系数的加权系数生成装置；

进行从上述第1、第2至第L支路量度计算装置输出的各支路量度和从上述加权系数生成装置输出的上述第1、第2至第L加权系数的乘法运算，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1、第2至第L乘法装置；

把从上述第1、第2至第L乘法装置输出的被加权了的支路量度中对应于同一状态转移的值进行相加，并且把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置。

8.权利要求7所述的分集接收机，其特征在于上述加权系数生成装置具备：

检测上述第1、第2至第L接收信号强度中的最大者并作为最大信号强度输出的最大值检测装置；

用从上述最大值检测装置输出的上述最大信号强度除上述第1、第2至第L接收信号强度，并且把除法结果作为上述第1、第2至第L加权系数输出的第1、第2至第L除法装置。

9.权利要求7所述的分集接收机，其特征在于上述加权系数生成装置具备：

检测上述第1、第2至第L接收信号强度中的最大者并作为最大信号强度输出的最大值检测装置；

用从上述最大值检测装置输出的上述最大信号强度除上述第1、第2至第L接收信号强度，并且把除法结果作为第1、第2至第L归一化信号强度输出的第1、第2至第L除法装置；

输入从上述第1、第2至第L除法装置输出的上述第1、第2至第L归一化信号强度，在上述第1、第2至第L归一化信号强度大于预定的阈值时作为上述第1、第2至第L加权系数输出上述第1、第2至第L归一化信号强度，在上述第1、第2至第L归一化信号强度小于预定的阈值时作为上述第1、第2至第L加权系数输出0的第1、第2至第L舍弃处理装置。

10.权利要求7所述的分集接收机，其特征在于上述加权系数生成装置具备：

检测上述第1、第2至第L接收信号强度中的最大者并作为最大信号强度输出的最大值检测装置；

用从上述最大值检测装置输出的上述最大信号强度除上述第1、第2至第L接收信号强度，并且把除法结果作为第1、第2至第L归一化信号强度输出的第1、第2至第L除法装置；

输入从上述第1、第2至第L除法装置输出的上述第1、第2至第L归一化信号强度，作为上述第1、第2至第L加权系数输出上述第1、第2至第L归一化信号强度近旁的2的整数幂数值的第1、第2至第L的对数量化装置。

11.权利要求5所述的分集接收机，其特征在于上述合成支路量度生成装置具备：

输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度，比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，把从具有第k(k＝1，2，…，L)个大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号作为第k个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号输出的强度顺序输出装置；

用从上述强度顺序输出装置输出的第1、2、…、L个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移支路量度值的第1、第2至第L支路量度计算装置；

把由分别为0以下的整数J(k)(k＝1，…，L－1)决定的常数2^J(1)，…，2^J(L－1)乘以从上述第1、第2至第L支路量度计算装置输出的各支路量度值并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1至第(L－1)乘法装置；

把从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值和从上述第1至第(L－1)乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态的值进行相加，并且把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置。

12.权利要求5所述的分集接收机，其特征在于上述合成支路量度生成装置具备：

输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度，比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，选择至第K(K是大于1小于L的整数)个大信号强度作为第1、2、…、K个大信号强度输出的同时，从具有第k(k＝1，2，…，K)个大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号作为第kj大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号输出的强度顺序选择装置；

用从上述强度顺序选择装置输出的第1、2、…、K个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1、第2至第K支路量度计算装置；

进行从上述第1、第2至第K支路量度计算装置输出的各支路量度值和上述第1，2，…，K个大信号强度的乘法运算，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1、第2至第K乘法装置；

把从上述第1、第2至第K乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值进行相加，并且把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置。

13.权利要求5所述的分集接收机，其特征在于上述合成支路量度生成装置具备：

输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度，比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，选择至第K(K是大于1小于L的整数)个大信号强度作为第1、2、…、K个大信号强度输出的同时，把从具有第k(k＝1，2，…，K)个大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号作为第k个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号输出的强度顺序选择装置；

用从上述强度顺序选择装置输出的第1、2、…、K个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1，第2至第K支路量度计算装置；

从上述第1、2、…、K个大信号强度生成第1至第(K－1)加权系数的加权系数生成装置；

进行从上述第2至第K支路量度计算装置输出的各支路量度值和从上述加权系数生成装置输出的上述第1至第(K－1)加权系数的乘法运算，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1至第(K－1)乘法装置；

把从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值和从上述第1至第(K－1)乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值进行相加，并且把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置。

14.权利要求13所述的分集接收机，其特征在于：

上述加权系数生成装置具备用上述第1大信号强度除上述第2，…，K个大信号强度，并且把除法结果作为上述第1至第(K－1)除法装置。

15.权利要求13所述的分集接收机，其特征在于上述加权系数生成装置具备：

用上述第1个大信号强度除上述第2、…、K个大信号强度，并且把除法结果作为第1至第(K－1)归一化信号强度输出的第1至第(K－1)除法装置；

输入从上述第1至第(K－1)除法装置输出的上述第1至第(K－1)归一化信号强度，在上述第1至第(K－1)归一化信号强度大于预定的阈值时作为上述第第1至第(K－1)加权系数输出上述第1至第(K－1)归一化信号强度，在上述第1至第(K－1)归一化信号强度小于预定的阈值时作为上述第1至第(K－1)加权系数输出0的第1至第(K－1)舍弃处理装置。

16.权利要求13所述的分集接收机，其特征在于上述加权系数生成装置具备：

用上述第1个大信号强度除上述第2、…、K个大信号强度，并且把除法结果作为上述第1至第(K－1)归一化信号强度输出的第1至第(K－1)除法装置；

输入从上述第1至第(K－1)除法装置输出的上述第1至第(K－1)归一化信号强度，作为上述第1至第(K－1)加权系数输出上述第1至第(K－1)归一化信号强度近旁的2的整数幂数值的第1至第(K－1)的对数量化装置。

17.权利要求5所述的分集接收机，其特征在于上述合成支路量度生成装置具备：

输入上述第1、第2至第L的1，2，…，N符号延迟检波信号及第1、第2至第L接收信号强度，比较第1、第2至第L接收信号强度的大小，把从具有第1，2，…，K(K是大于1小于L的整数)个大信号强度的接收信号生成的1，2，…，N符号延迟检波信号分别作为第1，2，…，K个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号选择输出的强度顺序选择装置；

用从上述强度顺序选择装置输出的第1、2、…、K个大强度的1，2，…，N符号延迟检波信号生成对应于上述网格图上各状态转移的支路量度值的第1、第2至第L支路量度计算装置；

把由分别为0以下的整数J(k)(k＝1，…，K－1)决定的常数2^J(1)、…、2^J(K－1)乘到从上述第2至第K支路量度计算装置输出的各支路量度值上，并且把乘法结果作为被加权了的支路量度值输出的第1至第(K－1)乘法装置；

把从上述第1支路量度计算装置输出的支路量度值和从上述第1至第(K－1)乘法装置输出的被加权了的支路量度值中对应于同一状态转移的值进行相加，并且把加法结果作为合成支路量度输出的合成装置。

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