JP3576676B2 - ダイバーシチ受信機 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、無線通信の分野におけるダイバーシチ受信機の改良に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来のダイバーシチ受信機については、例えば特開平６−２６８５５９号に記載されている。以下、図を用いて従来技術の説明を行う。なお、以下に述べる従来例の構成は特開平６−２６８５５９号に記載の構成とは異なっているが、両者は等価なものである。
【０００３】
図２２は、従来のダイバーシチ受信機の構成を示す構成図であり、図において、１００は局部発振器、８１０Ａ，８１０Ｂ，…，８１０Ｌは第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の遅延検波および信号強度検出回路、８２０Ａ，８２０Ｂ，…，８２０Ｌは第１，第２ないし第Ｌの尤度計算回路、８３０Ａ，８３０Ｂ，…，８３０Ｌは第１，第２ないし第Ｌの乗算器、８４０は合成回路、８５０は判定回路である。
【０００４】
次に、動作について説明する。図２２において、第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号は、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの遅延検波および信号強度検出回路８１０Ａ，８１０Ｂ，…，８１０Ｌに入力される。一方、局部発振器１００からは局部搬送波が出力され、第１，第２ないし第Ｌの遅延検波および信号強度検出回路８１０Ａ，８１０Ｂ，…，８１０Ｌに入力される。
【０００５】
ここで、第１，第２ないし第Ｌの受信信号は、差動Ｍ相（Ｍは２以上の整数）位相シフトキーイング（以下、ＰＳＫと略称する； Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ−Ｋｅｙｉｎｇ）変調あるいは差動π／ＭシフトＭ相ＰＳＫ変調された同一の送信信号をＬ個のアンテナ（図示せず）で受信したものである。送信信号の搬送波周波数をｆ，そのシンボル周期をＴとすると、時刻ｔ＝ｉＴ（ｉは０以上の整数）における第ｋ（ｋ ＝１，２，…，Ｌ）の受信信号の値ｓ_ｋ（ｉＴ）は次式で与えられる。
【０００６】
【数１】

【０００７】
時刻ｔ＝ｉＴにおける第ｋの受信信号の位相の値ψ_ｋ，ｉは、雑音やフェージングなどの影響がなければ、送信信号の初期位相θ_０と送信データによって定まる送信差動位相Δθ_ｉとにより、次式で表される（ただし、加算は２πを法とする）。
【０００８】
【数２】

【０００９】
また、発振器１００から出力される局部搬送波の周波数は送信信号の搬送波周波数ｆと同一であり、また、その初期位相はφであるものとする。従って、時刻ｔ＝ｉＴにおける局部搬送波の値をｃ（ｉＴ）とすると、次式の関係が成立する。
【００１０】
【数３】

【００１１】
第１，第２ないし第Ｌの遅延検波および信号強度検出回路８１０Ａ，８１０Ｂ，…，８１０Ｌは同一構成であり、第１，第２ないし第Ｌの受信信号に対してそれぞれ同一の信号処理を行う。従って、以下では第１の遅延検波および信号強度検出回路８１０Ａの構成と動作についてのみ説明を行う。
【００１２】
図２３は、第１の遅延検波および信号強度検出回路８１０Ａの構成を示す構成図であり、図において、２１０は位相比較器、２２０は遅延時間が受信信号の１シンボル周期Ｔに等しい遅延素子、２３０は２πを法とする減算器、２６０は強度検出回路である。
【００１３】
図２３において、第１の受信信号と局部発振器１００から出力される局部搬送波はそれぞれ位相比較器２１０に入力される。位相比較器２１０は局部搬送波を基準とした第１の受信信号の位相の値を受信位相信号として出力する。従って、時刻ｔ＝ｉＴにおける受信位相信号の値はψ_１，ｉ−φとなる（ただし、減算は２πを法とする）。この受信位相信号は遅延時間が受信信号の１シンボル周期Ｔに等しい遅延素子２２０と２πを法とする減算器２３０に入力され、遅延素子２２０からは１シンボル周期遅延された位相信号が出力される。従って、時刻ｔ＝ｉＴにおける１シンボル周期遅延された位相信号の値はψ_{１，ｉ−１}−φとなる。この１シンボル周期遅延された位相信号は２πを法とする減算器２３０に入力される。減算器２３０は位相比較器２１０から出力される受信位相信号より遅延素子２２０から出力される１シンボル周期遅延された位相信号を２πを法として減算し、減算結果を第１の１シンボル遅延検波信号として出力する。従って、時刻ｔ＝ｉＴにおける第１の１シンボル遅延検波信号の値をΔψ_１，ｉとすると、次式の関係が成立する（ただし、減算は２πを法とする）。
【００１４】
【数４】

【００１５】
すなわち、第１の１シンボル遅延検波信号Δψ_１，ｉは、第１の受信信号の１シンボル周期間の位相変化を表しており、雑音やフェージングなどの影響がない場合は、その値は送信差動位相Δθ_ｉに等しい。前述のように、送信差動位相Δθ_ｉ の値は送信データによって定まるので、第１の１シンボル遅延検波信号Δψ_１，ｉの値を用いて送信データの推定を行うことが可能である。
【００１６】
また、第１の受信信号は強度検出回路２６０にも入力される。強度検出回路２６０は、第１の受信信号の振幅の二乗値を第１の受信信号強度として出力する。すなわち、第１の受信信号強度は第１の受信信号の信号電力に比例するものであり、時刻ｔ＝ｉＴにおける第１の受信信号強度の値をＰ_１，ｉとすると、次式が成立する。
【００１７】
【数５】

【００１８】
以上の信号処理により生成された第１の１シンボル遅延検波信号および第１の受信信号強度が第１の遅延検波および信号強度検出回路８１０Ａより出力される。以下、再び図２２に基づき従来技術の説明を行う。
【００１９】
第２ないし第Ｌの遅延検波および信号強度検出回路８１０Ｂ，…，８１０Ｌは、第１の遅延検波および信号強度検出回路８１０Ａと同一の信号処理により、第２ないし第Ｌの受信信号と局部発振器１００から出力される局部搬送波より、第２ないし第Ｌの１シンボル遅延検波信号および受信信号強度を生成し、出力する。従って、時刻ｔ＝ｉＴにおける第ｋ（ｋ ＝２，…，Ｌ）の１シンボル遅延検波信号および受信信号強度の値をそれぞれΔψ_ｋ，ｉおよびＰ_ｋ，ｉとすると、次式が成立する（ただし、減算は２πを法とする）。
【００２０】
【数６】

【００２１】
第１，第２ないし第Ｌの遅延検波および信号強度検出回路８１０Ａ，８１０Ｂ，…，８１０Ｌから出力される第１，第２ないし第Ｌの１シンボル遅延検波信号は、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの尤度計算回路８２０Ａ，８２０Ｂ，…，８２０Ｌに入力される。第１，第２ないし第Ｌの尤度計算回路８２０Ａ，８２０Ｂ，…，８２０Ｌは、第１，第２ないし第Ｌの１シンボル遅延検波信号に対してそれぞれ同一の信号処理を行う。従って、以下では第１の尤度計算回路８２０Ａの動作についてのみ説明を行う。
【００２２】
前述のように、第１の１シンボル遅延検波信号Δψ_１，ｉは、雑音やフェージングなどの影響がない場合は、送信差動位相Δθ_ｉに等しい。また、送信差動位相Δθ_ｉ は送信データの値に応じてＭ個の信号点位相α_０，α_１，…，α_Ｍ−１のいずれかの値をとる。従って、第１の１シンボル遅延検波信号Δψ_１，ｉと各信号点位相α_ｍ（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）との差の絶対値｜Δψ_１，ｉ−α_ｍ ｜は、送信差動位相Δθ_ｉの値がα_ｍであることの確からしさを示す尤度とみなすことができる。ただし、減算は２πを法とし、減算結果の値域は−π以上π未満とする。この場合、値が小さいほど、より確からしいということを示している。なお、各信号点位相α_ｍの値は、差動Ｍ相ＰＳＫ変調の場合はα_ｍ＝２ｍπ／Ｍ であり、差動π／ＭシフトＭ相ＰＳＫ変調の場合はα_ｍ＝２ｍπ／Ｍ＋π／Ｍ である。
【００２３】
第１の尤度計算回路８２０Ａは、上記の各信号点位相α_ｍ（ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）に対する第１の１シンボル遅延検波信号の尤度λ_{１，ｉ，ｍ}＝｜Δψ_１，ｉ−α_ｍ ｜を全て計算してまとめ、第１の尤度信号λ_１，ｉ ＝（λ_{１，ｉ，０} ，λ_{１，ｉ，１} ，…，λ_{１，ｉ，Ｍ−１} ）として出力する。ただし、尤度λ_{１，ｉ，ｍ} の計算においては、減算は２πを法とし、減算結果の値域は−π以上π未満とする。
【００２４】
第２ないし第Ｌの尤度計算回路８２０Ｂ，…，８２０Ｌは、第１の尤度計算回路８２０Ａと同一の信号処理を行い、第２ないし第Ｌの１シンボル遅延検波信号より、第２ないし第Ｌの尤度信号を計算し、出力する。従って、第ｋ（ｋ ＝２，…，Ｌ）の尤度信号λ_ｋ，ｉ ＝（λ_{ｋ，ｉ，０} ，λ_{ｋ，ｉ，１} ，…，λ_{ｋ，ｉ，Ｍ−１} ）を構成する尤度λ_{ｋ，ｉ，ｍ} （ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）について、次式が成立する（ただし、減算は２πを法とし、減算結果の値域は−π以上π未満とする）。
【００２５】
【数７】

【００２６】
第１，第２ないし第Ｌの尤度計算回路８２０Ａ，８２０Ｂ，…，８２０Ｌより出力される第１，第２ないし第Ｌの尤度信号λ_１，ｉ ，λ_２，ｉ ，…，λ_Ｌ，ｉ は、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの乗算器８３０Ａ，８３０Ｂ，…，８３０Ｌに入力される。また、第１，第２ないし第Ｌの遅延検波および信号強度検出回路８１０Ａ，８１０Ｂ，…，８１０Ｌから出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ ， Ｐ_２，ｉ ，…， Ｐ_Ｌ，ｉ も、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの乗算器８３０Ａ，８３０Ｂ，…，８３０Ｌに入力され、第１，第２ないし第Ｌの尤度信号λ_１，ｉ ，λ_２，ｉ ，…，λ_Ｌ，ｉ にそれぞれ乗算される。それぞれの乗算結果は、合成回路８４０に入力され、加算されて合成尤度信号Λ_ｉ ＝（Γ_ｉ、０ ，Γ_ｉ、１ ，…，Γ_{ｉ、Ｍ−１} ）となり、出力される。従って、合成尤度信号Λ_ｉ の構成要素である各合成尤度Λ_ｉ，ｍ （ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）は次式で与えられる。
【００２７】
【数８】

【００２８】
すなわち、合成尤度Λ_ｉ、ｍ （ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）は、信号点位相α_ｍ に対するそれぞれの尤度λ_{ｋ，ｉ，ｍ} （ｋ ＝１，２，…，Ｌ）を受信信号強度Ｐ_ｋ，ｉ で重み付けしてダイバーシチ合成したものに他ならない。
【００２９】
合成回路８４０より出力される合成尤度信号Λ_ｉ は、判定回路８５０に入力される。前述のように、尤度は値が小さいほど、より確からしいことを示している。従って、判定回路８５０は、合成尤度信号Λ_ｉ の構成要素である各合成尤度Λ_ｉ、ｍ （ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）の中で値が最小のものΛｉ，μ （μ∈｛０，１，…，Ｍ−１｝）に対する信号点位相αμ が送信差動位相Δθ_ｉ の値であったと判定する。そして、送信データと送信差動位相Δθ_ｉ との対応関係に基づき、この信号点位相αμに対応するデータを復調データとして出力する。
【００３０】
このように、各信号点位相α_ｍ （ｍ＝０，１，…，Ｍ−１）に対するそれぞれの尤度λ_{ｋ，ｉ，ｍ} （ｋ ＝１，２，…，Ｌ）を受信信号強度Ｐ_ｋ，ｉ で重み付けしてダイバーシチ合成した合成尤度Λ_ｉ、ｍ を用いて復調データを決定することにより、従来のダイバーシチ受信機はダイバーシチ効果を実現している。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】
上記のように、従来のダイバーシチ受信機では、１シンボル遅延検波信号から生成した尤度信号に基づいて復調データを決定している。前述のように、１シンボル遅延検波信号は、現在の受信信号位相から、１シンボル周期前の受信信号位相を減算したものであるが、両受信信号位相は一般に独立な雑音の影響を受けている。従って、１シンボル遅延検波信号は、受信信号よりも信号対雑音電力比（以下、ＳＮ比と略称する）が低下する。従来のダイバーシチ受信機は、このように受信信号よりＳＮ比の低下した１シンボル遅延検波信号から生成した尤度信号に基づいて復調データを決定しているため、復調データのビット誤り率特性が劣るという問題点があった。
【００３２】
この発明が解決しようとする課題は、ダイバーシチ受信機のビット誤り率特性を改善する方式を提供することにある。
【００３３】
【課題を解決するための手段】
この発明に係るダイバーシチ受信機は、第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号から、それぞれの受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル周期前の位相との差である１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を生成する多重遅延検波手段と、前記第１、第２ないし第Ｌの受信信号のそれぞれに対応する受信信号強度を生成する信号強度検出手段と、前記多重遅延検波手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に基づいて生成される各枝メトリックに前記信号強度検出手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行い、該送信差動位相系列の推定値に対応した復調データ系列を出力する系列推定手段とを備えたダイバーシチ受信機であって、前記系列推定手段が、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて、Ｍ（Ｍは送信差動位相の信号点位相の個数であって、２以上の整数）個の信号点位相を（Ｎ−１）個組み合わせてできるＭ ^N-1 個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリックを生成する第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリックと前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリックとして出力する第１，第２ないし第Ｌの乗算手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する合成枝メトリックとして出力する合成手段とを有し、前記合成枝メトリックを用いて、ビタビアルゴリズムに基づき前記送信差動位相系列の推定を行うものである。
【００３４】
また、この発明に係るダイバーシチ受信機は、第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号から、それぞれの受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル周期前の位相との差である１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を生成する多重遅延検波手段と、前記第１、第２ないし第Ｌの受信信号のそれぞれに対応する受信信号強度を生成する信号強度検出手段と、前記多重遅延検波手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に基づいて生成される各枝メトリックに前記信号強度検出手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行い、該送信差動位相系列の推定値に対応した復調データ系列を出力する系列推定手段とを備えたダイバーシチ受信機であって、前記系列推定手段が、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて、Ｍ（Ｍは送信差動位相の信号点位相の個数であって、２以上の整数）個の信号点位相を（Ｎ−１）個組み合わせてできるＭ ^N-1 個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリックを生成する第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度から第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数を生成する重み付け係数生成手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリックと前記重み付け係数生成手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリックとして出力する第１，第２ないし第Ｌの乗算手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する合成枝メトリックとして出力する合成手段とを有し、前記合成枝メトリックを用いて、ビタビアルゴリズムに基づき前記送信差動位相系列の推定を行うものである。
【００３５】
また、前記重み付け係数生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の中で最大のものを検出し、最大信号強度として出力する最大値検出手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を前記最大値検出手段から出力される前記最大信号強度で除算し、除算結果を前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として出力する第１，第２ないし第Ｌの除算手段とを備えたものである。
【００３６】
また、前記重み付け係数生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の中で最大のものを検出し、最大信号強度として出力する最大値検出手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を前記最大値検出手段から出力される前記最大信号強度で除算し、除算結果を第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度として出力する第１，第２ないし第Ｌの除算手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの除算手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度を入力し、前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度が所定のしきい値以上である場合には前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度を出力し、前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度が前記所定のしきい値未満である場合には前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として零を出力する第１，第２ないし第Ｌの切捨て処理手段とを備えたものである。
【００３７】
また、前記重み付け係数生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の中で最大のものを検出し、最大信号強度として出力する最大値検出手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を前記最大値検出手段から出力される前記最大信号強度で除算し、除算結果を第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度として出力する第１，第２ないし第Ｌの除算手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの除算手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度を入力し、前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度の近傍の２の整数乗の数値を出力する第１，第２ないし第Ｌの対数量子化手段とを備えたものである。
【００３８】
また、この発明に係るダイバーシチ受信機は、第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号から、それぞれの受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル周期前の位相との差である１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を生成する多重遅延検波手段と、前記第１、第２ないし第Ｌの受信信号のそれぞれに対応する受信信号強度を生成する信号強度検出手段と、前記多重遅延検波手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に基づいて生成される各枝メトリックに前記信号強度検出手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行い、該送信差動位相系列の推定値に対応した復調データ系列を出力する系列推定手段とを備えたダイバーシチ受信機であって、前記系列推定手段が、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として出力する強度順出力手段と、前記強度順出力手段から出力される１，２，…，Ｌ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて、Ｍ（Ｍは送信差動位相の信号点位相の個数であって、２以上の整数）個の信号点位相を（Ｎ−１）個組み合わせてできるＭ ^N-1 個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリックを生成する第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段と、前記第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリックに、それぞれ０以下の整数であるＪ（ｋ）（ｋ＝１，…，Ｌ−１）によって定まる定数２ ^J(1) ，…，２ ^J(L-1) を乗算し、乗算結果を重み付けされた枝メトリックとして出力する第１ないし第（Ｌ−１）の乗算手段と、前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリックと前記第１ないし第（Ｌ−１）の乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する合成枝メトリックとして出力する合成手段とを有し、前記合成枝メトリックを用いて、ビタビアルゴリズムに基づき前記送信差動位相系列の推定を行うものである。
【００３９】
また、この発明に係るダイバーシチ受信機は、第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号から、それぞれの受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル周期前の位相との差である１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を生成する多重遅延検波手段と、前記第１、第２ないし第Ｌの受信信号のそれぞれに対応する受信信号強度を生成する信号強度検出手段と、前記多重遅延検波手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に基づいて生成される各枝メトリックに前記信号強度検出手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行い、該送信差動位相系列の推定値に対応した復調データ系列を出力する系列推定手段とを備えたダイバーシチ受信機であって、前記系列推定手段が、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）番目に大きい信号強度までを選択して１，２…，Ｋ番目に大きい信号強度として出力するとともに、ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として出力する強度順選択手段と、前記強度順選択手段から出力される１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて、Ｍ（Ｍは送信差動位相の信号点位相の個数であって、２以上の整数）個の信号点位相を（Ｎ−１）個組み合わせてできるＭ ^N-1 個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリックを生成する第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段と、前記第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリックと前記１，２…，Ｋ番目に大きい信号強度との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリックとして出力する第１，第２ないし第Ｋの乗算手段と、前記第１，第２ないし第Ｋの乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する合成枝メトリックとして出力する合成手段とを有し、前記合成枝メトリックを用いて、ビタビアルゴリズムに基づき前記送信差動位相系列の推定を行うものである。
【００４０】
また、この発明に係るダイバーシチ受信機は、第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号から、それぞれの受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル周期前の位相との差である１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を生成する多重遅延検波手段と、前記第１、第２ないし第Ｌの受信信号のそれぞれに対応する受信信号強度を生成する信号強度検出手段と、前記多重遅延検波手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に基づいて生成される各枝メトリックに前記信号強度検出手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行い、該送信差動位相系列の推定値に対応した復調データ系列を出力する系列推定手段とを備えたダイバーシチ受信機であって、前記系列推定手段が、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）番目に大きい信号強度までを選択して１，２…，Ｋ番目に大きい信号強度として出力するとともに、ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として出力する強度順選択手段と、前記強度順選択手段から出力される１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて、Ｍ（Ｍは送信差動位相の信号点位相の個数であって、２以上の整数）個の信号点位相を（Ｎ−１）個組み合わせてできるＭ ^N-1 個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリックを生成する第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段と、前記１，２，…，Ｋ番目に大きい信号強度から第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数を生成する重み付け係数生成手段と、前記第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリックと前記重み付け係数生成手段から出力される前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリックとして出力する第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段と、前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリックと前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する合成枝メトリックとして出力する合成手段とを有し、前記合成枝メトリックを用いて、ビタビアルゴリズムに基づき前記送信差動位相系列の推定を行うものである。
【００４１】
また、前記重み付け係数生成手段は、前記２，…，Ｋ番目に大きい信号強度を前記１番目に大きい信号強度で除算し、除算結果を前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として出力する第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段とを備えたものである。
【００４２】
また、前記重み付け係数生成手段は、前記２，…，Ｋ番目に大きい信号強度を前記１番目に大きい信号強度で除算し、除算結果を第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度として出力する第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段と、前記第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段から出力される前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度を入力し、前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度が所定のしきい値以上である場合には前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度を出力し、前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度が前記所定のしきい値未満である場合には前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として零を出力する第１ないし第（Ｋ−１）の切捨て処理手段とを備えたものである。
【００４３】
また、前記重み付け係数生成手段は、前記２，…，Ｋ番目に大きい信号強度を前記１番目に大きい信号強度で除算し、除算結果を前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度として出力する第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段と、前記第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段から出力される前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度を入力し、前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度の近傍の２の整数乗の数値を出力する第１ないし第（Ｋ−１）の対数量子化手段とを備えたものである
【００４４】
また、この発明に係るダイバーシチ受信機は、第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号から、それぞれの受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル周期前の位相との差である１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を生成する多重遅延検波手段と、前記第１、第２ないし第Ｌの受信信号のそれぞれに対応する受信信号強度を生成する信号強度検出手段と、前記多重遅延検波手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に基づいて生成される各枝メトリックに前記信号強度検出手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行い、該送信差動位相系列の推定値に対応した復調データ系列を出力する系列推定手段とを備えたダイバーシチ受信機であって、前記系列推定手段が、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、１，２…，Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、それぞれ１，２…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として選択して出力する強度順選択手段と、前記強度順選択手段から出力される１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて、Ｍ（Ｍは送信差動位相の信号点位相の個数であって、２以上の整数）個の信号点位相を（Ｎ−１）個組み合わせてできるＭ ^N-1 個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリックを生成する第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段と、前記第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリックに、それぞれ０以下の整数であるＪ（ｋ）（ｋ＝１，…，Ｋ−１）によって定まる定数２ ^J(1) ，…，２ ^J(K-1) を乗算し、乗算結果を重み付けされた枝メトリックとして出力する第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段と、前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリックと前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する合成枝メトリックとして出力する合成手段とを有し、前記合成枝メトリックを用いて、ビタビアルゴリズムに基づき前記送信差動位相系列の推定を行うものである。
【００４５】
また、前記信号強度検出手段は、各受信信号の振幅をｕ（ｕは０以上の実数）乗した値を、それぞれの受信信号強度として生成するものである。
【００５０】
次にこれらの発明について作用を説明する。
【００５１】
この発明に係るダイバーシチ受信機では、多重遅延検波手段において、受信した複数の前記受信信号に対応して設けられ、当該受信信号の現在の位相と１シンボル周期前の位相との差である１シンボル遅延検波信号と当該受信信号の現在の位相と所定シンボル周期前の位相との差である所定シンボル遅延検波信号とを多重化した多重遅延検波信号を生成し、信号強度検出手段において、前記入力された複数の受信信号に対応して設けられ、当該受信信号の信号強度を検出し、当該信号強度に対応した信号強度信号を生成し、系列推定手段において、前記複数の受信信号の各々に対して生成された前記多重遅延検波信号に基づく各枝メトリックに前記信号強度信号に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信された差動位相系列を推定し、前記データ系列を復調する。
【００５２】
また、前記系列推定手段における重み付け係数生成手段において、前記複数の受信信号の各々において前記信号強度信号に基づき、２の整数乗の数値からなる重み付け係数を算出し、重み付け手段において、前記重み付け係数生成手段により算出した前記重み付け係数に基づいて前記枝メトリックに対して重み付けを行う。
【００５３】
この発明のダイバーシチ受信機は、多重遅延検波手段および信号強度検出手段により、第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号から、それぞれの受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル周期前の位相との差である１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を生成する。また信号強度検出手段は、前記第１、第２ないし第Ｌの受信信号のそれぞれに対応する受信信号強度を生成する。系列推定手段は、前記多重遅延検波手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に基づく各枝メトリックに前記信号強度検出手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行い、該送信差動位相系列の推定値に対応した復調データ系列を出力する。
【００５４】
すなわち、ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）シンボル遅延検波信号は送信差動位相系列のｎ個の要素からなる部分列に関する情報を含んでいるので、この性質を利用して前記系列推定手段は送信差動位相系列の推定を行う。
【００５５】
すなわち、送信差動位相系列の（Ｎ−１）個の連続する要素を組み合わせた状態を考えると、各要素のとりうる値はＭ個の信号点位相のいずれかであるから、この状態はＭ個の信号点位相の（Ｎ−１）個の組み合わせによりできるＭ^Ｎ−１ 個の状態からなる有限集合のいずれかの元に必ず一致する。従って、これらＭ^Ｎ−１ 個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図を定義できるので、このトレリス線図に基づき、前記系列推定手段はビタビアルゴリズムによって送信差動位相系列の推定を行う。
【００５６】
これらＭ^Ｎ−１ 個の状態間の特定の状態遷移に対応して、送信差動位相系列の連続するＮ個の要素からなる部分列が仮定できるので、この部分列によって定まる１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号のレプリカを仮定できる。従って、この状態遷移に対応する１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号のレプリカと、実際の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号とから、この状態遷移が生じたことの確からしさを示す、この状態遷移に対応するトレリス線図の枝の枝メトリック値を計算できる。この原理に基づいて、前記系列推定手段に備えられた合成枝メトリック生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を用いて前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する合成枝メトリック値を生成する。
【００５７】
すなわち、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリック値を計算する。前述のように、１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号は、受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎシンボル周期前の位相との差であるが、一般にこれら（Ｎ＋１）個の位相はそれぞれ独立な雑音の影響を受ける。よって、１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に及ぼされる雑音の影響はそれぞれ相異なるものとなる。従って、１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて上記の枝メトリック値を計算すると、その計算過程で雑音の平均化の効果が生じてＳＮ比が向上する。すなわち、前記第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に対する枝メトリック値は、ＳＮ比の向上したものとなる。
【００５８】
前記合成枝メトリック生成手段に備えられた第１，第２ないし第Ｌの乗算手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に対する枝メトリック値と前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリック値として出力する。更に、合成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリック値のうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を合成枝メトリック値として出力する。従って、前記合成枝メトリック生成手段の出力である前記合成枝メトリック値は、前記第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に対する枝メトリック値を、それぞれ前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度によって重み付け合成したものとなる。
【００５９】
前記系列推定手段に備えられたＡＣＳ手段は、前記合成枝メトリック生成手段で生成された前記合成枝メトリック値を用いてビタビアルゴリズムに基づくＡＣＳ演算を行う。また、パスメモリ手段は、前記ＡＣＳ手段から出力される、ＡＣＳ演算の結果であるパス選択信号を記憶する。
【００６０】
このようにして、前記系列推定手段は、ビタビアルゴリズムに基づき前記送信差動位相系列の推定を行うが、前述のように、前記合成枝メトリック生成手段において生成される、受信信号強度に応じた重み付け合成を行った合成枝メトリックを用いるので、ビタビアルゴリズムによる系列推定の過程でダイバーシチ効果が得られる。また、前述したように、前記第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に対する枝メトリック値は、その計算過程においてＳＮ比が向上するため、これらの枝メトリック値を重み付け合成したものである前記合成枝メトリック値を用いて前記系列推定手段により推定された送信差動位相系列の推定値に対応した前記復調データ系列のビット誤り率特性は、１シンボル遅延検波信号のみを用いる従来のダイバーシチ受信機のビット誤り率特性より良好なものとなる。
【００６１】
また、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた重み付け係数生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の最大値で各受信信号強度を除算する正規化処理を行った結果を重み付け係数として出力する。すなわち、前記重み付け係数生成手段に備えられた最大値検出手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の中で最大のものを検出し、これを最大信号強度として出力する。また、第１，第２ないし第Ｌの除算手段は前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を前記最大値検出手段から出力される前記最大信号強度で除算し、除算結果を前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として出力する。従って、前記重み付け係数生成手段の出力である前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数の比は、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の比と等しくなる。また、前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数の値域は１以下に限定される。
【００６２】
前記合成枝メトリック生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段と前記合成手段とにより、前記重み付け係数生成手段により生成された前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数による前記第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に対する枝メトリック値の重み付け合成を行う。
【００６３】
前述のように、第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数の値域は１以下に限定されているので、前記合成枝メトリック生成手段をディジタル回路で構成した場合に、過大な受信信号が入力されたとしても、前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段や前記合成手段での桁あふれが発生せず、正常な合成枝メトリックが得られるため、ビット誤り率特性の劣化が防止できる。
【００６４】
また、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記重み付け係数生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の最大値で各受信信号強度を除算する正規化処理を行った結果が所定のしきい値未満である場合には重み付け係数を零とする切捨て処理を行う。すなわち、前記第１，第２ないし第Ｌの除算手段は前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を前記最大値検出手段から出力される前記最大信号強度で除算し、除算結果を前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度として出力する。また、第１，第２ないし第Ｌの切捨て処理手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度が所定のしきい値以上である場合には前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度を出力し、前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度が前記所定のしきい値未満である場合には前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として零を出力する。
【００６５】
前記合成枝メトリック生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段と前記合成手段とにより、前記重み付け係数生成手段により生成された前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数による前記第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に対する枝メトリック値の重み付け合成を行う。
【００６６】
このように、切捨て処理を行った重み付け係数を用いて合成枝メトリックを生成することにより、 前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号の中に雑音だけが存在し、有意な信号が存在しない場合におけるビット誤り率特性の劣化を防ぐことができる。すなわち、前記所定のしきい値を雑音の強度より大きく設定することにより、雑音だけが存在し、有意な信号が存在しない受信信号に対する枝メトリックの重み付け係数の値は零となるため、合成枝メトリックを生成する際に雑音だけの項は除去される。従って、このような場合においてもＳＮ比の低下が生じないので、ビット誤り率特性の劣化が防止される。
【００６７】
また、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記重み付け係数生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度の近傍の２の整数乗の数値を出力する対数量子化処理を行う。すなわち、前記重み付け係数生成手段に備えられた第１，第２ないし第Ｌの対数量子化手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの除算手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度を入力し、前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度の近傍の２の整数乗の数値を出力する。
【００６８】
このように、前記重み付け係数生成手段において対数量子化処理を施された重み付け係数を用いることにより、前記合成枝メトリック生成手段をディジタル回路で構成した場合に、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段の回路規模を削減でき、消費電力も低減できる。すなわち、ディジタル信号処理においては、２の整数乗の乗算は単純なビットシフト演算により実現されるため、対数量子化処理によって前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数の値を２の整数乗とすることにより、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段を単純なビットシフト回路により実現できる。このため、対数量子化処理を行わず、従って一般的な乗算手段を必要とする場合より回路規模が削減され、消費電力も低減する。
【００６９】
また、前記合成枝メトリック生成手段は、各受信信号から得られた多重遅延検波信号に対する枝メトリックを、各受信信号強度の大小順によって定まる１以下の値をとる２の整数乗の一定値を重み付け係数として重み付け合成したものを合成枝メトリックとして出力する。すなわち、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた強度順出力手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として出力する。また、第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段は、前記強度順出力手段から出力される１，２，…，Ｌ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリック値を生成する。
【００７０】
前記合成枝メトリック生成手段に備えられた第１ないし第（Ｌ−１）の乗算手段は、前記第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリック値に、それぞれ０以下の整数であるＪ（ｋ）（ｋ＝１，…，Ｌ−１）によって定まる定数２^Ｊ（１），…，２^{Ｊ（Ｌ−１）}を重み付け係数として乗算し、乗算結果を重み付けされた枝メトリック値として出力する。前述のように、Ｊ（１），…，Ｊ （Ｌ−１）は、それぞれ０以下の整数であるので、重み付け係数２^Ｊ（１），…，２^{Ｊ（Ｌ−１）}の値域はそれぞれ１以下に限定される。また、合成手段は、前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリック値と前記第１ないし第（Ｌ−１）の乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリック値のうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を前記合成枝メトリック生成手段の出力である合成枝メトリックとして出力する。従って、前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリック値に、最大の重み付け係数である“１”を乗算することと等価な信号処理が行われる。
【００７１】
前記合成枝メトリック生成手段は、このようにして合成枝メトリックを生成して出力するので、重み付け係数の値が、各受信信号強度の値そのものではなく、その大小順によって定まる一定値となるため、過大な受信信号が入力された場合でも桁あふれによるビット誤り率特性の劣化を生じない。加えて、前記合成枝メトリック生成手段をディジタル回路で構成した場合に、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記第１ないし第（Ｌ−１）の乗算手段の回路規模を削減でき、消費電力も低減できる。すなわち、ディジタル信号処理においては、２の整数乗の乗算は単純なビットシフト演算により実現されため、前記第１ないし第（Ｌ−１）の乗算手段はシフトするビット数を固定したビットシフト回路により実現できるので、回路規模が削減され、従って消費電力も低減する。
【００７２】
また、前記合成枝メトリック生成手段は、Ｌ個の受信信号のうち、信号強度の大きい上位Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）個の受信信号から得られた多重遅延検波信号に対する枝メトリックを重み付け合成したものを合成枝メトリックとして出力する。すなわち、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた強度順選択手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）番目に大きい信号強度までを選択して１，２…，Ｋ番目に大きい信号強度として出力するとともに、ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として出力する。また、第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段は、前記強度順選択手段から出力される１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリック値を生成する。更に、第１，第２ないし第Ｋの乗算手段は、前記第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリック値と前記１，２…，Ｋ番目に大きい信号強度との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリック値として出力する。最後に、合成手段は、前記第１，第２ないし第Ｋの乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリック値のうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を合成枝メトリックとして出力する。
【００７３】
このようにして、前記合成枝メトリック生成手段では、Ｌ個の受信信号のうち、信号強度の大きい上位Ｋ個の受信信号から得られた多重遅延検波信号に対する枝メトリックを重み付け合成したものを合成枝メトリックとして出力するため、枝メトリック計算手段や乗算手段の数をＬ個からＫ個に減らすことができるので、回路規模が削減され、従って、消費電力も低減される。
【００７４】
また、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた重み付け係数生成手段は、前記１，２…，Ｋ番目に大きい信号強度の最大値である前記１番目に大きい信号強度で前記２…，Ｋ番目に大きい信号強度を除算する正規化処理を行った結果を重み付け係数として出力する。すなわち、前記重み付け係数生成手段に備えられた第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段は、前記２，…，Ｋ番目に大きい信号強度を前記１番目に大きい信号強度で除算し、除算結果を前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として出力する。従って、前記重み付け係数生成手段の出力である前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数の比は、前記２，…，Ｋ番目に大きい信号強度の比と等しくなる。また、前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数の値域は１以下に限定される。
【００７５】
前記合成枝メトリック生成手段に備えられた第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段は、前記第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリック値と前記重み付け係数生成手段から出力される前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリック値として出力する。また、前記合成手段は、前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリック値と前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリック値のうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を合成枝メトリックとして出力する。従って、前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリック値に、最大の重み付け係数である“１”を乗算することと等価な信号処理が行われる。
【００７６】
前述のように、前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数の値域は１以下に限定されているので、前記合成枝メトリック生成手段をディジタル回路で構成した場合に、過大な受信信号が入力されたとしても、前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段や前記合成手段での桁あふれが発生せず、正常な合成枝メトリックが得られるため、ビット誤り率特性の劣化が防止できる。
【００７７】
また、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記重み付け係数生成手段は、前記１番目に大きい信号強度で前記２…，Ｋ番目に大きい信号強度を除算する正規化処理を行った結果が所定のしきい値未満である場合には重み付け係数を零とする切捨て処理を行う。すなわち、前記第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段は前記２，…，Ｋ番目に大きい信号強度を前記１番目に大きい信号強度で除算し、除算結果を第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度として出力する。また、第１ないし第（Ｋ−１）の切捨て処理手段は、前記第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段から出力される前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度を入力し、前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度が所定のしきい値以上である場合には前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度を出力し、前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度が前記所定のしきい値未満である場合には前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として零を出力する。
【００７８】
このように、切捨て処理を行った重み付け係数を用いて合成枝メトリックを生成することにより、 受信信号の中に雑音だけが存在し、有意な信号が存在しない場合におけるビット誤り率特性の劣化を防ぐことができる。すなわち、前記所定のしきい値を雑音の強度より大きく設定することにより、雑音だけが存在し、有意な信号が存在しない受信信号に対する枝メトリックの重み付け係数の値は零となるため、合成枝メトリックを生成する際に雑音だけの項は除去される。従って、このような場合においてもＳＮ比の低下が生じないので、ビット誤り率特性の劣化が防止される。
【００７９】
また、前記重み付け係数生成手段は、前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度の近傍の２の整数乗の数値を出力する対数量子化処理を行う。 すなわち、前記重み付け係数生成手段に備えられた第１ないし第（Ｋ−１）の対数量子化手段は、前記第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段から出力される前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度を入力し、前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度の近傍の２の整数乗の数値を出力する。
【００８０】
このように、前記重み付け係数生成手段において対数量子化処理を施された重み付け係数を用いることにより、前記合成枝メトリック生成手段をディジタル回路で構成した場合に、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段の回路規模を削減でき、消費電力も低減できる。すなわち、ディジタル信号処理においては、２の整数乗の乗算は単純なビットシフト演算により実現されるため、対数量子化処理によって前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数の値を２の整数乗とすることにより、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段を単純なビットシフト回路により実現できる。このため、対数量子化処理を行わず、従って一般的な乗算手段を必要とする場合より回路規模が削減され、消費電力も低減する。
【００８１】
また、前記合成枝メトリック生成手段は、前記１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックを、各受信信号強度の大小順によって定まる１以下の値をとる２の整数乗の一定値を重み付け係数として重み付け合成したものを合成枝メトリックとして出力する。 すなわち、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた強度順選択手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、１，２…，Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、それぞれ１，２…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として選択して出力する。また、第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段は、前記強度順選択手段から出力される１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリック値を生成する。
【００８２】
前記合成枝メトリック生成手段に備えられた第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段は、前記第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリック値に、それぞれ０以下の整数であるＪ（ｋ）（ｋ＝１，…，Ｋ−１）によって定まる定数２^Ｊ（１），…，２^{Ｊ（Ｋ−１）}を重み付け係数として乗算し、乗算結果を重み付けされた枝メトリック値として出力する。前述のように、Ｊ（１），…，Ｊ（Ｋ−１）は、それぞれ０以下の整数であるので、重み付け係数２^Ｊ（１），…，２^{Ｊ（Ｋ−１）}の値域はそれぞれ１以下に限定される。また、合成手段は、前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリック値と前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリック値のうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を前記合成枝メトリック生成手段の出力である合成枝メトリックとして出力する。従って、前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリック値に、最大の重み付け係数である“１”を乗算することと等価な信号処理が行われる。
【００８３】
前記合成枝メトリック生成手段は、このようにして合成枝メトリックを生成して出力するので、重み付け係数の値が、各受信信号強度の値そのものではなく、その大小順によって定まる一定値となるため、過大な受信信号が入力された場合でも桁あふれによるビット誤り率特性の劣化を生じない。加えて、前記合成枝メトリック生成手段をディジタル回路で構成した場合に、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段の回路規模を削減でき、消費電力も低減できる。すなわち、ディジタル信号処理においては、２の整数乗の乗算は単純なビットシフト演算により実現されため、前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段はシフトするビット数を固定したビットシフト回路により実現できるので、回路規模が削減され、従って消費電力も低減する。
【００８４】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は、この発明を示す一実施の形態の構成を示す構成図であり、図において、１００は局部発振器、１１０Ａ，１１０Ｂ，…，１１０Ｌは第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の多重遅延検波および信号強度検出回路、１２０はビタビアルゴリズムにより送信差動位相系列の推定を行って復調データを生成する系列推定器、１３０は合成枝メトリック生成回路、１４０はビタビアルゴリズムに基づくＡＣＳ演算を行うＡＣＳ回路、１５０はＡＣＳ演算の結果であるパス選択信号を記憶するパスメモリ、１６０はＡＣＳ演算で更新されるパスメトリックの最小値を検出して該最小パスメトリックを有する状態の値を出力する最尤状態検出回路、１７０は最尤状態検出回路１６０から出力される最小のパスメトリック値を有する状態に対応したパスメモリ１７０の記憶内容から復調データの判定を行う判定回路である。なお、従来例と同一又は相当部分には同一符号を付してある。
【００８５】
次に、動作について説明する。図１において、第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号は、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ａ，１１０Ｂ，…，１１０Ｌに入力される。一方、局部発振器１００からは局部搬送波が出力され、第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ａ，１１０Ｂ，…，１１０Ｌに入力される。
【００８６】
ここで、第１，第２ないし第Ｌの受信信号は、差動Ｍ相（Ｍは２以上の整数）ＰＳＫ変調あるいは差動π／ＭシフトＭ相ＰＳＫ変調された同一の送信信号をＬ個のアンテナ（図示せず）で受信したものである。送信信号の搬送波周波数をｆ，そのシンボル周期をＴとすると、時刻ｔ＝ｉＴ（ｉは０以上の整数）における第ｋ（ｋ ＝１，２，…，Ｌ）の受信信号の値ｓ_ｋ （ｉＴ）は次式で与えられる。
【００８７】
【数９】

【００８８】
時刻ｔ＝ｉＴにおける第ｋの受信信号の位相の値ψ_ｋ，ｉ は、雑音やフェージングなどの影響がなければ、送信信号の初期位相θ_０ と送信データによって定まる送信差動位相Δθ_ｉ とにより、次式で表される（ただし、加算は２πを法とする）。
【００８９】
【数１０】

【００９０】
また、発振器１００から出力される局部搬送波の周波数は送信信号の搬送波周波数ｆと同一であり、また、その初期位相はφであるものとする。従って、時刻ｔ＝ｉＴにおける局部搬送波の値をｃ（ｉＴ）とすると、次式の関係が成立する。
【００９１】
【数１１】

【００９２】
第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ａ，１１０Ｂ，…，１１０Ｌは同一構成であり、第１，第２ないし第Ｌの受信信号に対してそれぞれ同一の信号処理を行う。従って、以下では第１の多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ａの構成と動作についてのみ説明を行う。
【００９３】
図２は、第１の多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ａの構成を示す構成図であり、図において、２１０は位相比較器、２２０は遅延時間が受信信号の１シンボル周期Ｔに等しい遅延素子、２３０は２πを法とする減算器、２４０Ａ，２４０Ｂ，…，２４０Ｎは合計（Ｎ−１）個（Ｎは２以上の整数）の遅延時間が受信信号の１シンボル周期Ｔに等しい遅延素子、２５０Ａ，２５０Ｂ，…，２５０Ｎは合計（Ｎ−１）個（Ｎは２以上の整数）の２πを法とする加算器、２６０は強度検出回路である。
【００９４】
図２において、第１の受信信号と局部発振器１００から出力される局部搬送波はそれぞれ位相比較器２１０に入力される。位相比較器２１０は局部搬送波を基準とした第１の受信信号の位相の値を受信位相信号として出力する。従って、時刻ｔ＝ｉＴにおける受信位相信号の値はψ_１，ｉ −φとなる（ただし、減算は２πを法とする）。この受信位相信号は遅延時間が受信信号の１シンボル周期Ｔに等しい遅延素子２２０と２πを法とする減算器２３０に入力され、遅延素子２２０からは１シンボル周期遅延された位相信号が出力される。従って、時刻ｔ＝ｉＴにおける１シンボル周期遅延された位相信号の値はψ_{１，ｉ−１} −φとなる。この１シンボル周期遅延された位相信号は２πを法とする減算器２３０に入力される。減算器２３０は位相比較器２１０から出力される受信位相信号より遅延素子２２０から出力される１シンボル周期遅延された位相信号を２πを法として減算し、減算結果を１シンボル遅延検波信号として出力する。従って、時刻ｔ＝ｉＴにおける１シンボル遅延検波信号の値をΔψ_{（１）１，ｉ}とすると、次式の関係が成立する（ただし、減算は２πを法とする）。
【００９５】
【数１２】

【００９６】
すなわち、１シンボル遅延検波信号Δψ_{（１）１，ｉ}は、第１の受信信号の１シンボル周期間の位相変化を表しており、雑音やフェージングなどの影響がない場合は、その値は送信差動位相Δθ_ｉ に等しい。前述のように、送信差動位相Δθ_ｉ の値は送信データによって定まるので、１シンボル遅延検波信号Δψ_{（１）１，ｉ}の値を用いて送信データの推定を行うことが可能である。
【００９７】
２πを法とする減算器２３０から出力される１シンボル遅延検波信号Δψ_{（１）１，ｉ}は、遅延素子２４０Ａに入力され、受信信号の１シンボル周期Ｔに等しい遅延が与えられる。遅延素子２４０Ａの出力は２πを法とする加算器２５０Ａに入力される。また、２πを法とする加算器２５０Ａには、２πを法とする減算器２３０から出力される１シンボル遅延検波信号Δψ_{（１）１，ｉ}も入力される。すなわち、２πを法とする加算器２５０Ａは、２πを法とする減算器２３０から出力される１シンボル遅延検波信号Δψ_{（１）１，ｉ}と遅延素子２４０Ａの出力との２πを法とする加算を行う。従って、時刻ｔ＝ｉＴにおける２πを法とする加算器２５０Ａ の出力の値をΔψ_{（２）１，ｉ}とすると、次式が成立する（ただし、加減算は２πを法とする）。
【００９８】
【数１３】

【００９９】
すなわち、２πを法とする加算器２５０Ａ の出力の値Δψ_{（２）１，ｉ}は、第１の受信信号の２シンボル周期間の位相変化を表す２シンボル遅延検波信号となる。
【０１００】
一方、合計（Ｎ−１）個の遅延素子２４０Ａ，２４０Ｂ，…，２４０Ｎは縦列接続されており、第ｎ（ｎ＝２，…，Ｎ−１）番目の遅延素子は、第（ｎ−１）番目の遅延素子の出力に受信信号の１シンボル周期Ｔに等しい遅延を与え、出力する。従って、時刻ｔ＝ｉＴにおける第ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ−１）番目の遅延素子の出力の値はΔψ_{（１）１，ｉ−ｎ}となる。
【０１０１】
また、合計（Ｎ−１）個の２πを法とする加算器２５０Ａ，２５０Ｂ，…，２５０Ｎも縦列接続されており、第ｎ（ｎ＝２，…，Ｎ−１）番目の２πを法とする加算器には、第（ｎ−１）番目の２πを法とする加算器の出力が入力される。さらに、合計（Ｎ−１）個の２πを法とする加算器２５０Ａ，２５０Ｂ，…，２５０Ｎには、合計（Ｎ−１）個の遅延素子２４０Ａ，２４０Ｂ，…，２４０Ｎの出力もそれぞれ入力される。すなわち、第ｎ（ｎ＝２，…，Ｎ−１）番目の２πを法とする加算器においては、第（ｎ−１）番目の２πを法とする加算器の出力と、第ｎ番目の遅延素子の出力が、２πを法として加算され、出力される。従って、時刻ｔ＝ｉＴにおける第ｎ（ｎ＝２，…，Ｎ−１）番目の２πを法とする加算器の出力の値をΔψ_{（ｎ＋１）１，ｉ}とすると、次式が成立する（ただし、加減算は２πを法とする）。
【０１０２】
【数１４】

【０１０３】
この式は、Δψ_{（ｎ）１，ｉ}に関する漸化式になっており、これを解いて次式を得る（ただし、加減算は２πを法とする）。
【０１０４】
【数１５】

【０１０５】
すなわち、第ｎ（ｎ＝２，…，Ｎ−１）番目の２πを法とする加算器の出力の値Δψ_{（ｎ＋１）１，ｉ}は、第１の受信信号の（ｎ＋１）シンボル周期間の位相変化を表す（ｎ＋１）シンボル遅延検波信号となる。従って、合計（Ｎ−１）個の２πを法とする加算器２５０Ａ，２５０Ｂ Ｃ…，２５０Ｎからは２，…，Ｎシンボル遅延検波信号が出力されることになる。これら合計（Ｎ−１）個の遅延検波信号Δψ_{（２）１，ｉ}，…，Δψ_{（Ｎ）１，ｉ}と、２πを法とする減算器２３０から出力される１シンボル遅延検波信号Δψ_{（１）１，ｉ}がまとめられ、第１の多重遅延検波信号Δψ_１，ｉ ＝（Δψ_{（１）１，ｉ}，Δψ_{（２）１，ｉ}，…，Δψ_{（Ｎ）１，ｉ}）が構成される。
【０１０６】
また、第１の受信信号は強度検出回路２６０にも入力される。強度検出回路２６０は、第１の受信信号の振幅の二乗値を第１の受信信号強度として出力する。すなわち、第１の受信信号強度は第１の受信信号の信号電力に比例するものであり、時刻ｔ＝ｉＴにおける第１の受信信号強度の値をＰ_１，ｉ とすると、次式が成立する。
【０１０７】
【数１６】

【０１０８】
以上の信号処理により生成された第１の多重遅延検波信号Δψ_１，ｉ ＝（Δψ_{（１）１，ｉ}，Δψ_{（２）１，ｉ}，…，Δψ_{（Ｎ）１，ｉ}）および第１の受信信号強度Ｐ_１，ｉ が第１の多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ａより出力される。以下、再び図１に基づき本実施の形態の説明を行う。
【０１０９】
第２ないし第Ｌの多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ｂ，…，１１０Ｌは、第１の多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ａと同一の信号処理により、第２ないし第Ｌの受信信号と局部発振器１００から出力される局部搬送波より、第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号および受信信号強度を生成し、出力する。従って、時刻ｔ＝ｉＴにおける第ｋ（ｋ ＝２，…，Ｌ）の多重遅延検波信号および受信信号強度の値をそれぞれΔψ_ｋ，ｉ ＝（Δψ_{（１）ｋ，ｉ}，Δψ_{（２）ｋ，ｉ}，…，Δψ_{（Ｎ）ｋ，ｉ}）およびＰ_ｋ，ｉ とすると、Δψ_{（ｎ）ｋ，ｉ}（ｎ＝１，２，…，Ｎ）およびＰ_ｋ，ｉ について次式が成立する（ただし、減算は２πを法とする）。
【０１１０】
【数１７】

【０１１１】
第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ａ，１１０Ｂ，…，１１０Ｌから出力される第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号および受信信号強度は、系列推定器１２０に入力される。
【０１１２】
系列推定器１２０は、第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ａ，１１０Ｂ，…，１１０Ｌから出力される第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号および受信信号強度を用いて、ビタビアルゴリズムに基づき送信差動位相系列｛Δθ_ｉ ｝の推定を行い、推定値に対応するデータを復調データとして出力する。以下、多重遅延検波信号を用いて送信差動位相系列｛Δθ_ｉ ｝の推定を行う方式の概略について述べる。
【０１１３】
いま、第１の多重遅延検波信号Δψ_１，ｉ ＝（Δψ_{（１）１，ｉ}，Δψ_{（２）１，ｉ}，…，Δψ_{（Ｎ）１，ｉ}）の構成要素であるｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）シンボル遅延検波信号Δψ_{（ｎ）１，ｉ}について考えると、前述のようにΔψ_{（ｎ）１，ｉ}は第１の受信信号の位相ψ_１，ｉ により、次式で与えられる（ただし、減算は２πを法とする）。
【０１１４】
【数１８】

【０１１５】
この第１の受信信号の位相の値ψ_１，ｉ は、雑音やフェージングなどの影響がなければ、前述のように、送信信号の初期位相θ_０ と送信データによって定まる送信差動位相Δθ_ｉ とにより、次式で表される（ただし、加算は２πを法とする）。
【０１１６】
【数１９】

【０１１７】
従って、雑音やフェージングなどの影響がない場合、 ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）シンボル遅延検波信号Δψ_{（ｎ）１，ｉ}について、次式が成立する（ただし、加減算は２πを法とする）。
【０１１８】
【数２０】

【０１１９】
すなわち、この場合、 ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）シンボル遅延検波信号Δψ_{（ｎ）１，ｉ}は送信差動位相系列｛Δθ_ｉ ｝の連続するｎ個の要素を加算したものに等しい。換言すれば、 ｎシンボル遅延検波信号は送信差動位相系列｛Δθ_ｉ ｝のｎ個の要素からなる部分列に関する情報を含んでいる。この性質を利用して送信差動位相系列｛Δθ_ｉ ｝の推定を行うことができる。
【０１２０】
すなわち、送信差動位相系列｛Δθ_ｉ ｝の（Ｎ−１）個の連続する要素を組み合わせた状態（Δθ_{ｉ−（Ｎ−１）}，Δθ_{ｉ−（Ｎ−２）}，…，Δθ_ｉ−１）を考えると、各要素Δθｉのとりうる値はＭ個の信号点位相α_０ ，α_１ ，…，α_Ｍ−１ のいずれかであるから、この状態はＭ個の信号点位相α_０ ，α_１ ，…，α_Ｍ−１ の（Ｎ−１）個の組み合わせによりできるＭ^Ｎ−１個の状態からなる有限集合のいずれかの元に必ず一致する。従って、これらＭ^Ｎ−１ 個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図を定義でき、このトレリス線図に基づき、ビタビアルゴリズムによって送信差動位相系列｛Δθ_ｉ ｝の推定を行うことができる。
【０１２１】
図３は差動π／４シフト４相ＰＳＫ変調（すなわち、Ｍ＝４）でＮ＝３の場合のトレリス線図における状態遷移を示す図である。この場合、４個の信号点位相α_０ ，α_１，α_２ ，α_３ （α_ｍ ＝ｍπ／２＋π／４； ｍ＝０，１，２，３）の２（＝Ｎ−１）個の組み合わせによる１６個の状態が存在する。状態遷移は、状態（β_ｉ−２ ，β_ｉ−１ ）から状態（β_ｉ−１ ，β_ｉ ）（β_ｉ−ｊ ∈｛α_０ ，α_１，α_２ ，α_３ ｝； ｊ＝０，１，２）への間に存在するので、図３を分解すると、図４に示す４つの状態遷移の組み合わせが得られる。
【０１２２】
一般には、状態Ｂ_ｉ−１ ＝（β_{ｉ−（Ｎ−１）}，β_{ｉ−（Ｎ−２）}，…，β_ｉ−１ ）から状態Ｂｉ＝（β_{ｉ−（Ｎ−２）}，β_{ｉ−（Ｎ−３）}，…，β_ｉ ）（β_ｉ−ｊ ∈｛α_０ ，α_１ ，…，α_Ｍ−１ ｝； ｊ＝０，１，…，Ｎ−１）への状態遷移が存在する。従って、トレリス線図上の各状態は、それぞれＭ本の流入および流出する枝を有する。この状態Ｂ_ｉ−１ ＝（β_{ｉ−（Ｎ−１）}，β_{ｉ−（Ｎ−２）}，…，β_ｉ−１ ）から状態Ｂ_ｉ ＝（β_{ｉ−（Ｎ−２）}，β_{ｉ−（Ｎ−３）}，…，β_ｉ ）への状態遷移は、送信差動位相系列｛Δθ_ｉ ｝の連続するＮ個の要素からなる部分列が、｛β_{ｉ−（Ｎ−１）}，β_{ｉ−（Ｎ−２）}，…，β_ｉ ｝であることを意味している。従って、この状態遷移に対して１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号のレプリカを仮定できる。すなわち、この状態遷移に対応するｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）シンボル遅延検波信号のレプリカの値をΔθ_（ｎ） ｛ Ｂ_ｉ−１ ， Ｂ_ｉ ｝で表すと、次式が成立する（ただし、加算は２πを法とする）。
【０１２３】
【数２１】

【０１２４】
このため、 １，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号Δψ_{（１）１，ｉ}，Δψ_{（２）１，ｉ} ，…，Δψ_{（Ｎ）１，ｉ} と 、１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号のレプリカΔθ_（１） ｛ Ｂ_ｉ−１ ， Ｂ_ｉ ｝，Δθ_（２） ｛ Ｂ_ｉ−１ ， Ｂ_ｉ ｝，…，Δθ_（Ｎ） ｛ Ｂ_ｉ−１ ， Ｂ_ｉ ｝との差の絶対値の和は、状態Ｂ_ｉ−１から状態Ｂ_ｉへの状態遷移が生じたことの確からしさを示す。従って、この値を状態Ｂ_ｉ−１から状態Ｂ_ｉへの状態遷移に対応するトレリス線図の枝の枝メトリック値としてビタビアルゴリズムを実行することにより、送信差動位相系列｛Δθ_ｉ ｝の推定が可能となる。
【０１２５】
また、前述のように、１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号Δψ_{（１）１，ｉ}，Δψ_{（２）１，ｉ} ，…，Δψ_{（Ｎ）１，ｉ}は、第１の受信信号の現在の位相ψ_１，ｉ と１，２，…，Ｎシンボル周期前の位相ψ_{１，ｉ−１} ，ψ_{１，ｉ−２} ，…，ψ_{１，ｉ−Ｎ} との差であるが、一般にこれらの位相ψ_{１，ｉ−１} ，ψ_{１，ｉ−２} ，…，ψ_{１，ｉ−Ｎ}はそれぞれ独立な雑音の影響を受ける。よって、１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号Δψ_{（１）１，ｉ}，Δψ_{（２）１，ｉ} ，…，Δψ_{（Ｎ）１，ｉｉ}に及ぼされる雑音の影響はそれぞれ相異なるものとなる。従って、１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて上記の枝メトリックを計算すると、枝メトリックの計算過程で雑音の平坦化の効果が生じてＳＮ比が向上する。このため、この枝メトリックを用いてビタビアルゴリズムにより送信差動位相系列｛Δθ_ｉ ｝の推定を行うと、従来の１シンボル遅延検波信号だけを用いる場合より推定精度が向上するので、送信差動位相の推定値に基づく復調データのビット誤り率特性が改善される。
【０１２６】
なお、以上の説明では、第１の多重遅延検波信号Δψ_１，ｉ＝（Δψ_{（１）１，ｉ}，ΔΔψ_{（２）１，ｉ} ，…，Δψ_{（Ｎ）１，ｉ}）を例にとって説明したが、第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号Δψ_２，ｉ，…，Δψ_Ｌ，ｉについても同様である。
【０１２７】
この発明においては、第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号を用いて第１，第２ないし第Ｌの枝メトリックを計算し、これらの枝メトリックに受信信号強度に応じた重み付けをして合成し、合成されたメトリックを用いてビタビアルゴリズムを実行して送信差動位相系列｛Δθ_ｉ｝の推定を行い、推定値に対応する復調データを出力する。このように、受信信号強度に応じた重み付け合成を行った枝メトリックを用いることでダイバーシチ効果が得られる。また、多重遅延検波信号から生成した枝メトリックを用いて送信差動位相系列｛Δθ_ｉ｝の推定を行うので、上記の理由により１シンボル遅延検波信号のみを用いる従来例装置よりビット誤り率特性が向上する。
【０１２８】
以下、再び図１を用いて本実施の形態の動作の説明を行う。図１において、系列推定器１２０に入力された第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ａ，１１０Ｂ，…，１１０Ｌの出力である第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号および受信信号強度は、合成枝メトリック生成回路１３０に入力される。以下、図５を用いて合成枝メトリック生成回路１３０の構成と動作について説明する。
【０１２９】
図５は、合成枝メトリック生成回路１３０の一実施の形態を示す構成図であり、図において、３１０Ａ，３１０Ｂ，…，３１０Ｌは第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算回路、３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｌは第１，第２ないし第Ｌの乗算器、３３０は合成回路である。
【０１３０】
次に動作について説明する。合成枝メトリック生成回路１３０に入力された第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号は、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算回路３１０Ａ，３１０Ｂ，…，３１０Ｌに入力される。第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算回路３１０Ａ，３１０Ｂ，…，３１０Ｌは第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号に対してそれぞれ同一の信号処理を行う。従って、以下では第１の枝メトリック計算回路３１０Ａの動作についてのみ説明を行う。
【０１３１】
第１の枝メトリック計算回路３１０Ａは、第１の多重遅延検波信号Δψ_１，ｉ＝（Δψ_{（１）１，ｉ}，Δψ_{（２）１，ｉ} ，…，Δψ_{（Ｎ）１，ｉ}）から上記のトレリス線図上の全ての状態遷移に対応する枝メトリック値を計算して出力する。前述のように、トレリス線図はＭ^Ｎー１ 個の状態を備え、各状態はＭ本の流入および流出する枝を有するので、枝の総数はＭ^Ｎ 本となる。従って、状態遷移の総数もＭ^Ｎ 通りとなる。このとき、状態Ｂ_ｉ−１ ＝（β_{ｉ−（Ｎ−１）}，β_{ｉ−（Ｎ−２）}，…，β_ｉ−１ ）から状態Ｂ_ｉ ＝（β_{ｉ−（Ｎ−２）} ，β_{ｉ−（Ｎ−３）} ，…，β_ｉ ）（β_ｉ−ｊ ∈｛α_０ ，α_１ ，…，α_Ｍ−１ ｝； ｊ＝０，１，…，Ｎ−１）への状態遷移に対応する枝の枝メトリックは、前述のように、１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号Δψ_{（１）１，ｉ}，Δψ_{（２）１，ｉ} ，…，Δψ_{（Ｎ）１，ｉ} と 、１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号のレプリカΔθ_（１） ｛ Ｂ_ｉ−１ ， Ｂ_ｉ ｝，Δθ_（２） ｛ Ｂ_ｉ−１ ， Ｂ_ｉ ｝，…，Δθ_（Ｎ） ｛ Ｂ_ｉ−１ ， Ｂ_ｉ ｝との差の絶対値の和で与えられる。ここで、ｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）シンボル遅延検波信号のレプリカの値Δθ_（ｎ） ｛Ｂ_ｉ−１ ， Ｂ_ｉ｝は、前述のように次式で与えられる（ただし、加算は２πを法とする）。
【０１３２】
【数２２】

【０１３３】
従って、状態Ｂ_ｉ−１ から状態 Ｂ_ｉ への状態遷移に対応する枝の枝メトリック値をλ_１，ｉ ｛ Ｂ_ｉ−１ ， Ｂ_ｉ ｝で表すと、次式が成立する（ただし、絶対値記号内の加減算は２πを法とし、加減算結果の値域は−π以上π未満とする）。
【０１３４】
【数２３】

【０１３５】
第１の枝メトリック計算回路３１０Ａは、第１の多重遅延検波信号Δψ_１，ｉ＝（Δψ_{（１）１，ｉ}，Δψ_{（２）１，ｉ} ，…，Δψ_{（Ｎ）１，ｉ}）から、この式に基づいてＭ^Ｎ 通りの状態遷移に対応する枝メトリック値を全て計算し、これらをまとめて第１の枝メトリックとして出力する。
【０１３６】
第２ないし第Ｌの枝メトリック計算回路３１０Ｂ，…，３１０Ｌは、第１の枝メトリック計算回路３１０Ａと同一の信号処理により、それぞれ第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号Δψ_２，ｉ ，…，Δψ_Ｌ，ｉ よりＭ^Ｎ 通りの状態遷移に対応する枝メトリック値を全て計算し、これらをまとめて第２ないし第Ｌの枝メトリックとして出力する。従って、第ｋ（ｋ＝２，…，Ｌ）の枝メトリックの中で、状態Ｂ_ｉ−１ から状態 Ｂ_ｉ への状態遷移に対応する枝の枝メトリック値をλ_ｋ，ｉ ｛ Ｂ_ｉ−１ ， Ｂ_ｉ ｝で表すと、次式が成立する（ただし、絶対値記号内の加減算は２πを法とし、加減算結果の値域は−π以上π未満とする）。
【０１３７】
【数２４】

【０１３８】
なお、これらの枝メトリック値は、従来例装置における尤度信号と同様に、値が小さいほど、より確からしいことを示している。
【０１３９】
第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算回路３１０Ａ，３１０Ｂ，…，３１０Ｌから出力される第１，第２ないし第Ｌの枝メトリックは、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｌに入力される。また、第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ａ，１１０Ｂ，…，１１０Ｌの出力である第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ ， Ｐ_２，ｉ ，…， Ｐ_Ｌ，ｉ も、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｌに入力され、第１，第２ないし第Ｌの枝メトリックにそれぞれ乗算される。これにより、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を重み付け係数とした、第１，第２ないし第Ｌの枝メトリックの重み付けが行われる。すなわち、乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｌの出力は、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度により重み付けされた第１，第２ないし第Ｌの枝メトリックとなる。この乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｌの出力は、それぞれ合成回路３３０に入力される。
【０１４０】
合成回路３３０は、第１，第２ないし第Ｌの乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｌの出力である、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度により重み付けされた第１，第２ないし第Ｌの枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するものの総和をとる。従って、この総和演算は状態遷移の総数であるＭ^Ｎ 通り行われる。合成回路３３０は、このようにして得られたＭＮ通りの総和結果をまとめ、合成枝メトリック生成回路１３０の出力である合成枝メトリックとして出力する。従って、合成枝メトリックの中で、 状態Ｂ_ｉ−１＝（β_{ｉ−（Ｎ−１）}，β_{ｉ−（Ｎ−２）}，…，β_ｉ−１ ）から状態Ｂ_ｉ ＝（β_{ｉ−（Ｎ−２）}，β_{ｉ−（Ｎ−３）}，…，β_ｉ ）への状態遷移に対応する枝のメトリック値をΛ_ｉ ｛ Ｂ_ｉ−１， Ｂ_ｉ ｝で表すと、次式が成立する（ただし、絶対値記号内の加減算は２πを法とし、加減算結果の値域は−π以上π未満とする）。
【０１４１】
【数２５】

【０１４２】
なお、前述のように、各枝メトリック値λ_ｋ，ｉ ｛ Ｂ_ｉ−１， Ｂ_ｉ ｝（ｋ＝１，２，…，Ｌ）は、値が小さいほどより確からしいことを示しているので、合成枝メトリック値Λ_ｉ ｛ Ｂ_ｉ−１， Ｂ_ｉ ｝も値が小さいほどより確からしいことを示すことになる。
【０１４３】
このようにして、系列推定器１２０内の合成枝メトリック生成回路１３０は、第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ａ，１１０Ｂ，…，１１０Ｌの出力である第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号および受信信号強度から、合成枝メトリックを生成して出力する。以下、再び図１を用いて本実施の形態の動作の説明を行う。
【０１４４】
図１において、系列推定器１２０は、合成枝メトリック生成回路１３０によって生成された合成枝メトリックを枝メトリックとして用いてビタビアルゴリズムを実行し、送信差動位相系列｛Δθ_ｉ ｝の推定を行い、推定値に対応する復調データを出力する。前述のように、合成枝メトリック生成回路１３０では、第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号を用いて第１，第２ないし第Ｌの枝メトリックを計算し、これらの枝メトリックに受信信号強度に応じた重み付けをして合成枝メトリックを生成している。このように、受信信号強度に応じた重み付け合成を行った合成枝メトリックを用いることでダイバーシチ効果が得られる。また、多重遅延検波信号から生成した枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行うので、前述したように枝メトリック生成の過程でＳＮ比が向上し、１シンボル遅延検波信号のみを用いる従来例装置よりビット誤り率特性が改善される。
【０１４５】
このように、この発明の本質は、（１）第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号を用いて第１，第２ないし第Ｌの枝メトリックを計算し、これらの枝メトリックに受信信号強度に応じた重み付けをして合成枝メトリックを生成すること，（２）生成された合成枝メトリックを枝メトリックとして用いてビタビアルゴリズムを実行し、送信差動位相系列の推定を行い、推定値に対応する復調データを得ること，の２点に要約される。一方、この発明において適用されるビタビアルゴリズム自体は従来のビタビアルゴリズムであり、発明性は有しない。従って、以下で行う、系列推定器１２０内における合成枝メトリック生成回路１３０以降のビタビアルゴリズムを実行する部分についての動作の説明は概略的なものにとどめるものとする。
【０１４６】
図１の系列推定器１２０内において、合成枝メトリック生成回路１３０で生成された合成枝メトリックはＡＣＳ回路１４０に入力される。ＡＣＳ回路１４０は、入力された合成枝メトリックを用いてビタビアルゴリズムに基づくＡＣＳ演算を行い、各状態に対応するＭ^Ｎ−１本の生き残りパスの選択を行い、パスメトリックの更新を行う。次いで、ＡＣＳ演算の結果である、各生き残りパスの接続状態を示すＭ^Ｎ−１個のパス選択信号をパスメモリ１５０に出力するとともに、更新されたＭ^Ｎ−１個のパスメトリックを最尤状態検出回路１６０に出力する。パスメモリ１５０は、ＡＣＳ回路１４０から出力されたＭ^Ｎ−１個のパス選択信号を順次入力し、各状態に対応する記憶内容の更新を行うとともに、最も古い記憶内容を判定回路１７０に出力する。最尤状態検出回路１６０は、 ＡＣＳ回路１４０から出力されたＭ^Ｎ−１個のパスメトリックを用いて最も確からしい状態の検出を行う。前述のように、合成枝メトリック値は、値が小さいほどより確からしいことを示しているので、パスメトリックも値が小さいほどより確からしいことを示している。従って、最尤状態検出回路１６０は、最小のパスメトリックを有する状態を検出し、これを最も確からしい状態として判定回路１７０に出力する。判定回路１７０は、パスメモリ１５０から出力されたＭ^Ｎ−１個の最も古い記憶内容のうち、最尤状態検出回路１６０により検出された最も確からしい状態に至る生き残りパスに対応するものを送信差動位相の推定値とし、この推定値に対応するデータを復調データとして出力する。
【０１４７】
このように、本実施の形態においては、（１）第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号を用いて第１，第２ないし第Ｌの枝メトリックを計算し、これらの枝メトリックに受信信号強度に応じた重み付けをして合成枝メトリックを生成すること，（２）生成された合成枝メトリックを枝メトリックとして用いてビタビアルゴリズムを実行し、送信差動位相系列の推定を行い、推定値に対応する復調データを得ること，を行っている。受信信号強度に応じた重み付け合成を行った合成枝メトリックを用いることでダイバーシチ効果が得られれ、また、多重遅延検波信号から生成した枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行うことにより、前述したように枝メトリック生成の過程でＳＮ比が向上し、１シンボル遅延検波信号のみを用いる従来例装置よりビット誤り率特性が改善される。以下、計算機シミュレーション結果により、ビット誤り率特性の改善効果を示す。
【０１４８】
図６は、計算機シミュレーションによる従来例および実施の形態１のダイバーシチ受信機のビット誤り率特性を示す特性図である。図６におけるシミュレーション条件は、変調方式が差動π／４シフト４相ＰＳＫ変調（すなわち、Ｍ＝４）で、ダイバーシチブランチ数Ｌ＝８としている。また、通信路はレイリーフェージング通信路で、各ブランチ間のフェージング変動は相互に無相関に設定し、フェージングの変動の速さの目安となる最大ドップラー周波数ｆ_Ｄ とシンボル周期Ｔの積ｆ_Ｄ Ｔ＝１０^−４としている。図６の横軸は、１ブランチあたりの受信信号の平均信号エネルギー対雑音電力比をデシベルで表示したものであり、縦軸はビット誤り率を示している。また、図６においては、従来例のシミュレーション値を“●”で、実施の形態１のシミュレーション値を“◆”で表示している。なお、実施の形態１における定数Ｎは、Ｎ＝２としている。
【０１４９】
図６は、実施の形態１が従来例と同一のビット誤り率を従来例より低い平均信号エネルギー対雑音電力密度比で達成していることを示している。すなわち、図６から、実施の形態１は従来例よりビット誤り率特性が向上していることが明らかである。このように、本発明によれば、レイリーフェージング通信路において従来のダイバーシチ受信機より良好なビット誤り率特性が実現される。
【０１５０】
図７は、図６と同様に、計算機シミュレーションによる従来例および実施の形態１のダイバーシチ受信機のビット誤り率特性を示す特性図である。図７におけるシミュレーション条件は、通信路が加法性白色ガウス雑音のみが存在するガウス通信路であることを除き、図６と同一である。図７においても、実施の形態１のビット誤り率特性は従来例より向上していることは明らかである。このように、本発明によれば、ガウス通信路においても従来のダイバーシチ受信機より良好なビット誤り率特性が実現される。
【０１５１】
なお、図６および図７においては、実施の形態１のＮ＝２としているが、一般にはＮの値が大きくなるほど、先に述べた枝メトリック計算の過程における雑音の平均化の効果が増大し、ＳＮ比がより向上するので、ビット誤り率特性は更に改善される。
【０１５２】
実施の形態２．
また、実施の形態１では、第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ａ，１１０Ｂ，…，１１０Ｌとして、第１，第２ないし第Ｌの受信信号の振幅の２乗値をそれぞれ第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度として出力するものを示したが、ｕを０以上の実数として、第１，第２ないし第Ｌの受信信号の振幅のｕ乗値をそれぞれ第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度として出力するものであってもよい。
【０１５３】
実施の形態３．
また、実施の形態１では、受信信号が差動Ｍ相ＰＳＫ変調あるいは差動π／ＭシフトＭ相ＰＳＫ変調されている場合について述べたが、受信信号は遅延検波方式が適用できる変調方式により変調されたものであればよく、例えば最小周波数シフトキーイング（ＭＳＫ； Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調により変調されたものでも良い。
【０１５４】
実施の形態４．
また、実施の形態１では、合成枝メトリック生成回路１３０として、入力された各受信信号強度をそのまま各枝メトリックの重み付け係数として重み付け合成するものを示したが、受信信号強度の最大値で各受信信号強度を除算する正規化処理を行った結果を重み付け係数としてもよい。図８は、このような正規化処理を行うダイバーシチ受信機の合成枝メトリック生成回路１３０の構成を示す構成図であり、図において、４００は重み付け係数生成回路である。なお、実施の形態１によるダイバーシチ受信機の合成枝メトリック生成回路１３０の構成を示す図５に対して同一または相当部分には同一符号を付してその説明は省略する。
【０１５５】
次に動作について説明する。図８において、合成枝メトリック生成回路１３０に入力された第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号は、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算回路３１０Ａ，３１０Ｂ，…，３１０Ｌに入力され、実施の形態１と同様に枝メトリックの計算が行われる。一方、同様に合成枝メトリック生成回路１３０に入力された第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ， Ｐ_２，ｉ，…， Ｐ_Ｌ，ｉは、重み付け係数生成回路４００に入力される。
【０１５６】
図９は、重み付け係数生成回路４００の構成を示す構成図であり、図において、４１０は最大値検出回路、４２０Ａ，４２０Ｂ，…，４２０Ｌは第１，第２ないし第Ｌの除算器である。図９において、重み付け係数生成回路４００に入力された第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ， Ｐ_２，ｉ，…， Ｐ_Ｌ，ｉは、最大値検出回路４１０に入力される。最大値検出回路４１０は、入力された第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ， Ｐ_２，ｉ，…， Ｐ_Ｌ，ｉの中で値が最大のものを最大信号強度として出力する。すなわち、時刻ｔ＝ｉＴにおける最大信号強度の値をρ_ｉ で表すと、ρ_ｉ は次式で与えられる（ただし、ｍａｘ｛・｝は最大値を意味する）。
【０１５７】
【数２６】

【０１５８】
一方、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ， Ｐ_２，ｉ，…， Ｐ_Ｌ，ｉは、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの除算器４２０Ａ，４２０Ｂ，…，４２０Ｌにも入力される。第１，第２ないし第Ｌの除算器４２０Ａ，４２０Ｂ，…，４２０Ｌには最大値検出回路４１０から出力された最大信号強度ρ_ｉ も入力され、それぞれ最大信号強度ρ_ｉ による第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ， Ｐ_２，ｉ，…， Ｐ_Ｌ，ｉの除算が行われる。第１，第２ないし第Ｌの除算器４２０Ａ，４２０Ｂ，…，４２０Ｌは、それぞれの除算結果を重み付け係数生成回路４００の出力である第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として出力する。ここで、時刻ｔ＝ｉＴにおける第ｋ（ｋ＝１，…，Ｌ）の重み付け係数の値をＷ_ｋ，ｉとすると、 Ｗ_ｋ，ｉは次式で与えられる。
【０１５９】
【数２７】

【０１６０】
第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数Ｗ_１，ｉ， Ｗ_２，ｉ，…， Ｗ_Ｌ，ｉの比をとれば、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ， Ｐ_２，ｉ，…， Ｐ_Ｌ，ｉの比と等しくなることは明らかである。また、第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数Ｗ_１，ｉ， Ｗ_２，ｉ，…， Ｗ_Ｌ，ｉの値域は１以下に限定されることも明らかである。以下、再び図８を用いて、本実施の形態の合成枝メトリック生成回路１３０の動作について説明する。
【０１６１】
図８において、第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算回路３１０Ａ，３１０Ｂ，…，３１０Ｌから出力される第１，第２ないし第Ｌの枝メトリックは、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｌに入力される。また、重み付け係数生成回路４００の出力である第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数Ｗ_１，ｉ， Ｗ_２，ｉ，…， Ｗ_Ｌ，ｉも、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｌに入力され、第１，第２ないし第Ｌの枝メトリックにそれぞれ乗算される。乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｌの出力は、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数Ｗ_１，ｉ， Ｗ_２，ｉ，…， Ｗ_Ｌ，ｉにより重み付けされた第１，第２ないし第Ｌの枝メトリックとなる。この乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｌの出力は、それぞれ合成回路３３０に入力される。
【０１６２】
合成回路３３０は、第１，第２ないし第Ｌの乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｌの出力である、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数により重み付けされた第１，第２ないし第Ｌの枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するものの総和をとる。従って、この総和演算は状態遷移の総数であるＭ^Ｎ 通り行われる。合成回路３３０は、このようにして得られたＭ^Ｎ 通りの総和結果をまとめ、合成枝メトリック生成回路１３０の出力である合成枝メトリックとして出力する。従って、合成枝メトリックの中で、 状態Ｂ_ｉ−１＝（β_{ｉ−（Ｎ−１）}，β_{ｉ−（Ｎ−２）}，…，β_ｉ−１）から状態Ｂｉ＝（β_{ｉ−（Ｎ−２）}，β_{ｉ−（Ｎ−３）}，…，β_ｉ ）への状態遷移に対応する枝のメトリック値Λ_ｉ ｛ Ｂ_ｉ−１， Ｂ_ｉ ｝は、次式で与えられる（ただし、絶対値記号内の加減算は２πを法とし、加減算結果の値域は−π以上π未満とする）。
【０１６３】
【数２８】

【０１６４】
前述のように、第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数Ｗ_１，ｉ， Ｗ_２，ｉ，…， Ｗ_Ｌ，ｉの比は、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ， Ｐ_２，ｉ，…， Ｐ_Ｌ，ｉの比と等しいので、本実施の形態の合成枝メトリック生成回路１３０により、実施の形態１と等価な重み付け合成がなされた合成枝メトリックが生成される。従って、本実施の形態の合成枝メトリック生成回路１３０により生成された合成枝メトリックを用いることにより、実施の形態１と同等のビット誤り率特性が実現される。
【０１６５】
また、前述のように、第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数Ｗ_１，ｉ， Ｗ_２，ｉ，…， Ｗ_Ｌ，ｉの値域は１以下に限定されているので、本実施の形態においては過大な受信信号が入力された場合にもビット誤り率特性の劣化を防ぐことができるという利点がある。すなわち、移動体通信などの用途では、送信機と受信機の距離が極めて近くなる場合があるが、このような場合の受信信号強度は極めて大きなものとなる。例えば、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ， Ｐ_２，ｉ，…， Ｐ_Ｌ，ｉが数千から数万となることも稀ではない。このような場合、実施の形態１の合成枝メトリック生成回路１３０をディジタル回路で構成すると、上記のような過大な受信信号が入力された場合に、第１，第２ないし第Ｌの乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｌや合成回路３３０で桁あふれが発生し、正常な合成枝メトリックが得られなくなるためビット誤り率特性が劣化する。しかし、本実施の形態においては第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数Ｗ_１，ｉ， Ｗ_２，ｉ，…， Ｗ_Ｌ，ｉの値域は１以下に限定されているので、過大な受信信号が入力された場合にも上記のような桁あふれは発生せず、ビット誤り率特性の劣化が生じることはない。
【０１６６】
このように、受信信号強度の最大値で各受信信号強度を除算する正規化処理を行った結果を重み付け係数とすることにより、過大な受信信号が入力された場合にもビット誤り率特性の劣化を防ぐことができる。
【０１６７】
実施の形態５．
実施の形態４では、重み付け係数生成回路４００として、受信信号強度の最大値で各受信信号強度を除算する正規化処理を行った結果を重み付け係数とするものを示したが、正規化処理を行った結果が所定のしきい値未満である場合には重み付け係数を零とする切捨て処理を行ってもよい。図１０は、このような切捨て処理を行うダイバーシチ受信機の重み付け係数生成回路４００の構成を示す構成図であり、図において、４３０Ａ，４３０Ｂ，…，４３０Ｌは第１，第２ないし第Ｌの切捨て処理回路である。なお、実施の形態４によるダイバーシチ受信機の重み付け係数生成回路４００の構成を示す図９に対して同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は省略する。
【０１６８】
次に動作について説明する。図１０において、重み付け係数生成回路４００に入力された第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ， Ｐ_２，ｉ，…， Ｐ_Ｌ，ｉは、最大値検出回路４１０に入力される。最大値検出回路４１０は、入力された第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ， Ｐ_２，ｉ，…， Ｐ_Ｌ，ｉの中で値が最大のものを最大信号強度として出力する。すなわち、時刻ｔ＝ｉＴにおける最大信号強度の値をρ_ｉ で表すと、ρ_ｉ は次式で与えられる（ただし、ｍａｘ｛・｝は最大値を意味する）。
【０１６９】
【数２９】

【０１７０】
一方、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ， Ｐ_２，ｉ，…， Ｐ_Ｌ，ｉは、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの除算器４２０Ａ，４２０Ｂ，…，４２０Ｌにも入力される。第１，第２ないし第Ｌの除算器４２０Ａ，４２０Ｂ，…，４２０Ｌには最大値検出回路４１０から出力された最大信号強度ρ_ｉ も入力され、それぞれ最大信号強度ρ_ｉ による第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ， Ｐ_２，ｉ，…， Ｐ_Ｌ，ｉの除算が行われる。第１，第２ないし第Ｌの除算器４２０Ａ，４２０Ｂ，…，４２０Ｌは、それぞれの除算結果を第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度として出力する。この第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度は、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの切捨て処理回路４３０Ａ，４３０Ｂ，…，４３０Ｌに入力される。第１，第２ないし第Ｌの切捨て処理回路４３０Ａ，４３０Ｂ，…，４３０Ｌは、それぞれ入力された第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度が所定のしきい値以上である場合には第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度をそのまま出力し、第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度が前記所定のしきい値未満である場合には第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として零を出力する切捨て処理を行う。従って、時刻ｔ＝ｉＴにおける第ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）の重み付け係数の値をＷ_ｋ，ｉ，しきい値をδとすると、 Ｗ_ｋ，ｉは次式で与えられる。
【０１７１】
【数３０】

【０１７２】
本実施の形態による重み付け係数生成回路４００は、このようにして切捨て処理のなされた第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数を生成して出力する。この重み付け係数を用いて合成枝メトリックを生成することにより、本実施の形態では、第１，第２ないし第Ｌの受信信号の中に雑音だけが存在し、有意な信号が存在しない場合にビット誤り率特性の劣化を防ぐことができる。すなわち、実施の形態１においては、このように雑音だけが存在し、有意な信号が存在しない受信信号がある場合には、雑音の強度を重み付け係数として合成枝メトリックの生成を行うので、合成枝メトリックの中に雑音だけの項が含まれることになり、ＳＮ比の低下を招くため、ビット誤り率特性が劣化する。一方、本実施の形態においては、しきい値δの値を雑音の強度より大きく設定することにより、雑音だけが存在し、有意な信号が存在しない受信信号に対する枝メトリックの重み付け係数の値は零となるため、合成枝メトリックを生成する際に雑音だけの項は除去される。従って、ＳＮ比の低下を防ぐことができるので、ビット誤り率特性の劣化を生じることはない。
【０１７３】
このように、正規化処理を行った結果が所定のしきい値未満である場合には重み付け係数を零とする切捨て処理を行うことにより、雑音だけが存在し、有意な信号が存在しない受信信号がある場合にも、ビット誤り率特性の劣化を防ぐことができる。
【０１７４】
実施の形態６．
また、第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度の近傍の２の整数乗の数値を出力する対数量子化処理を行ってもよい。図１１は、このような対数量子化処理を行うダイバーシチ受信機の重み付け係数生成回路４００の構成を示す構成図であり、図において、４４０Ａ，４４０Ｂ，…，４４０Ｌは第１，第２ないし第Ｌの対数量子化回路である。なお、実施の形態５によるダイバーシチ受信機の重み付け係数生成回路４００の構成を示す図１０に対して同一部分には同一符号を付して、その説明は省略する。
【０１７５】
図１０において、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの除算器４２０Ａ，４２０Ｂ，…，４２０Ｌから出力される、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度Ｐ_１，ｉ，Ｐ_２，ｉ，…， Ｐ_Ｌ，ｉを最大値検出回路４１０の出力である最大信号強度ρ_ｉ で除算した除算結果である、第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度は、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの対数量子化回路４４０Ａ，４４０Ｂ，…，４４０Ｌに入力される。第１，第２ないし第Ｌの対数量子化回路４４０Ａ，４４０Ｂ，…，４４０Ｌは、それぞれ入力された第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度の近傍の２の整数乗の数値を重み付け係数として出力する対数量子化処理を行う。ここで、時刻ｔ＝ｉＴにおける第ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）の重み付け係数の値をＷ_ｋ，ｉとすると、 Ｗ_ｋ，ｉは次式で与えられるものとする。
【０１７６】
【数３１】

【０１７７】
本実施の形態による重み付け係数生成回路４００は、このようにして対数量子化処理のなされた第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数を生成して出力する。この重み付け係数を用いることにより、本実施の形態では合成枝メトリック生成回路１３０内の第１，第２ないし第Ｌの乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｌの回路規模を削減でき、消費電力も低減できる。すなわち、ディジタル信号処理においては、２の整数乗の乗算は単純なビットシフト演算により実現される。このため、対数量子化処理によって第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数の値を２の整数乗とすることにより、合成枝メトリック生成回路１３０内の第１，第２ないし第Ｌの乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｌを単純なビットシフト回路により実現できるので、対数量子化処理を行わず、従って一般的な乗算器を必要とする実施の形態４より回路規模が削減され、消費電力も低減する。
【０１７８】
実施の形態７．
また、合成枝メトリック生成回路１３０は、各受信信号から得られた多重遅延検波信号に対する枝メトリックを、各受信信号強度の大小順によって定まる１以下の値をとる２の整数乗の一定値を重み付け係数として重み付け合成したものを合成枝メトリックとして出力するものであってもよい。図１２は、このような信号処理を行う合成枝メトリック生成回路１３０の構成を示す構成図であり、図において、３２０Ｂ，…，３２０Ｌは第１ないし第（Ｌ−１）の乗算器、５００は強度順出力回路である。なお、実施の形態１によるダイバーシチ受信機の合成枝メトリック生成回路１３０の構成を示す図５に対して同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は省略する。
【０１７９】
図１２において、合成枝メトリック生成回路１３０に入力された第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号および受信信号強度は、強度順出力回路５００に入力される。強度順出力回路５００は、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された多重遅延検波信号を、ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号として出力する。
【０１８０】
強度順出力回路５００から出力される１，２，…，Ｌ番目に大きい強度の多重遅延検波信号は、それぞれ第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算回路３１０Ａ，３１０Ｂ，…，３１０Ｌに入力され、実施の形態１と同様に枝メトリックの計算が行われる。
【０１８１】
第２ないし第Ｌの枝メトリック計算回路３１０Ｂ，…，３１０Ｌの出力である、２，…，Ｌ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックは、それぞれ第１ないし第（Ｌ−１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｌに入力され、それぞれ重み付け係数として定数２^Ｊ（１），…，２^{Ｊ（Ｌ−１）}が乗算される。ただし、Ｊ（ｋ）（ｋ＝１，…，Ｌ−１）は、それぞれ０以下の整数である。すなわち、重み付け係数２^Ｊ（１），…，２^{Ｊ（Ｌ−１）}の値域はそれぞれ１以下に限定されている。
【０１８２】
第１の枝メトリック計算回路３１０Ａの出力である１番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックと、第１ないし第（Ｌ−１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｌの出力は、合成回路３３０に入力される。合成回路３３０は、第１の枝メトリック計算回路３１０Ａの出力である１番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックと、それぞれ第１ないし第（Ｌ−１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｌによって重み付けされた２，…，Ｌ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するものの総和をとる。従って、この総和演算は状態遷移の総数であるＭ^Ｎ 通り行われる。合成回路３３０は、このようにして得られたＭ^Ｎ 通りの総和結果をまとめ、合成枝メトリック生成回路１３０の出力である合成枝メトリックとして出力する。
【０１８３】
この信号処理は、第１の枝メトリック計算回路３１０Ａの出力である１番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックに対して最も大きい重み付け係数“１”を乗算していることと等価である。ここで、 ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）番目に大きい強度の多重遅延検波信号を構成するｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）シンボル遅延検波信号の値をΔΨ_{（ｎ）ｋ，ｉ}で表すと、合成枝メトリックの中で、状態Ｂ_ｉ−１＝（β_{ｉ−（Ｎ−１）}，β_{ｉ−（Ｎ−２）}，…，β_ｉ−１）から状態Ｂ_ｉ ＝（β_{ｉ−（Ｎ−２）}，β_{ｉ−（Ｎ−３）}，…，β_ｉ ）への状態遷移に対応する枝のメトリック値Λ_ｉ ｛ Ｂ_ｉ−１， Ｂ_ｉ ｝は、次式で表される（ただし、絶対値記号内の加減算は２πを法とし、加減算結果の値域は−π以上π未満とする）。
【０１８４】
【数３２】

【０１８５】
本実施の形態による合成枝メトリック生成回路１３０は、このようにして合成枝メトリックを生成して出力するが、前述のように、重み付け係数の値が、各受信信号強度の値そのものではなく、その大小順によって定まる一定値となるため、実施の形態４と同様に、過大な受信信号が入力された場合でも桁あふれによるビット誤り率特性の劣化を生じない。加えて、本実施の形態では第１ないし第（Ｌ−１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｌの回路規模を削減でき、消費電力も低減できる。すなわち、ディジタル信号処理においては、２の整数乗の乗算は単純なビットシフト演算により実現されため、第１ないし第（Ｌ−１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｌはシフトするビット数を固定したビットシフト回路により実現できるので、一般的な乗算器を必要とする実施の形態１よりも回路規模が削減され、従って消費電力も低減する。
【０１８６】
このように、２の整数乗の一定値を重み付け係数とする単純な重み付けを行った場合でも、従来例装置よりビット誤り率特性は向上する。このことを計算機シミュレーション結果によって示す。図１３は、計算機シミュレーションによる従来例および実施の形態７のダイバーシチ受信機のビット誤り率特性を示す特性図である。図１３におけるシミュレーション条件は、図６と同一である。ただし、実施の形態７におけるＪ（ｋ）（ｋ＝１，…，７）の値は、次の表に示す値に設定している。
【０１８７】
【表１】

【０１８８】
図１３によれば、実施の形態７のビット誤り率特性は従来例より向上していることは明らかである。このように、２の整数乗の一定値を重み付け係数とする単純な重み付けを行った場合でも従来のダイバーシチ受信機より良好なビット誤り率特性が実現される。
【０１８９】
実施の形態８．
また、合成枝メトリック生成回路１３０は、Ｌ個の受信信号のうち、信号強度の大きい上位Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）個の受信信号から得られた多重遅延検波信号に対する枝メトリックを重み付け合成したものを合成枝メトリックとして出力するものであってもよい。図１４は、このような信号処理を行う合成枝メトリック生成回路１３０の構成を示す構成図であり、図において、３１０Ａ，３１０Ｂ，…，３１０Ｋは第１ないし第Ｋの枝メトリック計算回路、３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｋは第１ないし第Ｋの乗算器、６００は強度順選択回路である。なお、実施の形態１によるダイバーシチ受信機の合成枝メトリック生成回路１３０の構成を示す図５に対して同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は省略する。
【０１９０】
図１４において、合成枝メトリック生成回路１３０に入力された第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号および受信信号強度は、強度順選択回路６００に入力される。強度順選択回路６００は、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、Ｋ番目に大きい信号強度までを選択して１，２，…，Ｋ番目に大きい信号強度として出力するとともに、ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された多重遅延検波信号を、ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号として出力する。
【０１９１】
強度順選択回路６００から出力される１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号は、それぞれ第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算回路３１０Ａ，３１０Ｂ，…，３１０Ｋに入力され、実施の形態１と同様に枝メトリックの計算が行われる。
【０１９２】
第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算回路３１０Ａ，３１０Ｂ，…，３１０Ｋからそれぞれ出力される、１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックは、それぞれ第１，第２ないし第Ｋの乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｋに入力される。また、強度順選択回路６００の出力である１，２，…，Ｋ番目に大きい信号強度も、それぞれ第１，第２ないし第Ｋの乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｋに入力され、１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックにそれぞれ乗算される。これにより、１，２，…，Ｋ番目に大きい信号強度を重み付け係数とした、１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックの重み付けが行われる。すなわち、乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｋの出力は、それぞれ１，２，…，Ｋ番目に大きい信号強度により重み付けされた１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックとなる。この乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｋの出力は、それぞれ合成回路３３０に入力される。
【０１９３】
合成回路３３０は、第１，第２ないし第Ｋの乗算器３２０Ａ，３２０Ｂ，…，３２０Ｋの出力である、１，２，…，Ｋ番目に大きい信号強度により重み付けされた１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するものの総和をとる。従って、この総和演算は状態遷移の総数であるＭ^Ｎ 通り行われる。合成回路３３０は、このようにして得られたＭ^Ｎ 通りの総和結果をまとめ、合成枝メトリック生成回路１３０の出力である合成枝メトリックとして出力する。従って、 ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）番目に大きい信号強度の値をΓ_ｋ，ｉ， ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号を構成するｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）シンボル遅延検波信号の値をΔΨ_{（ｎ）ｋ，ｉ}で表すと、合成枝メトリックの中で、 状態Ｂ_ｉ−１＝（β_{ｉ−（Ｎ−１）}，β_{ｉ−（Ｎ−２）}，…，β_ｉ−１）から状態Ｂ_ｉ ＝（β_{ｉ−（Ｎ−２）}，β_{ｉ−（Ｎ−３）}，…，βｉ）への状態遷移に対応する枝のメトリック値Λ_ｉ ｛ Ｂ_ｉ−１， Ｂ_ｉ ｝は、次式で与えられる（ただし、絶対値記号内の加減算は２πを法とし、加減算結果の値域は−π以上π未満とする）。
【０１９４】
【数３３】

【０１９５】
このようにして、本実施の形態における合成枝メトリック生成回路１３０は、Ｌ個の受信信号のうち、信号強度の大きい上位Ｋ個の受信信号から得られた多重遅延検波信号に対する枝メトリックを重み付け合成したものを合成枝メトリックとして出力する。本実施の形態では、枝メトリック計算回路や乗算器の数をＬ個からＫ個に減らすことができるので、回路規模が削減され、従って、消費電力も低減される。
【０１９６】
この場合、合成枝メトリックの生成に用いる受信信号の数がＬ個からＫ個に減るためにダイバーシチ利得が減少するが、従来例装置よりは良好なビット誤り率特性を実現することが可能である。このことを、計算機シミュレーション結果により示す。図１５は、計算機シミュレーションによる従来例および実施の形態８のダイバーシチ受信機のビット誤り率特性を示す特性図である。図１５においては、実施の形態８におけるＫの値をＫ＝４と設定しており、その他のシミュレーション条件は図６と同一である。図１５によれば、実施の形態８では４個の受信信号しか用いていないにもかかわらず、そのビット誤り率特性は８個全ての受信信号を用いる従来例より向上していることは明らかである。このように、 Ｌ個の受信信号のうち、信号強度の大きい上位Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）個の受信信号から得られた多重遅延検波信号に対する枝メトリックを重み付け合成したものを合成枝メトリックとすることにより、枝メトリック計算回路や乗算器の数を減らして回路規模を削減し、消費電力を低減しながら、従来のダイバーシチ受信機より良好なビット誤り率特性を実現することが可能である。
【０１９７】
実施の形態９．
実施の形態８では、合成枝メトリック生成回路１３０として、各信号強度をそのまま各枝メトリックの重み付け係数として重み付け合成するものを示したが、実施の形態１に対する実施の形態４と同様に、信号強度の最大値で各信号強度を除算する正規化処理を行った結果を重み付け係数としてもよい。図１６は、このような正規化処理を行うダイバーシチ受信機の合成枝メトリック生成回路１３０の構成を示す構成図であり、図において、３２０Ｂ，…，３２０Ｋは第１ないし第（ Ｋ −１）の乗算器、７００は重み付け係数生成回路である。なお、実施の形態８によるダイバーシチ受信機の合成枝メトリック生成回路１３０の構成を示す図１４に対して同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は省略する。図１６において、強度順選択回路６００から出力される１，２，…，Ｋ番目に大きい信号強度Γ_１，ｉ， Γ_２，ｉ，…， Γ_Ｋ，ｉは、重み付け係数生成回路７００に入力される。
【０１９８】
図１７は、重み付け係数生成回路７００の構成を示す構成図であり、図において、７１０Ｂ，…，７１０Ｋは第１ないし第（ Ｋ −１）の除算器である。図１７において、重み付け係数生成回路７００に入力された１，２，…，Ｋ番目に大きい信号強度Γ_１，ｉ， Γ_２，ｉ，…， Γ_Ｋ，ｉのうち、２，…，Ｋ番目に大きい信号強度 Γ_２，ｉ，…， Γ_Ｋ，ｉはそれぞれ第１ないし第（ Ｋ −１）の除算器７１０Ｂ，…，７１０Ｋに入力される。第１ないし第（ Ｋ −１）の除算器７１０Ｂ，…，７１０Ｋには信号強度の最大値である１番目に大きい信号強度Γ_１，ｉも入力され、それぞれ１番目に大きい信号強度Γ_１，ｉによる２，…，Ｋ番目に大きい信号強度 Γ_２，ｉ，…， Γ_Ｋ，ｉの除算が行われる。第１ないし第（ Ｋ −１）の除算器７１０Ｂ，…，７１０Ｋは、それぞれの除算結果を重み付け係数生成回路７００の出力である第１ないし第（ Ｋ −１）の重み付け係数として出力する。従って、第ｋ（ｋ＝１， …，Ｋ−１）の重み付け係数の値をＷ_ｋ，ｉとすると、 Ｗ_ｋ，ｉは次式で与えられる。
【０１９９】
【数３４】

【０２００】
第１ないし第（ Ｋ −１）の重み付け係数Ｗ_１，ｉ， …， Ｗ_{Ｋ−１，ｉ}の比をとれば、第２ないし第Ｋの受信信号強度Ｐ_２，ｉ，…， Ｐ_Ｋ，ｉの比と等しくなることは明らかである。また、第１ないし第（ Ｋ −１）の重み付け係数Ｗ_１，ｉ， …，Ｗ_{Ｋ−１，ｉ}の値域は１以下に限定されることも明らかである。
【０２０１】
以下、再び図１６を用いて、本実施の形態の合成枝メトリック生成回路１３０の動作について説明する。図１６において、第２ないし第Ｋの枝メトリック計算回路３１０Ｂ，…，３１０Ｋからそれぞれ出力される、２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックは、それぞれ第１ないし第（ Ｋ−１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｋに入力される。また、重み付け係数生成回路７００の出力である第１ないし第（ Ｋ −１）の重み付け係数も、それぞれ第１ないし第（ Ｋ −１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｋに入力され、２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックにそれぞれ乗算される。従って、第１ないし第（ Ｋ −１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｋの出力は、それぞれ第１ないし第（ Ｋ −１）の重み付け係数Ｗ_１，ｉ， …， Ｗ_{Ｋ−１，ｉ}により重み付けされた２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックとなる。
【０２０２】
第１の枝メトリック計算回路３１０Ａの出力である１番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックと、第１ないし第（Ｋ−１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｋの出力は、合成回路３３０に入力される。合成回路３３０は、第１の枝メトリック計算回路３１０Ａの出力である１番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックと、それぞれ第１ないし第（ Ｋ −１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｋの出力である、第１ないし第（ Ｋ −１）の重み付け係数により重み付けされた２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するものの総和をとる。従って、この総和演算は状態遷移の総数であるＭ^Ｎ 通り行われる。合成回路３３０は、このようにして得られたＭ^Ｎ 通りの総和結果をまとめ、合成枝メトリック生成回路１３０の出力である合成枝メトリックとして出力する。
【０２０３】
この信号処理は、第１の枝メトリック計算回路３１０Ａの出力である１番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックに対して最も大きい重み付け係数“１”を乗算していることと等価である。ここで、 ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）番目に大きい強度の多重遅延検波信号を構成するｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）シンボル遅延検波信号の値をΔΨ_{（ｎ）ｋ，ｉ}で表すと、合成枝メトリックの中で、状態Ｂ_ｉ−１＝（β_{ｉ−（Ｎ−１）}，β_{ｉ−（Ｎ−２）}，…，β_ｉ−１）から状態Ｂｉ＝（β_{ｉ−（Ｎ−２）} ，β_{ｉ−（Ｎ−３）}，…，βｉ）への状態遷移に対応する枝のメトリック値Λ_ｉ ｛ Ｂ_ｉ−１， Ｂ_ｉ ｝は、次式で表される（ただし、絶対値記号内の加減算は２πを法とし、加減算結果の値域は−π以上π未満とする）。
【０２０４】
【数３５】

【０２０５】
このように、本実施の形態の合成枝メトリック生成回路１３０により、１，２，…，Ｋ番目に大きい信号強度Γ_１，ｉ， Γ_２，ｉ，…， Γ_Ｋ，ｉを重み付け係数とする実施の形態８と等価な重み付け合成がなされた合成枝メトリックが生成される。従って、本実施の形態の合成枝メトリック生成回路１３０により生成された合成枝メトリックを用いることにより、実施の形態８と同等のビット誤り率特性が実現される。
【０２０６】
前述のように、本実施の形態においては第１ないし第（ Ｋ −１）の重み付け係数Ｗ_１，ｉ， …， Ｗ_{Ｋ−１，ｉ}の値域は１以下に限定されるので、実施の形態４と同様、合成枝メトリック生成回路１３０をディジタル回路で構成した場合に、過大な受信信号が入力されても回路内での桁あふれの発生を防止でき、ビット誤り率特性の劣化を生じない、という利点を有する。
【０２０７】
実施の形態１０．
実施の形態９では、重み付け係数生成回路７００として、信号強度の最大値で各信号強度を除算する正規化処理を行った結果を重み付け係数とするものを示したが、実施の形態４に対する実施の形態５と同様に、正規化処理を行った結果が所定のしきい値未満である場合には重み付け係数を零とする切捨て処理を行ってもよい。図１８は、このような切捨て処理を行うダイバーシチ受信機の重み付け係数生成回路７００の構成を示す構成図であり、図において、７２０Ｂ，…，７２０Ｋは第１ないし第（Ｋ−１）の切捨て処理回路である。なお、実施の形態９によるダイバーシチ受信機の重み付け係数生成回路７００の構成を示す図１７に対して同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は省略する。
【０２０８】
図１８において、重み付け係数生成回路７００に入力された１，２，…，Ｋ番目に大きい信号強度Γ_１，ｉ， Γ_２，ｉ，…， Γ_Ｋ，ｉのうち、２，…，Ｋ番目に大きい信号強度 Γ_２，ｉ，…， Γ_Ｋ，ｉはそれぞれ第１ないし第（ Ｋ −１）の除算器７１０Ｂ，…，７１０Ｋに入力される。第１ないし第（ Ｋ −１）の除算器７１０Ｂ，…，７１０Ｋには信号強度の最大値である１番目に大きい信号強度Γ_１，ｉも入力され、それぞれ１番目に大きい信号強度Γ_１，ｉによる２，…，Ｋ番目に大きい信号強度 Γ_２，ｉ，…， Γ_Ｋ，ｉの除算が行われる。第１ないし第（ Ｋ −１）の除算器７１０Ｂ，…，７１０Ｋは、それぞれの除算結果を第１ないし第（ Ｋ −１）の正規化信号強度として出力する。この第１ないし第（ Ｋ −１）の正規化信号強度は、それぞれ第１ないし第（Ｋ−１）の切捨て処理回路７２０Ｂ，…，７２０Ｋに入力される。第１ないし第（Ｋ−１）の切捨て処理回路７２０Ｂ，…，７２０Ｋは、それぞれ入力された第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度が所定のしきい値以上である場合には第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度をそのまま出力し、第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度が前記所定のしきい値未満である場合には第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として零を出力する切捨て処理を行う。従って、第ｋ（ｋ＝１…， Ｋ−１）の重み付け係数の値をＷ_ｋ，ｉ，しきい値をδとする
と、 Ｗ_ｋ，ｉは次式で与えられる。
【０２０９】
【数３６】

【０２１０】
本実施の形態による重み付け係数生成回路７００は、このようにして切捨て処理のなされた第１ないし第（ Ｋ −１）の重み付け係数を生成して出力する。この重み付け係数を用いて合成枝メトリックを生成することにより、本実施の形態では、実施の形態５と同様に、雑音だけが存在し、有意な信号が存在しない受信信号がある場合にも、ビット誤り率特性の劣化を防ぐことができる。すなわち実施の形態においては、しきい値δの値を雑音の強度より大きく設定することにより、雑音だけが存在し、有意な信号が存在しない受信信号に対する枝メトリックの重み付け係数の値は零となるため、合成枝メトリックを生成する際に雑音だけの項は除去される。従って、このような場合でもＳＮ比の低下を防ぐことができるため、ビット誤り率特性の劣化を生じない、という利点を有する。
【０２１１】
実施の形態１１．
また、実施の形態４に対する実施の形態６と同様に、第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度の近傍の２の整数乗の数値を出力する対数量子化処理を行ってもよい。図１９は、このような対数量子化処理を行うダイバーシチ受信機の重み付け係数生成回路７００の構成を示す構成図であり、図において、７３０Ｂ，…，７３０Ｋは第１ないし第（Ｋ−１）の対数量子化回路である。なお、実施の形態１０によるダイバーシチ受信機の重み付け係数生成回路７００の構成を示す図１８に対して同一部分には同一符号を付して、その説明は省略する。
【０２１２】
図１９において、それぞれ第１ないし第（Ｋ−１）の除算器７１０Ｂ，…，７１０Ｋから出力される、それぞれ２，…，Ｋ番目に大きい信号強度 Γ_２，ｉ，…，Γ_Ｋ，ｉを１番目に大きい信号強度Γ_１，ｉにより除算した除算結果である、第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度は、それぞれ第１ないし第（Ｋ−１）の対数量子化回路７３０Ｂ，…，７３０Ｋに入力される。第１ないし第（Ｋ−１）の対数量子化回路７３０Ｂ，…，７３０Ｋは、それぞれ入力された第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度の近傍の２の整数乗の数値を重み付け係数として出力する対数量子化処理を行う。ここで、第ｋ（ｋ＝１， …，Ｋ−１）の重み付け係数の値をＷ_ｋ，ｉとすると、 Ｗ_ｋ，ｉは次式で与えられる（ただし、はｘを越えない最大の整数を意味する）。
【０２１３】
【数３７】

【０２１４】
本実施の形態による重み付け係数生成回路７００は、このようにして対数量子化処理のなされた第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数を生成して出力する。この重み付け係数を用いることにより、本実施の形態では、実施の形態６と同様に、合成枝メトリック生成回路１３０内の第１ないし第（Ｋ−１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｋを単純なビットシフト回路により実現できるので、対数量子化処理を行わず、従って一般的な乗算器を必要とする実施の形態９より回路規模が削減され、消費電力も低減する、という利点を有する。
【０２１５】
実施の形態１２．
また、合成枝メトリック生成回路１３０は、１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックを、各受信信号強度の大小順によって定まる１以下の値をとる２の整数乗の一定値を重み付け係数として重み付け合成したものを合成枝メトリックとして出力するものであってもよい。図２０は、このような信号処理を行う合成枝メトリック生成回路１３０の構成を示す構成図であり、図において、３２０Ｂ，…，３２０Ｋは第１ないし第（Ｋ−１）の乗算器、６００ａは強度順選択回路である。なお、実施の形態８によるダイバーシチ受信機の合成枝メトリック生成回路１３０の構成を示す図１４に対して同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は省略する。
【０２１６】
図２０において、合成枝メトリック生成回路１３０に入力された第１，第２ないし第Ｌの多重遅延検波信号および受信信号強度は、強度順選択回路６００ａに入力される。強度順選択回路６００ａは、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、１，２，…，Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された多重遅延検波信号を、それぞれ１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号として出力する。このように、本実施の形態における強度順選択回路６００ａは、多重遅延検波信号のみを出力し、信号強度は出力しないという点が、実施の形態８の強度順選択回路６００と異なる。
【０２１７】
強度順選択回路６００ａから出力される１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号は、それぞれ第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算回路３１０Ａ，３１０Ｂ，…，３１０Ｋに入力され、実施の形態１と同様に枝メトリックの計算が行われる。
【０２１８】
第２ないし第Ｋの枝メトリック計算回路３１０Ｂ，…，３１０Ｋの出力である、２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックは、それぞれ第１ないし第（Ｋ−１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｋに入力され、それぞれ重み付け係数として定数２^Ｊ（１），…，２^{Ｊ（Ｋ−１）}が乗算される。ただし、Ｊ（ｋ）（ｋ＝１，…，Ｋ−１）は、それぞれ０以下の整数である。すなわち、重み付け係数２^Ｊ（１），…，２^{Ｊ（Ｋ−１）}の値域はそれぞれ１以下に限定されている。
【０２１９】
第１の枝メトリック計算回路３１０Ａの出力である１番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックと、第１ないし第（Ｋ−１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｋの出力は、それぞれ合成回路３３０に入力される。合成回路３３０は、第１の枝メトリック計算回路３１０Ａの出力である１番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックと、それぞれ第１ないし第（Ｋ−１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｋによって重み付けされた２，…，Ｋ番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するものの総和をとる。従って、この総和演算は状態遷移の総数であるＭ^Ｎ 通り行われる。合成回路３３０は、このようにして得られたＭ^Ｎ 通りの総和結果をまとめ、合成枝メトリック生成回路１３０の出力である合成枝メトリックとして出力する。
【０２２０】
この信号処理は、第１の枝メトリック計算回路３１０Ａの出力である１番目に大きい強度の多重遅延検波信号に対する枝メトリックに対して最も大きい重み付け係数“１”を乗算していることと等価である。ここで、 ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）番目に大きい強度の多重遅延検波信号を構成するｎ（ｎ＝１，２，…，Ｎ）シンボル遅延検波信号の値をΔΨ_{（ｎ）ｋ，ｉ}で表すと、合成枝メトリックの中で、状態Ｂ_ｉ−１＝（β_{ｉ−（Ｎ−１）}，β_{ｉ−（Ｎ−２）}，…，β_ｉ−１）から状態Ｂ_ｉ＝（β_{ｉ−（Ｎ−２）} ，β_{ｉ−（Ｎ−３）}，…，β_ｉ）への状態遷移に対応する枝のメトリック値Λ_ｉ ｛ Ｂ_ｉ−１， Ｂ_ｉ ｝は、次式で表される（ただし、絶対値記号内の加減算は２πを法とし、加減算結果の値域は−π以上π未満とする）。
【０２２１】
【数３８】

【０２２２】
本実施の形態による合成枝メトリック生成回路１３０は、このようにして合成枝メトリックを生成して出力するが、前述のように、重み付け係数の値が、各受信信号強度の値そのものではなく、その大小順によって定まる一定値となるため、実施の形態９と同様に、過大な受信信号が入力された場合でも桁あふれによるビット誤り率特性の劣化を生じない。加えて、本実施の形態では第１ないし第（Ｋ−１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｋの回路規模を削減でき、消費電力も低減できる。すなわち、ディジタル信号処理においては、２の整数乗の乗算は単純なビットシフト演算により実現されため、第１ないし第（Ｋ−１）の乗算器３２０Ｂ，…，３２０Ｋはシフトするビット数を固定したビットシフト回路により実現できるので、一般的な乗算器を必要とする実施の形態８よりも回路規模が削減され、従って消費電力も低減する。
【０２２３】
このように、合成枝メトリックの生成に用いる受信信号の数をＬ個からＫ個に減らし、しかも２の整数乗の一定値を重み付け係数とする単純な重み付けを行った場合でも、従来例装置よりビット誤り率特性は向上する。このことを計算機シミュレーション結果によって示す。図２１は、計算機シミュレーションによる従来例および実施の形態１２のダイバーシチ受信機のビット誤り率特性を示す特性図である。図２１におけるシミュレーション条件は、図６と同一である。ただし、実施の形態１２におけるＫの値はＫ＝６と設定しており、また、Ｊ（ｋ）（ｋ＝１，…，５）の値は、次の表に示す値に設定している。
【０２２４】
【表２】

【０２２５】
図２１によれば、実施の形態１２のビット誤り率特性は従来例より向上していることは明らかである。このように、合成枝メトリックの生成に用いる受信信号の数を減らし、しかも２の整数乗の一定値を重み付け係数とする単純な重み付けを行った場合でも、従来のダイバーシチ受信機より良好なビット誤り率特性が実現される。
【０２２６】
【発明の効果】
この発明に係るダイバーシチ受信機は、差動位相変調されたデータ系列を含む複数の信号を受信し復調するダイバーシチ受信機であって、受信した複数の前記受信信号に対応して設けられ、当該受信信号の現在の位相と１シンボル周期前の位相との差である１シンボル遅延検波信号と当該受信信号の現在の位相と所定シンボル周期前の位相との差である所定シンボル遅延検波信号とを多重化した多重遅延検波信号を生成する多重遅延検波手段と、前記入力された複数の受信信号に対応して設けられ、当該受信信号の信号強度を検出し、当該信号強度に対応した信号強度信号を生成する信号強度検出手段と、前記複数の受信信号の各々に対して生成された前記多重遅延検波信号に基づく各枝メトリックに前記信号強度信号に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信された差動位相系列を推定し、前記データ系列を復調する系列推定手段とを備えているので、ビット誤り率のよいダイバーシチ受信機を得ることができる。
【０２２７】
また、前記系列推定手段は、前記複数の受信信号の各々において前記信号強度信号に基づき、２の整数乗の数値からなる重み付け係数を算出する重み付け係数生成手段と、前記重み付け係数生成手段において算出した前記重み付け係数に基づいて前記枝メトリックに対して重み付けを行う重み付け手段とを備えているので、単純なビットシフトにより重み付け処理を行うことができ、回路規模を削減でき、消費電力も低減できるダイバーシチ受信機を得ることができる。
【０２２８】
また、この発明のダイバーシチ受信機では、第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号から、それぞれの受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル周期前の位相との差である１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を生成する多重遅延検波手段と、前記第１、第２ないし第Ｌの受信信号のそれぞれに対応する受信信号強度を生成する信号強度検出手段と、前記多重遅延検波手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に基づく枝メトリックに前記信号強度検出手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行い、該送信差動位相系列の推定値に対応した復調データ系列を出力する系列推定手段とを備え、前記系列推定手段は、Ｍ（Ｍは送信差動位相の信号点位相の個数であって、２以上の整数）個の信号点位相を（Ｎ−１）個組み合わせてできるＭＮ−１個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図に基づいて、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を用いて前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する合成枝メトリック値を生成する合成枝メトリック生成手段と、前記合成枝メトリック生成手段で生成された前記合成枝メトリック値を用いてビタビアルゴリズムに基づくＡＣＳ演算を行うＡＣＳ手段と、前記ＡＣＳ手段から出力される、ＡＣＳ演算の結果であるパス選択信号を記憶するパスメモリ手段とを備え、ビタビアルゴリズムに基づき前記送信差動位相系列の推定を行うように構成し、前記合成枝メトリック生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリック値を生成する第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリック値と前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリック値として出力する第１，第２ないし第Ｌの乗算手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリック値のうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を合成枝メトリックとして出力する合成手段とを備えるように構成したため、前記合成枝メトリック生成手段において生成される、受信信号強度に応じた重み付け合成を行った合成枝メトリックを用いることにより、ビタビアルゴリズムによる系列推定の過程でダイバーシチ効果が得られる。
【０２２９】
また、前記第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に対する枝メトリック値は、その計算過程においてＳＮ比が向上するため、これらの枝メトリック値を重み付け合成したものである前記合成枝メトリック値を用いて前記系列推定手段により推定された送信差動位相系列の推定値に対応した前記復調データ系列のビット誤り率特性は、１シンボル遅延検波信号のみを用いる従来のダイバーシチ受信機のビット誤り率特性より良好なものとなる。すなわち、この発明によれば、従来のダイバーシチ受信機のビット誤り率特性を改善する方式を得られる効果がある。
【０２３０】
また、前記合成枝メトリック生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリック値を生成する第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度から第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数を生成する重み付け係数生成手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリック値と前記重み付け係数生成手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリック値として出力する第１，第２ないし第Ｌの乗算手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリック値のうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を合成枝メトリックとして出力する合成手段とを備えるように構成し、前記重み付け係数生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の中で最大のものを検出し、最大信号強度として出力する最大値検出手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を前記最大値検出手段から出力される前記最大信号強度で除算し、除算結果を前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として出力する第１，第２ないし第Ｌの除算手段とを備えるように構成したため、前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数の値域が１以下に限定されるので、前記合成枝メトリック生成手段をディジタル回路で構成した場合に、過大な受信信号が入力されたとしても、前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段や前記合成手段での桁あふれによるビット誤り率特性の劣化を防止できるダイバーシチ受信機を得られる効果がある。
【０２３１】
また、前記重み付け係数生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の中で最大のものを検出し、最大信号強度として出力する最大値検出手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を前記最大値検出手段から出力される前記最大信号強度で除算し、除算結果を第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度として出力する第１，第２ないし第Ｌの除算手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの除算手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度を入力し、前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度が所定のしきい値以上である場合には前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度を出力し、前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度が前記所定のしきい値未満である場合には前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として零を出力する第１，第２ないし第Ｌの切捨て処理手段とを備えるように構成したため、前記合成枝メトリック生成手段において切捨て処理を行った重み付け係数を用いて合成枝メトリックを生成することができ、 前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号の中に雑音だけが存在し、有意な信号が存在しない場合におけるビット誤り率特性の劣化を防ぐことができる。
【０２３２】
すなわち、前記所定のしきい値を雑音の強度より大きく設定することにより、雑音だけが存在し、有意な信号が存在しない受信信号に対する枝メトリックの重み付け係数の値は零となるため、合成枝メトリックを生成する際に雑音だけの項は除去される。従って、このような場合においてもＳＮ比の低下が生じないので、ビット誤り率特性の劣化を防止できるダイバーシチ受信機を得られる効果がある。
【０２３３】
また、前記重み付け係数生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の中で最大のものを検出し、最大信号強度として出力する最大値検出手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を前記最大値検出手段から出力される前記最大信号強度で除算し、除算結果を第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度として出力する第１，第２ないし第Ｌの除算手段と、前記第１，第２ないし第Ｌの除算手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度を入力し、前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度の近傍の２の整数乗の数値を出力する第１，第２ないし第Ｌの対数量子化手段とを備えるように構成したため、前記合成枝メトリック生成手段をディジタル回路で構成した場合に、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段の回路規模を削減でき、消費電力も低減できる。
【０２３４】
すなわち、ディジタル信号処理においては、２の整数乗の乗算は単純なビットシフト演算により実現されるため、対数量子化処理によって前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数の値を２の整数乗とすることにより、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段を単純なビットシフト回路により実現できる。このため、対数量子化処理を行わず、従って一般的な乗算手段を必要とする場合より回路規模を削減でき、消費電力も低減できるダイバーシチ受信機を得られる効果がある。
【０２３５】
また、前記合成枝メトリック生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として出力する強度順出力手段と、前記強度順出力手段から出力される１，２，…，Ｌ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリック値を生成する第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段と、前記第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリック値に、それぞれ０以下の整数であるＪ（ｋ）（ｋ＝１，…，Ｌ−１）によって定まる定数２^Ｊ（１），…，２^{Ｊ（Ｌ−１）}を乗算
し、乗算結果を重み付けされた枝メトリック値として出力する第１ないし第（Ｌ−１）の乗算手段と、前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリック値と前記第１ないし第（Ｌ−１）の乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリック値のうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を合成枝メトリックとして出力する合成手段とを備えるように構成したため、重み付け係数の値が、各受信信号強度の値そのものではなく、その大小順によって定まる一定値となるので、過大な受信信号が入力された場合でも桁あふれによるビット誤り率特性の劣化を生じないダイバーシチ受信機を得られる効果がある。加えて、前記合成枝メトリック生成手段をディジタル回路で構成した場合に、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記第１ないし第（Ｌ−１）の乗算手段の回路規模を削減でき、消費電力も低減できる。
【０２３６】
すなわち、ディジタル信号処理においては、２の整数乗の乗算は単純なビットシフト演算により実現されため、前記第１ないし第（Ｌ−１）の乗算手段はシフトするビット数を固定したビットシフト回路により実現できるので、回路規模を削減でき、従って消費電力も低減できるダイバーシチ受信機を得られる効果がある。
【０２３７】
また、前記合成枝メトリック生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）番目に大きい信号強度までを選択して１，２…，Ｋ番目に大きい信号強度として出力するとともに、ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として出力する強度順選択手段と、前記強度順選択手段から出力される１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリック値を生成する第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段と、前記第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリック値と前記１，２…，Ｋ番目に大きい信号強度との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリック値として出力する第１，第２ないし第Ｋの乗算手段と、前記第１，第２ないし第Ｋの乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリック値のうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を合成枝メトリックとして出力する合成手段とを備えるように構成したため、枝メトリック計算手段や乗算手段の数をＬ個からＫ個に減らすことができるので、回路規模を削減でき、従って、消費電力も低減できるダイバーシチ受信機を得られる効果がある。
【０２３８】
また、前記合成枝メトリック生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）番目に大きい信号強度までを選択して１，２…，Ｋ番目に大きい信号強度として出力するとともに、ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として出力する強度順選択手段と、前記強度順選択手段から出力される１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリック値を生成する第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段と、前記１，２，…，Ｋ番目に大きい信号強度から第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数を生成する重み付け係数生成手段と、前記第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリック値と前記重み付け係数生成手段から出力される前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリック値として出力する第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段と、前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリック値と前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリック値のうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を合成枝メトリックとして出力する合成手段とを備えるように構成し、前記重み付け係数生成手段は、前記２，…，Ｋ番目に大きい信号強度を前記１番目に大きい信号強度で除算し、除算結果を前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として出力する第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段とを備えるように構成したため、前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数の値域が１以下に限定されるので、前記合成枝メトリック生成手段をディジタル回路で構成した場合に、過大な受信信号が入力されたとしても、前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段や前記合成手段での桁あふれによるビット誤り率特性の劣化を防止できるダイバーシチ受信機を得られる効果がある。
【０２３９】
また、前記重み付け係数生成手段は、前記２，…，Ｋ番目に大きい信号強度を前記１番目に大きい信号強度で除算し、除算結果を第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度として出力する第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段と、前記第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段から出力される前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度を入力し、前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度が所定のしきい値以上である場合には前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度を出力し、前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度が前記所定のしきい値未満である場合には前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として零を出力する第１ないし第（Ｋ−１）の切捨て処理手段とを備えるように構成したため、前記合成枝メトリック生成手段において切捨て処理を行った重み付け係数を用いて合成枝メトリックを生成することができ、 前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号の中に雑音だけが存在し、有意な信号が存在しない場合におけるビット誤り率特性の劣化を防ぐことができる。
【０２４０】
すなわち、前記所定のしきい値を雑音の強度より大きく設定することにより、雑音だけが存在し、有意な信号が存在しない受信信号に対する枝メトリックの重み付け係数の値は零となるため、合成枝メトリックを生成する際に雑音だけの項は除去される。従って、このような場合においてもＳＮ比の低下が生じないので、ビット誤り率特性の劣化を防止できるダイバーシチ受信機を得られる効果がある。
【０２４１】
また、前記重み付け係数生成手段は、前記２，…，Ｋ番目に大きい信号強度を前記１番目に大きい信号強度で除算し、除算結果を前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度として出力する第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段と、前記第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段から出力される前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度を入力し、前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度の近傍の２の整数乗の数値を出力する第１ないし第（Ｋ−１）の対数量子化手段とを備えるように構成したため、前記合成枝メトリック生成手段をディジタル回路で構成した場合に、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段の回路規模を削減でき、消費電力も低減できる。
【０２４２】
すなわち、ディジタル信号処理においては、２の整数乗の乗算は単純なビットシフト演算により実現されるため、対数量子化処理によって前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数の値を２の整数乗とすることにより、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段を単純なビットシフト回路により実現できる。このため、対数量子化処理を行わず、従って一般的な乗算手段を必要とする場合より回路規模を削減でき、消費電力も低減できるダイバーシチ受信機を得られる効果がある。
【０２４３】
また、前記合成枝メトリック生成手段は、前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、１，２…，Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、それぞれ１，２…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として選択して出力する強度順選択手段と、前記強度順選択手段から出力される１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリック値を生成する第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段と、前記第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリック値に、それぞれ０以下の整数であるＪ（ｋ）（ｋ＝１，…，Ｋ−１）によって定まる定数２^Ｊ（１），…，２^{Ｊ（Ｋ−１）}を乗算し、乗算結果を重み付けされた枝メトリック値として出力する第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段と、前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリック値と前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリック値のうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を合成枝メトリックとして出力する合成手段とを備えるように構成したため、重み付け係数の値が、各受信信号強度の値そのものではなく、その大小順によって定まる一定値となるので、過大な受信信号が入力された場合でも桁あふれによるビット誤り率特性の劣化を生じないダイバーシチ受信機を得られる効果がある。
【０２４４】
加えて、前記合成枝メトリック生成手段をディジタル回路で構成した場合に、前記合成枝メトリック生成手段に備えられた前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段の回路規模を削減でき、消費電力も低減できる。すなわち、ディジタル信号処理においては、２の整数乗の乗算は単純なビットシフト演算により実現されため、前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段はシフトするビット数を固定したビットシフト回路により実現できるので、回路規模を削減でき、従って消費電力も低減できるダイバーシチ受信機を得られる効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のダイバーシチ受信機の一実施の形態を示す構成図である。
【図２】図１に示す第１の多重遅延検波および信号強度検出回路１１０Ａの一実施の形態を示す構成図である。
【図３】差動π／４シフト４相ＰＳＫ変調（すなわち、Ｍ＝４）でＮ＝３の場合のトレリス線図における状態遷移を示す図である。
【図４】図３における状態遷移を基本的な４つの状態遷移の組み合わせに分解した図である。
【図５】この発明のダイバーシチ受信機の合成枝メトリック生成回路１３０の一実施の形態を示す構成図である。
【図６】計算機シミュレーションによる従来例および実施の形態１のダイバーシチ受信機のビット誤り率特性を示す特性図である。
【図７】計算機シミュレーションによる従来例および実施の形態１のダイバーシチ受信機のビット誤り率特性を示す特性図である。
【図８】この発明のダイバーシチ受信機の合成枝メトリック生成回路１３０の他の一実施の形態を示す構成図である。
【図９】この発明のダイバーシチ受信機の重み付け係数生成回路４００の一実施の形態を示す構成図である。
【図１０】この発明のダイバーシチ受信機の重み付け係数生成回路４００の他の一実施の形態を示す構成図である。
【図１１】この発明のダイバーシチ受信機の重み付け係数生成回路４００の他の一実施の形態を示す構成図である。
【図１２】この発明のダイバーシチ受信機の合成枝メトリック生成回路１３０の他の一実施の形態を示す構成図である。
【図１３】計算機シミュレーションによる従来例および実施の形態７のダイバーシチ受信機のビット誤り率特性を示す特性図である。
【図１４】この発明のダイバーシチ受信機の合成枝メトリック生成回路１３０の他の一実施の形態を示す構成図である。
【図１５】計算機シミュレーションによる従来例および実施の形態８のダイバーシチ受信機のビット誤り率特性を示す特性図である。
【図１６】この発明のダイバーシチ受信機の合成枝メトリック生成回路１３０の他の一実施の形態を示す構成図である。
【図１７】この発明のダイバーシチ受信機の重み付け係数生成回路７００の一実施の形態を示す構成図である。
【図１８】この発明のダイバーシチ受信機の重み付け係数生成回路７００の他の一実施の形態を示す構成図である。
【図１９】この発明のダイバーシチ受信機の重み付け係数生成回路７００の他の一実施の形態を示す構成図である。
【図２０】この発明のダイバーシチ受信機の合成枝メトリック生成回路１３０の他の一実施の形態を示す構成図である。
【図２１】計算機シミュレーションによる従来例および実施の形態１２のダイバーシチ受信機のビット誤り率特性を示す特性図である。
【図２２】従来のダイバーシチ受信機の構成を示す構成図である。
【図２３】従来のダイバーシチ受信機の第１の遅延検波および信号強度検出回路８１０Ａの構成を示す構成図である。
【符号の説明】
１１０Ａ 多重遅延検波および信号強度検出回路、１１０Ｂ 多重遅延検波および信号強度検出回路、１１０Ｌ 多重遅延検波および信号強度検出回路、１２０ 系列推定器、１３０ 合成枝メトリック生成回路、１４０ ＡＣＳ回路、１５０ パスメモリ、３１０Ａ 枝メトリック計算回路、３１０Ｂ 枝メトリック計算回路、３１０Ｋ 枝メトリック計算回路、３１０Ｌ 枝メトリック計算回路、３２０Ａ 乗算器、３２０Ｂ 乗算器、３２０Ｋ 乗算器、３２０Ｌ 乗算器、３３０ 合成回路、４００ 重み付け係数生成回路、４１０ 最大値検出回路、４２０Ａ 除算器、４２０Ｂ 除算器、４２０Ｌ 除算器、４３０Ａ 切捨て処理回路、４３０Ｂ 切捨て処理回路、４３０Ｌ 切捨て処理回路、４４０Ａ 対数量子化回路、４４０Ｂ 対数量子化回路、４４０Ｌ 対数量子化回路、５００ 強度順出力回路、６００ 強度順選択回路、６００ａ 強度順選択回路、７００ 重み付け係数生成回路、７１０Ｂ 除算器、７１０Ｋ 除算器、７２０Ｂ切捨て処理回路、７２０Ｋ 切捨て処理回路、７３０Ｂ 対数量子化回路、７３０Ｋ 対数量子化回路。

Claims (13)

1. 第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号から、それぞれの受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル周期前の位相との差である１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を生成する多重遅延検波手段と、
   前記第１、第２ないし第Ｌの受信信号のそれぞれに対応する受信信号強度を生成する信号強度検出手段と、
   前記多重遅延検波手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に基づいて生成される各枝メトリックに前記信号強度検出手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行い、該送信差動位相系列の推定値に対応した復調データ系列を出力する系列推定手段とを備えたダイバーシチ受信機であって、
   前記系列推定手段が、
   前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて、Ｍ（Ｍは送信差動位相の信号点位相の個数であって、２以上の整数）個の信号点位相を（Ｎ−１）個組み合わせてできるＭ ^N-1 個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリックを生成する第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段と、
   前記第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリックと前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリックとして出力する第１，第２ないし第Ｌの乗算手段と、
   前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する合成枝メトリックとして出力する合成手段とを有し、
   前記合成枝メトリックを用いて、ビタビアルゴリズムに基づき前記送信差動位相系列の推定を行うことを特徴とするダイバーシチ受信機。
2. 第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号から、それぞれの受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル周期前の位相との差である１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を生成する多重遅延検波手段と、
   前記第１、第２ないし第Ｌの受信信号のそれぞれに対応する受信信号強度を生成する信号強度検出手段と、
   前記多重遅延検波手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に基づいて生成される各枝メトリックに前記信号強度検出手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行い、該送信差動位相系列の推定値に対応した復調データ系列を出力する系列推定手段とを備えたダイバーシチ受信機であって、
   前記系列推定手段が、
   前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて、Ｍ（Ｍは送信差動位相の信号点位相の個数であって、２以上の整数）個の信号点位相を（Ｎ−１）個組み合わせてできるＭ ^N-1 個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリックを生成する第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段と、
   前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度から第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数を生成する重み付け係数生成手段と、
   前記第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリックと前記重み付け係数生成手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリックとして出力する第１，第２ないし第Ｌの乗算手段と、
   前記第１，第２ないし第Ｌの乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する合成枝メトリックとして出力する合成手段とを有し、
   前記合成枝メトリックを用いて、ビタビアルゴリズムに基づき前記送信差動位相系列の推定を行うことを特徴とするダイバーシチ受信機。
3. 前記重み付け係数生成手段は、
   前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の中で最大のものを検出し、最大信号強度として出力する最大値検出手段と、
   前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を前記最大値検出手段から出力される前記最大信号強度で除算し、除算結果を前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として出力する第１，第２ないし第Ｌの除算手段とを備えることを特徴とする請求項２記載のダイバーシチ受信機。
4. 前記重み付け係数生成手段は、
   前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の中で最大のものを検出し、最大信号強度として出力する最大値検出手段と、
   前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を前記最大値検出手段から出力される前記最大信号強度で除算し、除算結果を第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度として出力する第１，第２ないし第Ｌの除算手段と、
   前記第１，第２ないし第Ｌの除算手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度を入力し、前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度が所定のしきい値以上である場合には前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度を出力し、前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度が前記所定のしきい値未満である場合には前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として零を出力する第１，第２ないし第Ｌの切捨て処理手段とを備えることを特徴とする請求項２記載のダイバーシチ受信機。
5. 前記重み付け係数生成手段は、
   前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の中で最大のものを検出し、最大信号強度として出力する最大値検出手段と、
   前記第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を前記最大値検出手段から出力される前記最大信号強度で除算し、除算結果を第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度として出力する第１，第２ないし第Ｌの除算手段と、
   前記第１，第２ないし第Ｌの除算手段から出力される前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度を入力し、前記第１，第２ないし第Ｌの重み付け係数として前記第１，第２ないし第Ｌの正規化信号強度の近傍の２の整数乗の数値を出力する第１，第２ないし第Ｌの対数量子化手段とを備えることを特徴とする請求項２記載のダイバーシチ受信機。
6. 第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号から、それぞれの受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル周期前の位相との差である１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を生成する多重遅延検波手段と、
   前記第１、第２ないし第Ｌの受信信号のそれぞれに対応する受信信号強度を生成する信号強度検出手段と、
   前記多重遅延検波手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に基づいて生成される各枝メトリックに前記信号強度検出手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行い、該送信差動位相系列の推定値に対応した復調データ系列を出力する系列推定手段とを備えたダイバーシチ受信機であって、
   前記系列推定手段が、
   前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｌ）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として出力する強度順出力手段と、
   前記強度順出力手段から出力される１，２，…，Ｌ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎ シンボル遅延検波信号を用いて、Ｍ（Ｍは送信差動位相の信号点位相の個数であって、２以上の整数）個の信号点位相を（Ｎ−１）個組み合わせてできるＭ ^N-1 個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリックを生成する第１，第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段と、
   前記第２ないし第Ｌの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリックに、それぞれ０以下の整数であるＪ（ｋ）（ｋ＝１，…，Ｌ−１）によって定まる定数２ ^J(1) ，…，２ ^J(L-1) を乗算し、乗算結果を重み付けされた枝メトリックとして出力する第１ないし第（Ｌ−１）の乗算手段と、
   前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリックと前記第１ないし第（Ｌ−１）の乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する合成枝メトリックとして出力する合成手段とを有し、
   前記合成枝メトリックを用いて、ビタビアルゴリズムに基づき前記送信差動位相系列の推定を行うことを特徴とするダイバーシチ受信機。
7. 第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号から、それぞれの受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル周期前の位相との差である１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を生成する多重遅延検波手段と、
   前記第１、第２ないし第Ｌの受信信号のそれぞれに対応する受信信号強度を生成する信号強度検出手段と、
   前記多重遅延検波手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に基づいて生成される各枝メトリックに前記信号強度検出手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行い、該送信差動位相系列の推定値に対応した復調データ系列を出力する系列推定手段とを備えたダイバーシチ受信機であって、
   前記系列推定手段が、
   前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）番目に大きい信号強度までを選択して１，２…，Ｋ番目に大きい信号強度として出力するとともに、ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として出力する強度順選択手段と、
   前記強度順選択手段から出力される１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて、Ｍ（Ｍは送信差動位相の信号点位相の個数であって、２以上の整数）個の信号点位相を（Ｎ−１）個組み合わせてできるＭ ^N-1 個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリックを生成する第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段と、
   前記第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリックと前記１，２…，Ｋ番目に大きい信号強度との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリックとして出力する第１，第２ないし第Ｋの乗算手段と、
   前記第１，第２ないし第Ｋの乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する合成枝メトリックとして出力する合成手段とを有し、
   前記合成枝メトリックを用いて、ビタビアルゴリズムに基づき前記送信差動位相系列の推定を行うことを特徴とするダイバーシチ受信機。
8. 第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号から、それぞれの受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル周期前の位相との差である１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を生成する多重遅延検波手段と、
   前記第１、第２ないし第Ｌの受信信号のそれぞれに対応する受信信号強度を生成する信号強度検出手段と、
   前記多重遅延検波手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に基づいて生成される各枝メトリックに前記信号強度検出手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行い、該送信差動位相系列の推定値に対応した復調データ系列を出力する系列推定手段とを備えたダイバーシチ受信機であって、
   前記系列推定手段が、
   前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）番目に大きい信号強度までを選択して１，２…，Ｋ番目に大きい信号強度として出力するとともに、ｋ（ｋ＝１，２，…，Ｋ）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として出力する強度順選択手段と、
   前記強度順選択手段から出力される１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて、Ｍ（Ｍは送信差動位相の信号点位相の個数であって、２以上の整数）個の信号点位相を（Ｎ−１）個組み合わせてできるＭ ^N-1 個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリックを生成する第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段と、
   前記１，２，…，Ｋ番目に大きい信号強度から第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数を生成する重み付け係数生成手段と、
   前記第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリックと前記重み付け係数生成手段から出力される前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数との乗算を行い、乗算結果を重み付けされた枝メトリックとして出力する第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段と、
   前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリックと前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する合成枝メトリックとして出力する合成手段とを有し、
   前記合成枝メトリックを用いて、ビタビアルゴリズムに基づき前記送信差動位相系列の推定を行うことを特徴とするダイバーシチ受信機。
9. 前記重み付け係数生成手段は、
   前記２，…，Ｋ番目に大きい信号強度を前記１番目に大きい信号強度で除算し、除算結果を前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として出力する第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段とを備えることを特徴とする請求項８記載のダイバーシチ受信機。
10. 前記重み付け係数生成手段は、
    前記２，…，Ｋ番目に大きい信号強度を前記１番目に大きい信号強度で除算し、除算結果を第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度として出力する第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段と、
    前記第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段から出力される前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度を入力し、前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度が所定のしきい値以上である場合には前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度を出力し、前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度が前記所定のしきい値未満である場合には前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として零を出力する第１ないし第（Ｋ−１）の切捨て処理手段とを備えることを特徴とする請求項８記載のダイバーシチ受信機。
11. 前記重み付け係数生成手段は、
    前記２，…，Ｋ番目に大きい信号強度を前記１番目に大きい信号強度で除算し、除算結果を前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度として出力する第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段と、
    前記第１ないし第（Ｋ−１）の除算手段から出力される前記第１ないし第（Ｋ−１）の 正規化信号強度を入力し、前記第１ないし第（Ｋ−１）の重み付け係数として前記第１ないし第（Ｋ−１）の正規化信号強度の近傍の２の整数乗の数値を出力する第１ないし第（Ｋ−１）の対数量子化手段とを備えることを特徴とする請求項８記載のダイバーシチ受信機。
12. 第１，第２ないし第Ｌ（Ｌは２以上の整数）の受信信号から、それぞれの受信信号の現在の位相と１，２，…，Ｎ（Ｎは２以上の整数）シンボル周期前の位相との差である１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を生成する多重遅延検波手段と、
    前記第１、第２ないし第Ｌの受信信号のそれぞれに対応する受信信号強度を生成する信号強度検出手段と、
    前記多重遅延検波手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号に基づいて生成される各枝メトリックに前記信号強度検出手段から出力される第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度に比例した重み付けを行い、該重み付けの行われた各枝メトリックを合成した合成枝メトリックを用いて送信差動位相系列の推定を行い、該送信差動位相系列の推定値に対応した復調データ系列を出力する系列推定手段とを備えたダイバーシチ受信機であって、
    前記系列推定手段が、
    前記第１，第２ないし第Ｌの１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号および第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度を入力し、第１，第２ないし第Ｌの受信信号強度の大きさを比較し、１，２…，Ｋ（Ｋは１以上Ｌ未満の整数）番目に大きい信号強度を有する受信信号から生成された１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を、それぞれ１，２…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号として選択して出力する強度順選択手段と、
    前記強度順選択手段から出力される１，２，…，Ｋ番目に大きい強度の１，２，…，Ｎシンボル遅延検波信号を用いて、Ｍ（Ｍは送信差動位相の信号点位相の個数であって、２以上の整数）個の信号点位相を（Ｎ−１）個組み合わせてできるＭ ^N-1 個の状態間の状態遷移を表すトレリス線図上の各状態遷移に対応する枝メトリックを生成する第１，第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段と、
    前記第２ないし第Ｋの枝メトリック計算手段から出力される各枝メトリックに、それぞれ０以下の整数であるＪ（ｋ）（ｋ＝１，…，Ｋ−１）によって定まる定数２ ^J(1) ，…，２ ^J(K-1) を乗算し、乗算結果を重み付けされた枝メトリックとして出力する第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段と、
    前記第１の枝メトリック計算手段から出力される枝メトリックと前記第１ないし第（Ｋ−１）の乗算手段から出力される重み付けされた枝メトリックのうち、同一の状態遷移に対応するもの同士を加算し、加算結果を前記トレリス線図上の各状態遷移に対応する合成枝メトリックとして出力する合成手段とを有し、
    前記合成枝メトリックを用いて、ビタビアルゴリズムに基づき前記送信差動位相系列の推定を行うことを特徴とするダイバーシチ受信機。
13. 前記信号強度検出手段は、各受信信号の振幅をｕ（ｕは０以上の実数）乗した値を、それぞれの受信信号強度として生成することを特徴とする請求項１ないし１２のいずれかに記載のダイバーシチ受信機。

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