JPH10256967A - 検波後ダイバーシチ受信回路 - Google Patents
検波後ダイバーシチ受信回路Info
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- JPH10256967A JPH10256967A JP9059551A JP5955197A JPH10256967A JP H10256967 A JPH10256967 A JP H10256967A JP 9059551 A JP9059551 A JP 9059551A JP 5955197 A JP5955197 A JP 5955197A JP H10256967 A JPH10256967 A JP H10256967A
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- Y02D—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES IN INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES [ICT], I.E. INFORMATION AND COMMUNICATION TECHNOLOGIES AIMING AT THE REDUCTION OF THEIR OWN ENERGY USE
- Y02D30/00—Reducing energy consumption in communication networks
- Y02D30/70—Reducing energy consumption in communication networks in wireless communication networks
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 各ブランチのＳ／Ｎから重み係数を演算する
重み係数演算回路の回路規模を小さくする。 【解決手段】 各ブランチのＳ／Ｎの比Ａを予め演算し
ておき、このＡを重み係数演算回路に入力することによ
り、入力ビット数を小さくする。
重み係数演算回路の回路規模を小さくする。 【解決手段】 各ブランチのＳ／Ｎの比Ａを予め演算し
ておき、このＡを重み係数演算回路に入力することによ
り、入力ビット数を小さくする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、移動体通信回線に
適した検波後ダイバーシチ受信回路に関する。
適した検波後ダイバーシチ受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動体通信等では、マルチパスフェージ
ングによる信号伝送特性の劣化を改善するため、空間、
偏波、周波数あるいは時間的に独立な複数のブランチを
用いて受信するダイバーシチ受信方式が用いられてい
る。このダイバーシチ受信には複数種類の信号合成方式
があるが、中でもＳ／Ｎに比例した重み係数を用いて各
ブランチの復調信号の重み付け合成を行う検波後位相合
成ダイバーシチ方式は、比較的小さい回路規模で高いダ
イバーシチ利得が得られるので伝送品質改善に極めて効
果的である。
ングによる信号伝送特性の劣化を改善するため、空間、
偏波、周波数あるいは時間的に独立な複数のブランチを
用いて受信するダイバーシチ受信方式が用いられてい
る。このダイバーシチ受信には複数種類の信号合成方式
があるが、中でもＳ／Ｎに比例した重み係数を用いて各
ブランチの復調信号の重み付け合成を行う検波後位相合
成ダイバーシチ方式は、比較的小さい回路規模で高いダ
イバーシチ利得が得られるので伝送品質改善に極めて効
果的である。
【０００３】図８は、受信信号レベルに応じて復調位相
出力の重み付け合成を行う従来の位相合成ダイバーシチ
合成回路の構成例を示す。ここでは、ブランチ数２の空
間ダイバーシチの例を示す。また、変調信号は差動符号
化されていないものとする。図において、アンテナ１−
１，１−２で受信された信号は、それぞれ受信回路２−
１，２−２に入力されて位相検波される。受信回路２−
１から出力される復調信号は乗算回路３−１および減
算回路４に入力され、受信回路２−２から出力される復
調信号は補正回路５および減算回路４に入力される。
減算回路４は、復調信号から復調信号を減算し、減
算結果信号を補正回路５に与える。補正回路５は、減
算結果信号がπよりも大きい場合には復調信号に２
πを加算した値を補正結果信号とし、減算結果信号
が−πよりも小さい場合には復調信号に２πを減算し
た値を補正結果信号とし、減算結果信号がそれ以外
の場合には復調信号を補正結果信号として乗算回路
３−２に与える。
出力の重み付け合成を行う従来の位相合成ダイバーシチ
合成回路の構成例を示す。ここでは、ブランチ数２の空
間ダイバーシチの例を示す。また、変調信号は差動符号
化されていないものとする。図において、アンテナ１−
１，１−２で受信された信号は、それぞれ受信回路２−
１，２−２に入力されて位相検波される。受信回路２−
１から出力される復調信号は乗算回路３−１および減
算回路４に入力され、受信回路２−２から出力される復
調信号は補正回路５および減算回路４に入力される。
減算回路４は、復調信号から復調信号を減算し、減
算結果信号を補正回路５に与える。補正回路５は、減
算結果信号がπよりも大きい場合には復調信号に２
πを加算した値を補正結果信号とし、減算結果信号
が−πよりも小さい場合には復調信号に２πを減算し
た値を補正結果信号とし、減算結果信号がそれ以外
の場合には復調信号を補正結果信号として乗算回路
３−２に与える。
【０００４】一方、アンテナ１−１，１−２で受信され
た信号は、それぞれＳ／Ｎ検出回路６−１，６−２に入
力されてＳ／Ｎが検出される。Ｓ／Ｎ検出回路６−１，
６−２の出力ＳＮＲ'1(t) ，ＳＮＲ'2(t) は重み係数演
算回路７に入力され、各ブランチの重み係数が演算され
る。ここで、時刻ｔにおける復調信号，の信号電力
対雑音電力比をＳＮＲ1(t)，ＳＮＲ2(t)とすると、各ブ
ランチの重み係数ｗ1(t)，ｗ2(t)は、
た信号は、それぞれＳ／Ｎ検出回路６−１，６−２に入
力されてＳ／Ｎが検出される。Ｓ／Ｎ検出回路６−１，
６−２の出力ＳＮＲ'1(t) ，ＳＮＲ'2(t) は重み係数演
算回路７に入力され、各ブランチの重み係数が演算され
る。ここで、時刻ｔにおける復調信号，の信号電力
対雑音電力比をＳＮＲ1(t)，ＳＮＲ2(t)とすると、各ブ
ランチの重み係数ｗ1(t)，ｗ2(t)は、
【０００５】
【数１】
【０００６】と表される。ただし、受信回路２−１，２
−２の受信信号は差動符号化されていないので、ＳＮ
Ｒ'1(t) とＳＮＲ1(t)、ＳＮＲ'2(t) とＳＮＲ2(t)は等
しい。すなわち、各ブランチの重み係数ｗ1(t)，ｗ2(t)
は、Ｓ／Ｎ検出回路６−１，６−２の出力ＳＮＲ'1(t)
，ＳＮＲ'2(t) から (1),(2)式の演算で求められる。
乗算回路３−１では、復調信号に重み係数ｗ1(t)を乗
算して重み付けを行い、乗算回路３−２では、補正結果
信号に重み係数ｗ2(t)を乗算して重み付けを行う。乗
算回路３−１，３−２の各出力信号は加算回路８で加算
されて位相合成信号となり、識別回路９に入力されてシ
ンボル判定が行われる。
−２の受信信号は差動符号化されていないので、ＳＮ
Ｒ'1(t) とＳＮＲ1(t)、ＳＮＲ'2(t) とＳＮＲ2(t)は等
しい。すなわち、各ブランチの重み係数ｗ1(t)，ｗ2(t)
は、Ｓ／Ｎ検出回路６−１，６−２の出力ＳＮＲ'1(t)
，ＳＮＲ'2(t) から (1),(2)式の演算で求められる。
乗算回路３−１では、復調信号に重み係数ｗ1(t)を乗
算して重み付けを行い、乗算回路３−２では、補正結果
信号に重み係数ｗ2(t)を乗算して重み付けを行う。乗
算回路３−１，３−２の各出力信号は加算回路８で加算
されて位相合成信号となり、識別回路９に入力されてシ
ンボル判定が行われる。
【０００７】このように、受信信号のＳ／Ｎに比例して
復調信号に重み付けして合成することにより、受信レベ
ル低下に伴うＳ／Ｎ劣化を軽減でき、符号誤り率の小さ
い良好な受信品質が得られる。
復調信号に重み付けして合成することにより、受信レベ
ル低下に伴うＳ／Ｎ劣化を軽減でき、符号誤り率の小さ
い良好な受信品質が得られる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】重み係数演算回路７
は、各ブランチの受信信号のＳ／Ｎから重み係数を演算
するために、通常は読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）等の
変換テーブルが用いられる。この変換テーブルは、各ブ
ランチのＳ／Ｎが１組入力されると、それに対応する各
ブランチの重み係数が１組出力される。このように、変
換テーブルは入力されるＳ／Ｎのすべての組み合わせに
対応する各ブランチの重み係数を記憶している。
は、各ブランチの受信信号のＳ／Ｎから重み係数を演算
するために、通常は読み出し専用メモリ（ＲＯＭ）等の
変換テーブルが用いられる。この変換テーブルは、各ブ
ランチのＳ／Ｎが１組入力されると、それに対応する各
ブランチの重み係数が１組出力される。このように、変
換テーブルは入力されるＳ／Ｎのすべての組み合わせに
対応する各ブランチの重み係数を記憶している。
【０００９】ところで、変換テーブルとして用いられる
ＲＯＭ等のディジタル回路は、入力ビット数が増えると
回路規模が指数的に大きくなる。例えば、通常のＲＯＭ
では入力ビット数が１ビット増えるだけで回路規模は約
２倍になる。図８に示す従来の回路構成では、重み係数
演算回路７に各ブランチのＳ／Ｎが並列に入力されるの
で、変換テーブルの入力ビット数が大きくなり、それに
伴って変換テーブルの回路規模が大きくなる問題点があ
った。
ＲＯＭ等のディジタル回路は、入力ビット数が増えると
回路規模が指数的に大きくなる。例えば、通常のＲＯＭ
では入力ビット数が１ビット増えるだけで回路規模は約
２倍になる。図８に示す従来の回路構成では、重み係数
演算回路７に各ブランチのＳ／Ｎが並列に入力されるの
で、変換テーブルの入力ビット数が大きくなり、それに
伴って変換テーブルの回路規模が大きくなる問題点があ
った。
【００１０】本発明は、各ブランチのＳ／Ｎから重み係
数を演算する重み係数演算手段の回路規模を小さくする
ことができる検波後ダイバーシチ受信回路を提供するこ
とを目的とする。
数を演算する重み係数演算手段の回路規模を小さくする
ことができる検波後ダイバーシチ受信回路を提供するこ
とを目的とする。
【００１１】
【課題を解決するための手段】(1),(2) 式を変形する
と、
と、
【００１２】
【数２】
【００１３】と表すことができる。請求項１〜３の検波
後ダイバーシチ受信回路は、(3),(4) 式に着目して各ブ
ランチのＳ／Ｎの比α（＝ＳＮＲ2(t)／ＳＮＲ1(t)）を
予め演算しておき、このＡを重み係数演算手段に入力す
る。重み係数演算手段では、各ブランチの重み係数
ｗ1 ，ｗ2 を
後ダイバーシチ受信回路は、(3),(4) 式に着目して各ブ
ランチのＳ／Ｎの比α（＝ＳＮＲ2(t)／ＳＮＲ1(t)）を
予め演算しておき、このＡを重み係数演算手段に入力す
る。重み係数演算手段では、各ブランチの重み係数
ｗ1 ，ｗ2 を
【００１４】
【数３】
【００１５】の演算により求める。これにより、重み係
数演算手段の入力ビット数は、ＳＮＲ1(t)、ＳＮＲ2(t)
を並列に入力する場合に比べて、その比Ａの入力により
ほぼ半減させることができる。すなわち、重み係数演算
手段の回路規模を小さくすることができる。請求項４〜
６の検波後ダイバーシチ受信回路は、各ブランチのＳ／
Ｎが対数値として出力される場合であり、詳しくは第４
の実施形態〜第６の実施形態において説明する。
数演算手段の入力ビット数は、ＳＮＲ1(t)、ＳＮＲ2(t)
を並列に入力する場合に比べて、その比Ａの入力により
ほぼ半減させることができる。すなわち、重み係数演算
手段の回路規模を小さくすることができる。請求項４〜
６の検波後ダイバーシチ受信回路は、各ブランチのＳ／
Ｎが対数値として出力される場合であり、詳しくは第４
の実施形態〜第６の実施形態において説明する。
【００１６】
（第１の実施形態−請求項１）図１は、本発明の検波後
ダイバーシチ受信回路の第１の実施形態を示す。ここで
は、変調信号は差動符号化されていないものとする。図
において、アンテナ１−１，１−２、受信回路２−１，
２−２、乗算回路３−１，３−２、減算回路４、補正回
路５、Ｓ／Ｎ検出回路６−１，６−２、加算回路８、識
別回路９は、図８に示す従来構成のものと同様の機能を
有するので説明を省略する。
ダイバーシチ受信回路の第１の実施形態を示す。ここで
は、変調信号は差動符号化されていないものとする。図
において、アンテナ１−１，１−２、受信回路２−１，
２−２、乗算回路３−１，３−２、減算回路４、補正回
路５、Ｓ／Ｎ検出回路６−１，６−２、加算回路８、識
別回路９は、図８に示す従来構成のものと同様の機能を
有するので説明を省略する。
【００１７】本実施形態の特徴は、Ｓ／Ｎ検出回路６−
１，６−２の出力から各ブランチの重み係数を演算する
手段として、除算回路１１および重み係数演算回路１２
を備えたところにある。すなわち、重み係数演算回路１
２は、従来の重み係数演算回路７と違い、除算回路１１
の出力のみを入力とする構成であり、入力ビット数の削
減が図られている。
１，６−２の出力から各ブランチの重み係数を演算する
手段として、除算回路１１および重み係数演算回路１２
を備えたところにある。すなわち、重み係数演算回路１
２は、従来の重み係数演算回路７と違い、除算回路１１
の出力のみを入力とする構成であり、入力ビット数の削
減が図られている。
【００１８】Ｓ／Ｎ検出回路６−１，６−２は、それぞ
れ受信信号のＳ／Ｎを検出する。除算回路１１は、Ｓ／
Ｎ検出回路６−２の出力ＳＮＲ'2(t) に対するＳ／Ｎ検
出回路６−１の出力ＳＮＲ'1(t) の比Ａ(t) 〔＝ＳＮ
Ｒ'2(t) ／ＳＮＲ'1(t) 〕を演算して重み係数演算回路
１２に与える。なお、受信信号は差動符号化されていな
いので、Ｓ／Ｎ検出回路６−１の出力ＳＮＲ'1(t) と復
調信号のＳＮＲ1(t)は等しい。同様に、Ｓ／Ｎ検出回
路６−２の出力ＳＮＲ'2(t) と復調信号のＳＮＲ2(t)
は等しい。したがって、Ａ(t) ＝ＳＮＲ2(t)／ＳＮＲ
1(t)となる。
れ受信信号のＳ／Ｎを検出する。除算回路１１は、Ｓ／
Ｎ検出回路６−２の出力ＳＮＲ'2(t) に対するＳ／Ｎ検
出回路６−１の出力ＳＮＲ'1(t) の比Ａ(t) 〔＝ＳＮ
Ｒ'2(t) ／ＳＮＲ'1(t) 〕を演算して重み係数演算回路
１２に与える。なお、受信信号は差動符号化されていな
いので、Ｓ／Ｎ検出回路６−１の出力ＳＮＲ'1(t) と復
調信号のＳＮＲ1(t)は等しい。同様に、Ｓ／Ｎ検出回
路６−２の出力ＳＮＲ'2(t) と復調信号のＳＮＲ2(t)
は等しい。したがって、Ａ(t) ＝ＳＮＲ2(t)／ＳＮＲ
1(t)となる。
【００１９】重み係数演算回路１２は、除算回路１１の
出力Ａ(t) から、 ｗ1A(t) ＝１／（１＋Ａ(t)) ｗ2A(t) ＝Ａ(t) ／（１＋Ａ(t)) を演算し、重み係数ｗ1A(t) ，ｗ2A(t) を出力する。乗
算回路３−１では、復調信号に重み係数ｗ1A(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路３−２では、補正結果
信号に重み係数ｗ2A(t) を乗算して重み付けを行う。
出力Ａ(t) から、 ｗ1A(t) ＝１／（１＋Ａ(t)) ｗ2A(t) ＝Ａ(t) ／（１＋Ａ(t)) を演算し、重み係数ｗ1A(t) ，ｗ2A(t) を出力する。乗
算回路３−１では、復調信号に重み係数ｗ1A(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路３−２では、補正結果
信号に重み係数ｗ2A(t) を乗算して重み付けを行う。
【００２０】（第２の実施形態−請求項２）図２は、本
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第２の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ１−１，１−２、乗算回
路３−１，３−２、減算回路４、補正回路５、Ｓ／Ｎ検
出回路６−１，６−２、加算回路８、識別回路９は、図
８に示す従来構成のものと同様の機能を有するので説明
を省略する。受信回路１５−１，１５−２は、差動符号
化された受信信号を復調する構成である。
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第２の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ１−１，１−２、乗算回
路３−１，３−２、減算回路４、補正回路５、Ｓ／Ｎ検
出回路６−１，６−２、加算回路８、識別回路９は、図
８に示す従来構成のものと同様の機能を有するので説明
を省略する。受信回路１５−１，１５−２は、差動符号
化された受信信号を復調する構成である。
【００２１】本実施形態の特徴は、Ｓ／Ｎ検出回路６−
１，６−２の出力から各ブランチの重み係数を演算する
手段として、除算回路１１、遅延回路１３、乗算回路１
４および重み係数演算回路１２を備えたところにある。
すなわち、重み係数演算回路１２は、従来の重み係数演
算回路７と違い、乗算回路１４の出力のみを入力とする
構成であり、入力ビット数の削減が図られている。
１，６−２の出力から各ブランチの重み係数を演算する
手段として、除算回路１１、遅延回路１３、乗算回路１
４および重み係数演算回路１２を備えたところにある。
すなわち、重み係数演算回路１２は、従来の重み係数演
算回路７と違い、乗算回路１４の出力のみを入力とする
構成であり、入力ビット数の削減が図られている。
【００２２】Ｓ／Ｎ検出回路６−１，６−２は、それぞ
れ受信信号のＳ／Ｎを検出する。除算回路１１は、Ｓ／
Ｎ検出回路６−２の出力ＳＮＲ'2(t) に対するＳ／Ｎ検
出回路６−１の出力ＳＮＲ'1(t) の比ＳＮＲ'2(t) ／Ｓ
ＮＲ'1(t) を演算する。遅延回路１３は、除算回路１１
の出力を１シンボル期間Ｔだけ遅延させ、ＳＮＲ'2(t-
T) ／ＳＮＲ'1(t-T) を出力する。乗算回路１４は、除
算回路１１の出力と遅延回路１３の出力の積Ｂ(t) 〔＝
ＳＮＲ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T) ／ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1(t
-T) 〕を重み係数演算回路１２に与える。なお、受信信
号は差動符号化されているので、ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1
(t-T) と復調信号のＳＮＲ1(t)は等しい。同様に、Ｓ
ＮＲ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T) と復調信号のＳＮＲ2(t)は
等しい。したがって、Ｂ(t) ＝ＳＮＲ2(t)／ＳＮＲ1(t)
となる。
れ受信信号のＳ／Ｎを検出する。除算回路１１は、Ｓ／
Ｎ検出回路６−２の出力ＳＮＲ'2(t) に対するＳ／Ｎ検
出回路６−１の出力ＳＮＲ'1(t) の比ＳＮＲ'2(t) ／Ｓ
ＮＲ'1(t) を演算する。遅延回路１３は、除算回路１１
の出力を１シンボル期間Ｔだけ遅延させ、ＳＮＲ'2(t-
T) ／ＳＮＲ'1(t-T) を出力する。乗算回路１４は、除
算回路１１の出力と遅延回路１３の出力の積Ｂ(t) 〔＝
ＳＮＲ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T) ／ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1(t
-T) 〕を重み係数演算回路１２に与える。なお、受信信
号は差動符号化されているので、ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1
(t-T) と復調信号のＳＮＲ1(t)は等しい。同様に、Ｓ
ＮＲ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T) と復調信号のＳＮＲ2(t)は
等しい。したがって、Ｂ(t) ＝ＳＮＲ2(t)／ＳＮＲ1(t)
となる。
【００２３】重み係数演算回路１２は、乗算回路１４の
出力Ｂ(t) から、 ｗ1B(t) ＝１／（１＋Ｂ(t)) ｗ2B(t) ＝Ｂ(t) ／（１＋Ｂ(t)) を演算し、重み係数ｗ1B(t) ，ｗ2B(t) を出力する。乗
算回路３−１では、復調信号に重み係数ｗ1B(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路３−２では、補正結果
信号に重み係数ｗ2B(t) を乗算して重み付けを行う。
出力Ｂ(t) から、 ｗ1B(t) ＝１／（１＋Ｂ(t)) ｗ2B(t) ＝Ｂ(t) ／（１＋Ｂ(t)) を演算し、重み係数ｗ1B(t) ，ｗ2B(t) を出力する。乗
算回路３−１では、復調信号に重み係数ｗ1B(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路３−２では、補正結果
信号に重み係数ｗ2B(t) を乗算して重み付けを行う。
【００２４】（第３の実施形態−請求項３）図３は、本
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第２の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ１−１，１−２、乗算回
路３−１，３−２、減算回路４、補正回路５、Ｓ／Ｎ検
出回路６−１，６−２、加算回路８、識別回路９は、図
８に示す従来構成のものと同様の機能を有するので説明
を省略する。受信回路１５−１，１５−２は、差動符号
化された受信信号を復調する構成である。
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第２の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ１−１，１−２、乗算回
路３−１，３−２、減算回路４、補正回路５、Ｓ／Ｎ検
出回路６−１，６−２、加算回路８、識別回路９は、図
８に示す従来構成のものと同様の機能を有するので説明
を省略する。受信回路１５−１，１５−２は、差動符号
化された受信信号を復調する構成である。
【００２５】本実施形態の特徴は、Ｓ／Ｎ検出回路６−
１，６−２の出力から各ブランチの重み係数を演算する
手段として、遅延回路１３−１，１３−２、乗算回路１
４−１，１４−２、除算回路１１および重み係数演算回
路１２を備えたところにある。すなわち、重み係数演算
回路１２は、従来の重み係数演算回路７と違い、除算回
路１１の出力のみを入力とする構成であり、入力ビット
数の削減が図られている。
１，６−２の出力から各ブランチの重み係数を演算する
手段として、遅延回路１３−１，１３−２、乗算回路１
４−１，１４−２、除算回路１１および重み係数演算回
路１２を備えたところにある。すなわち、重み係数演算
回路１２は、従来の重み係数演算回路７と違い、除算回
路１１の出力のみを入力とする構成であり、入力ビット
数の削減が図られている。
【００２６】Ｓ／Ｎ検出回路６−１，６−２は、それぞ
れ受信信号のＳ／Ｎを検出する。遅延回路１３−１は、
Ｓ／Ｎ検出回路６−１の出力ＳＮＲ'1(t) を１シンボル
期間Ｔだけ遅延させ、ＳＮＲ'1(t-T) を出力する。乗算
回路１４−１は、Ｓ／Ｎ検出回路６−１の出力と遅延回
路１３−１の出力の積ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1(t-T) を演
算する。遅延回路１３−２は、Ｓ／Ｎ検出回路６−２の
出力ＳＮＲ'2(t) を１シンボル期間Ｔだけ遅延させ、Ｓ
ＮＲ'2(t-T) を出力する。乗算回路１４−２は、Ｓ／Ｎ
検出回路６−２の出力と遅延回路１３−２の出力の積Ｓ
ＮＲ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T) を演算する。
れ受信信号のＳ／Ｎを検出する。遅延回路１３−１は、
Ｓ／Ｎ検出回路６−１の出力ＳＮＲ'1(t) を１シンボル
期間Ｔだけ遅延させ、ＳＮＲ'1(t-T) を出力する。乗算
回路１４−１は、Ｓ／Ｎ検出回路６−１の出力と遅延回
路１３−１の出力の積ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1(t-T) を演
算する。遅延回路１３−２は、Ｓ／Ｎ検出回路６−２の
出力ＳＮＲ'2(t) を１シンボル期間Ｔだけ遅延させ、Ｓ
ＮＲ'2(t-T) を出力する。乗算回路１４−２は、Ｓ／Ｎ
検出回路６−２の出力と遅延回路１３−２の出力の積Ｓ
ＮＲ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T) を演算する。
【００２７】除算回路１１は、乗算回路１４−２の出力
ＳＮＲ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T) に対する乗算回路１４−１
の出力ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1(t-T) の比Ｃ(t) 〔＝ＳＮ
Ｒ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T))／ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1(t-T)
〕を重み係数演算回路１２に与える。なお、受信信号
は差動符号化されているので、ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1(t
-T) と復調信号のＳＮＲ1(t)は等しい。同様に、ＳＮ
Ｒ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T)と復調信号のＳＮＲ2(t)は等
しい。したがって、Ｃ(t) ＝ＳＮＲ2(t)／ＳＮＲ 1(t)と
なる。
ＳＮＲ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T) に対する乗算回路１４−１
の出力ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1(t-T) の比Ｃ(t) 〔＝ＳＮ
Ｒ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T))／ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1(t-T)
〕を重み係数演算回路１２に与える。なお、受信信号
は差動符号化されているので、ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1(t
-T) と復調信号のＳＮＲ1(t)は等しい。同様に、ＳＮ
Ｒ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T)と復調信号のＳＮＲ2(t)は等
しい。したがって、Ｃ(t) ＝ＳＮＲ2(t)／ＳＮＲ 1(t)と
なる。
【００２８】重み係数演算回路１２は、除算回路１１の
出力Ｃ(t) から、 ｗ1C(t) ＝１／（１＋Ｃ(t)) ｗ2C(t) ＝Ｃ(t) ／（１＋Ｃ(t)) を演算し、重み係数ｗ1C(t) ，ｗ2C(t) を出力する。乗
算回路３−１では、復調信号に重み係数ｗ1C(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路３−２では、補正結果
信号に重み係数ｗ2C(t) を乗算して重み付けを行う。
出力Ｃ(t) から、 ｗ1C(t) ＝１／（１＋Ｃ(t)) ｗ2C(t) ＝Ｃ(t) ／（１＋Ｃ(t)) を演算し、重み係数ｗ1C(t) ，ｗ2C(t) を出力する。乗
算回路３−１では、復調信号に重み係数ｗ1C(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路３−２では、補正結果
信号に重み係数ｗ2C(t) を乗算して重み付けを行う。
【００２９】（第４の実施形態−請求項４）図４は、本
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第４の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されていないも
のとする。また、各ブランチのＳ／Ｎが対数値として出
力されるものとする。図において、アンテナ１−１，１
−２、受信回路２−１，２−２、乗算回路３−１，３−
２、減算回路４、補正回路５、加算回路８、識別回路９
は、図８に示す従来構成のものと同様の機能を有するの
で説明を省略する。Ｓ／Ｎ検出回路２１−１，２１−２
は、受信信号のＳ／ＮとしてlogbＳＮＲ'1(t) ，logbＳ
ＮＲ'2(t) を出力する。
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第４の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されていないも
のとする。また、各ブランチのＳ／Ｎが対数値として出
力されるものとする。図において、アンテナ１−１，１
−２、受信回路２−１，２−２、乗算回路３−１，３−
２、減算回路４、補正回路５、加算回路８、識別回路９
は、図８に示す従来構成のものと同様の機能を有するの
で説明を省略する。Ｓ／Ｎ検出回路２１−１，２１−２
は、受信信号のＳ／ＮとしてlogbＳＮＲ'1(t) ，logbＳ
ＮＲ'2(t) を出力する。
【００３０】本実施形態の特徴は、Ｓ／Ｎ検出回路２１
−１，２１−２の出力から各ブランチの重み係数を演算
する手段として、減算回路２２および重み係数演算回路
２３を備えたところにある。すなわち、重み係数演算回
路２３は、従来の重み係数演算回路７と違い、減算回路
２３の出力のみを入力とする構成であり、入力ビット数
の削減が図られている。
−１，２１−２の出力から各ブランチの重み係数を演算
する手段として、減算回路２２および重み係数演算回路
２３を備えたところにある。すなわち、重み係数演算回
路２３は、従来の重み係数演算回路７と違い、減算回路
２３の出力のみを入力とする構成であり、入力ビット数
の削減が図られている。
【００３１】Ｓ／Ｎ検出回路２１−１，２１−２は、そ
れぞれ受信信号のＳ／Ｎを検出する。減算回路２２は、
Ｓ／Ｎ検出回路２１−２の出力logbＳＮＲ'2(t) とＳ／
Ｎ検出回路２１−１の出力logbＳＮＲ'1(t) の差Ｄ(t)
〔＝logb(ＳＮＲ'2(t)／ＳＮＲ'1(t))〕を演算して重み
係数演算回路２３に与える。なお、受信信号は差動符号
化されていないので、ＳＮＲ'1(t) と復調信号のＳＮ
Ｒ1(t)は等しい。同様に、ＳＮＲ'2(t) と復調信号の
ＳＮＲ2(t)は等しい。したがって、Ｄ(t) ＝logb(ＳＮ
Ｒ2(t)／ＳＮＲ1(t))＝logbＡ(t) となる。
れぞれ受信信号のＳ／Ｎを検出する。減算回路２２は、
Ｓ／Ｎ検出回路２１−２の出力logbＳＮＲ'2(t) とＳ／
Ｎ検出回路２１−１の出力logbＳＮＲ'1(t) の差Ｄ(t)
〔＝logb(ＳＮＲ'2(t)／ＳＮＲ'1(t))〕を演算して重み
係数演算回路２３に与える。なお、受信信号は差動符号
化されていないので、ＳＮＲ'1(t) と復調信号のＳＮ
Ｒ1(t)は等しい。同様に、ＳＮＲ'2(t) と復調信号の
ＳＮＲ2(t)は等しい。したがって、Ｄ(t) ＝logb(ＳＮ
Ｒ2(t)／ＳＮＲ1(t))＝logbＡ(t) となる。
【００３２】重み係数演算回路２３は、除算回路２２の
出力Ｄ(t) から、 ｗ1D(t) ＝１／（１＋ｂD(t)）＝１／（１＋Ａ(t)) ｗ2D(t) ＝１／（１＋ｂ-D(t)）＝Ａ(t) ／（１＋Ａ
(t)) を演算し、重み係数ｗ1D(t) ，ｗ2D(t) を出力する。乗
算回路３−１では、復調信号に重み係数ｗ1D(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路３−２では、補正結果
信号に重み係数ｗ2D(t) を乗算して重み付けを行う。
出力Ｄ(t) から、 ｗ1D(t) ＝１／（１＋ｂD(t)）＝１／（１＋Ａ(t)) ｗ2D(t) ＝１／（１＋ｂ-D(t)）＝Ａ(t) ／（１＋Ａ
(t)) を演算し、重み係数ｗ1D(t) ，ｗ2D(t) を出力する。乗
算回路３−１では、復調信号に重み係数ｗ1D(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路３−２では、補正結果
信号に重み係数ｗ2D(t) を乗算して重み付けを行う。
【００３３】（第５の実施形態−請求項５）図５は、本
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第５の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ１−１，１−２、乗算回
路３−１，３−２、減算回路４、補正回路５、加算回路
８、識別回路９は、図８に示す従来構成のものと同様の
機能を有するので説明を省略する。受信回路１５−１，
１５−２は、差動符号化された受信信号を復調する構成
である。Ｓ／Ｎ検出回路２１−１，２１−２は、受信信
号のＳ／ＮとしてlogbＳＮＲ'1(t) ，logbＳＮＲ'2(t)
を出力する。
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第５の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ１−１，１−２、乗算回
路３−１，３−２、減算回路４、補正回路５、加算回路
８、識別回路９は、図８に示す従来構成のものと同様の
機能を有するので説明を省略する。受信回路１５−１，
１５−２は、差動符号化された受信信号を復調する構成
である。Ｓ／Ｎ検出回路２１−１，２１−２は、受信信
号のＳ／ＮとしてlogbＳＮＲ'1(t) ，logbＳＮＲ'2(t)
を出力する。
【００３４】本実施形態の特徴は、Ｓ／Ｎ検出回路２１
−１，２１−２の出力から各ブランチの重み係数を演算
する手段として、減算回路２２、遅延回路２４、加算回
路２５および重み係数演算回路２３を備えたところにあ
る。すなわち、重み係数演算回路２３は、従来の重み係
数演算回路７と違い、加算回路２５の出力のみを入力と
する構成であり、入力ビット数の削減が図られている。
−１，２１−２の出力から各ブランチの重み係数を演算
する手段として、減算回路２２、遅延回路２４、加算回
路２５および重み係数演算回路２３を備えたところにあ
る。すなわち、重み係数演算回路２３は、従来の重み係
数演算回路７と違い、加算回路２５の出力のみを入力と
する構成であり、入力ビット数の削減が図られている。
【００３５】Ｓ／Ｎ検出回路２１−１，２１−２は、そ
れぞれ受信信号のＳ／Ｎを検出する。減算回路２２は、
Ｓ／Ｎ検出回路２１−２の出力logbＳＮＲ'2(t) とＳ／
Ｎ検出回路２１−１の出力logbＳＮＲ'1(t) の差log
b(ＳＮＲ'2(t)／ＳＮＲ'1(t))を演算する。遅延回路２
４は、減算回路２２の出力を１シンボル期間Ｔだけ遅延
させ、logb(ＳＮＲ'2(t-T)／ＳＮＲ'1(t-T))を出力す
る。加算回路２５は、減算回路２２の出力と遅延回路２
４の出力の和Ｅ(t) 〔＝logb(ＳＮＲ'2(t)ＳＮＲ'2(t-
T)／ＳＮＲ'1(t)ＳＮＲ'1(t-T))〕を重み係数演算回路
２３に与える。なお、受信信号は差動符号化されている
ので、ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1(t-T) と復調信号のＳＮ
Ｒ1(t)は等しい。同様に、ＳＮＲ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T)
と復調信号のＳＮＲ2(t)は等しい。したがって、Ｅ
(t)＝logb(ＳＮＲ2(t)／ＳＮＲ1(t)）＝logbＡ(t) とな
る。
れぞれ受信信号のＳ／Ｎを検出する。減算回路２２は、
Ｓ／Ｎ検出回路２１−２の出力logbＳＮＲ'2(t) とＳ／
Ｎ検出回路２１−１の出力logbＳＮＲ'1(t) の差log
b(ＳＮＲ'2(t)／ＳＮＲ'1(t))を演算する。遅延回路２
４は、減算回路２２の出力を１シンボル期間Ｔだけ遅延
させ、logb(ＳＮＲ'2(t-T)／ＳＮＲ'1(t-T))を出力す
る。加算回路２５は、減算回路２２の出力と遅延回路２
４の出力の和Ｅ(t) 〔＝logb(ＳＮＲ'2(t)ＳＮＲ'2(t-
T)／ＳＮＲ'1(t)ＳＮＲ'1(t-T))〕を重み係数演算回路
２３に与える。なお、受信信号は差動符号化されている
ので、ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1(t-T) と復調信号のＳＮ
Ｒ1(t)は等しい。同様に、ＳＮＲ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T)
と復調信号のＳＮＲ2(t)は等しい。したがって、Ｅ
(t)＝logb(ＳＮＲ2(t)／ＳＮＲ1(t)）＝logbＡ(t) とな
る。
【００３６】重み係数演算回路２３は、加算回路２５の
出力Ｅ(t) から、 ｗ1E(t) ＝１／（１＋ｂE(t)）＝１／（１＋Ａ(t)) ｗ2E(t) ＝１／（１＋ｂ-E(t)）＝Ａ(t) ／（１＋Ａ
(t)) を演算し、重み係数ｗ1E(t) ，ｗ2E(t) を出力する。乗
算回路３−１では、復調信号に重み係数ｗ1E(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路３−２では、補正結果
信号に重み係数ｗ2E(t) を乗算して重み付けを行う。
出力Ｅ(t) から、 ｗ1E(t) ＝１／（１＋ｂE(t)）＝１／（１＋Ａ(t)) ｗ2E(t) ＝１／（１＋ｂ-E(t)）＝Ａ(t) ／（１＋Ａ
(t)) を演算し、重み係数ｗ1E(t) ，ｗ2E(t) を出力する。乗
算回路３−１では、復調信号に重み係数ｗ1E(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路３−２では、補正結果
信号に重み係数ｗ2E(t) を乗算して重み付けを行う。
【００３７】（第６の実施形態−請求項６）図６は、本
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第６の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ１−１，１−２、乗算回
路３−１，３−２、減算回路４、補正回路５、加算回路
８、識別回路９は、図８に示す従来構成のものと同様の
機能を有するので説明を省略する。受信回路１５−１，
１５−２は、差動符号化された受信信号を復調する構成
である。Ｓ／Ｎ検出回路２１−１，２１−２は、受信信
号のＳ／ＮとしてlogbＳＮＲ'1(t) ，logbＳＮＲ'2(t)
を出力する。
発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第６の実施形態を
示す。ここでは、変調信号は差動符号化されているもの
とする。図において、アンテナ１−１，１−２、乗算回
路３−１，３−２、減算回路４、補正回路５、加算回路
８、識別回路９は、図８に示す従来構成のものと同様の
機能を有するので説明を省略する。受信回路１５−１，
１５−２は、差動符号化された受信信号を復調する構成
である。Ｓ／Ｎ検出回路２１−１，２１−２は、受信信
号のＳ／ＮとしてlogbＳＮＲ'1(t) ，logbＳＮＲ'2(t)
を出力する。
【００３８】本実施形態の特徴は、Ｓ／Ｎ検出回路２１
−１，２１−２の出力から各ブランチの重み係数を演算
する手段として、遅延回路２４−１，２４−２、加算回
路２５−１，２５−２、減算回路２２および重み係数演
算回路２３を備えたところにある。すなわち、重み係数
演算回路２３は、従来の重み係数演算回路７と違い、減
算回路２２の出力のみを入力とする構成であり、入力ビ
ット数の削減が図られている。
−１，２１−２の出力から各ブランチの重み係数を演算
する手段として、遅延回路２４−１，２４−２、加算回
路２５−１，２５−２、減算回路２２および重み係数演
算回路２３を備えたところにある。すなわち、重み係数
演算回路２３は、従来の重み係数演算回路７と違い、減
算回路２２の出力のみを入力とする構成であり、入力ビ
ット数の削減が図られている。
【００３９】Ｓ／Ｎ検出回路２１−１，２１−２は、そ
れぞれ受信信号のＳ／Ｎを検出する。遅延回路２４−１
は、Ｓ／Ｎ検出回路２１−１の出力logbＳＮＲ'1(t) を
１シンボル期間Ｔだけ遅延させ、logbＳＮＲ'1(t-T) を
出力する。加算回路２５−１は、Ｓ／Ｎ検出回路２１−
１の出力と遅延回路２４−１の出力の和 logb (ＳＮＲ'
1(t) ＳＮＲ'1(t-T))を演算する。遅延回路２４−２
は、Ｓ／Ｎ検出回路２１−２の出力logbＳＮＲ'2(t) を
１シンボル期間Ｔだけ遅延させ、logbＳＮＲ'2(t-T) を
出力する。加算回路２５−２は、Ｓ／Ｎ検出回路２１−
２の出力と遅延回路２４−２の出力の和 logb(ＳＮＲ'2
(t) ＳＮＲ'2(t-T))を演算する。
れぞれ受信信号のＳ／Ｎを検出する。遅延回路２４−１
は、Ｓ／Ｎ検出回路２１−１の出力logbＳＮＲ'1(t) を
１シンボル期間Ｔだけ遅延させ、logbＳＮＲ'1(t-T) を
出力する。加算回路２５−１は、Ｓ／Ｎ検出回路２１−
１の出力と遅延回路２４−１の出力の和 logb (ＳＮＲ'
1(t) ＳＮＲ'1(t-T))を演算する。遅延回路２４−２
は、Ｓ／Ｎ検出回路２１−２の出力logbＳＮＲ'2(t) を
１シンボル期間Ｔだけ遅延させ、logbＳＮＲ'2(t-T) を
出力する。加算回路２５−２は、Ｓ／Ｎ検出回路２１−
２の出力と遅延回路２４−２の出力の和 logb(ＳＮＲ'2
(t) ＳＮＲ'2(t-T))を演算する。
【００４０】減算回路２２は、加算回路２５−２の出力
logb(ＳＮＲ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T))と、加算回路２５−
１の出力 logb(ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1(t-T))の差Ｆ(t)
〔＝logb(ＳＮＲ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T)／ＳＮＲ'1(t) Ｓ
ＮＲ'1(t-T))〕を重み係数演算回路２３に与える。な
お、受信信号は差動符号化されているので、ＳＮＲ'
1(t) ＳＮＲ'1(t-T) と復調信号のＳＮＲ1(t)は等し
い。同様に、ＳＮＲ'2(t)ＳＮＲ'2(t-T) と復調信号
のＳＮＲ2(t)は等しい。したがって、Ｆ(t) ＝logb(Ｓ
ＮＲ2(t)／ＳＮＲ1(t)）＝logbＡ(t) となる。
logb(ＳＮＲ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T))と、加算回路２５−
１の出力 logb(ＳＮＲ'1(t) ＳＮＲ'1(t-T))の差Ｆ(t)
〔＝logb(ＳＮＲ'2(t) ＳＮＲ'2(t-T)／ＳＮＲ'1(t) Ｓ
ＮＲ'1(t-T))〕を重み係数演算回路２３に与える。な
お、受信信号は差動符号化されているので、ＳＮＲ'
1(t) ＳＮＲ'1(t-T) と復調信号のＳＮＲ1(t)は等し
い。同様に、ＳＮＲ'2(t)ＳＮＲ'2(t-T) と復調信号
のＳＮＲ2(t)は等しい。したがって、Ｆ(t) ＝logb(Ｓ
ＮＲ2(t)／ＳＮＲ1(t)）＝logbＡ(t) となる。
【００４１】重み係数演算回路２３は、減算回路２２の
出力Ｆ(t) から、 ｗ1F(t) ＝１／（１＋ｂF(t)）＝１／（１＋Ａ(t)) ｗ2F(t) ＝１／（１＋ｂ-F(t)）＝Ａ(t) ／（１＋Ａ
(t)) を演算し、重み係数ｗ1F(t) ，ｗ2F(t) を出力する。乗
算回路３−１では、復調信号に重み係数ｗ1F(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路３−２では、補正結果
信号に重み係数ｗ2F(t) を乗算して重み付けを行う。
出力Ｆ(t) から、 ｗ1F(t) ＝１／（１＋ｂF(t)）＝１／（１＋Ａ(t)) ｗ2F(t) ＝１／（１＋ｂ-F(t)）＝Ａ(t) ／（１＋Ａ
(t)) を演算し、重み係数ｗ1F(t) ，ｗ2F(t) を出力する。乗
算回路３−１では、復調信号に重み係数ｗ1F(t) を乗
算して重み付けを行い、乗算回路３−２では、補正結果
信号に重み係数ｗ2F(t) を乗算して重み付けを行う。
【００４２】ところで、以上説明した第１の実施形態〜
第６の実施形態において、雑音電力が受信回路の内部雑
音で規定され、かつ各ブランチの雑音電力が同一である
場合には、Ｓ／Ｎ検出回路６，２１に代えて受信電界強
度検出回路を用い、復調信号電力レベルｒ1 ，ｒ2 を用
いて重み付けを行ってもよい。この場合には、(3) ,(4)
式は、
第６の実施形態において、雑音電力が受信回路の内部雑
音で規定され、かつ各ブランチの雑音電力が同一である
場合には、Ｓ／Ｎ検出回路６，２１に代えて受信電界強
度検出回路を用い、復調信号電力レベルｒ1 ，ｒ2 を用
いて重み付けを行ってもよい。この場合には、(3) ,(4)
式は、
【００４３】
【数４】
【００４４】と表される。なお、時刻ｔにおける受信電
界強度レベルをｘ1(t)，ｘ2(t)とし、復調信号電力レベ
ルをｒ1(t)，ｒ2(t)とすると、変調信号が差動符号化さ
れていない場合にはｒ1(t)＝ｘ1(t)、ｒ2(t)＝ｘ2(t)で
ある。また、変調信号が差動符号化されている場合には
ｒ1(t)＝ｘ1(t)・ｘ1(t-T)、ｒ2(t)＝ｘ2(t)・ｘ2(t-T)
である。
界強度レベルをｘ1(t)，ｘ2(t)とし、復調信号電力レベ
ルをｒ1(t)，ｒ2(t)とすると、変調信号が差動符号化さ
れていない場合にはｒ1(t)＝ｘ1(t)、ｒ2(t)＝ｘ2(t)で
ある。また、変調信号が差動符号化されている場合には
ｒ1(t)＝ｘ1(t)・ｘ1(t-T)、ｒ2(t)＝ｘ2(t)・ｘ2(t-T)
である。
【００４５】図７は、計算機シミュレーションによる検
波後ダイバーシチ受信回路の符号誤り率特性を示す。図
において、縦軸は符号誤り率、横軸は平均Ｅb／Ｎ0（１
ビット当たりの信号電力対雑音電力密度比）である。な
お、本シミュレーションは、第５の実施形態において、
Ｓ／Ｎ検出回路２１に代えて受信電界強度検出回路を用
いた構成により計算したものである。計算条件は、伝送
速度は 384ｋbit/s 、変復調方式はπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ・遅延検波、フェージング周波数は15Hz、遅延時間差
は 500ｎｓの２波等レベルレイリーフェージング、受信
電界強度検出回路の出力信号のダイナミックレンジは80
dBとした。また、重み係数を演算するために必要な回路
以外の回路は、従来構成のものと同等とした。
波後ダイバーシチ受信回路の符号誤り率特性を示す。図
において、縦軸は符号誤り率、横軸は平均Ｅb／Ｎ0（１
ビット当たりの信号電力対雑音電力密度比）である。な
お、本シミュレーションは、第５の実施形態において、
Ｓ／Ｎ検出回路２１に代えて受信電界強度検出回路を用
いた構成により計算したものである。計算条件は、伝送
速度は 384ｋbit/s 、変復調方式はπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ・遅延検波、フェージング周波数は15Hz、遅延時間差
は 500ｎｓの２波等レベルレイリーフェージング、受信
電界強度検出回路の出力信号のダイナミックレンジは80
dBとした。また、重み係数を演算するために必要な回路
以外の回路は、従来構成のものと同等とした。
【００４６】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路にお
いて重み係数演算回路の入力ビット数を４ビットとした
場合と、従来の検波後ダイバーシチ受信回路において重
み係数演算回路の入力ビット数を10ビットとした場合
が、ほぼ同じ符号誤り率特性を示すことが確認された。
これは、本発明構成における重み係数演算回路の回路規
模は従来のものに比べて１／64にできることを示してい
る。遅延回路や加算回路等の回路規模は重み係数演算回
路の回路規模に比べて無視できるほど小さいので、本発
明の検波後ダイバーシチ受信回路の回路規模は従来構成
に比べて大幅に小さくなることがわかる。
いて重み係数演算回路の入力ビット数を４ビットとした
場合と、従来の検波後ダイバーシチ受信回路において重
み係数演算回路の入力ビット数を10ビットとした場合
が、ほぼ同じ符号誤り率特性を示すことが確認された。
これは、本発明構成における重み係数演算回路の回路規
模は従来のものに比べて１／64にできることを示してい
る。遅延回路や加算回路等の回路規模は重み係数演算回
路の回路規模に比べて無視できるほど小さいので、本発
明の検波後ダイバーシチ受信回路の回路規模は従来構成
に比べて大幅に小さくなることがわかる。
【００４７】
【発明の効果】以上説明したように、Ｓ／Ｎ検出手段の
出力ビット数をｎとすると、従来構成における重み係数
演算手段の入力ビット数は２ｎとなるが、本発明の検波
後ダイバーシチ受信回路における重み係数演算手段の入
力ビット数はｎ以下にすることができる。入力ビット数
をｎ以下にできる理由は次の通りである。
出力ビット数をｎとすると、従来構成における重み係数
演算手段の入力ビット数は２ｎとなるが、本発明の検波
後ダイバーシチ受信回路における重み係数演算手段の入
力ビット数はｎ以下にすることができる。入力ビット数
をｎ以下にできる理由は次の通りである。
【００４８】フェージングによる長区間中央値変動等に
追従するためには、Ｓ／Ｎ検出手段の入出力ダイナミッ
クレンジを広くとる必要があり、出力ビット数は多くな
る。一方、本発明の構成では、Ｓ／Ｎ検出手段で検出さ
れる各ブランチのＳ／Ｎの比の成分を重み係数演算手段
に入力する。各ブランチのＳ／Ｎの比をとると、フェー
ジングによる長区間中央値変動等に起因する広いダイナ
ミックレンジの確保の必要がなくなり、フェージングに
よる短区間中央値変動に追従するためのダイナミックレ
ンジを確保するだけでよい。一般に、短区間中央値変動
のダイナミックレンジは、長区間中央値変動のダイナミ
ックレンジよりも狭い。したがって、各ブランチのＳ／
Ｎの比の成分を表現するビット数ｍは、Ｓ／Ｎ検出手段
の出力ビット数ｎよりも小さくなる。すなわち、本発明
の検波後ダイバーシチ受信回路における重み係数演算手
段の入力ビット数ｍは、 ｍ＜ｎ＜２ｎ となるので、従来構成の重み係数演算手段の入力ビット
数２ｎに比べて１／２未満にすることができる。
追従するためには、Ｓ／Ｎ検出手段の入出力ダイナミッ
クレンジを広くとる必要があり、出力ビット数は多くな
る。一方、本発明の構成では、Ｓ／Ｎ検出手段で検出さ
れる各ブランチのＳ／Ｎの比の成分を重み係数演算手段
に入力する。各ブランチのＳ／Ｎの比をとると、フェー
ジングによる長区間中央値変動等に起因する広いダイナ
ミックレンジの確保の必要がなくなり、フェージングに
よる短区間中央値変動に追従するためのダイナミックレ
ンジを確保するだけでよい。一般に、短区間中央値変動
のダイナミックレンジは、長区間中央値変動のダイナミ
ックレンジよりも狭い。したがって、各ブランチのＳ／
Ｎの比の成分を表現するビット数ｍは、Ｓ／Ｎ検出手段
の出力ビット数ｎよりも小さくなる。すなわち、本発明
の検波後ダイバーシチ受信回路における重み係数演算手
段の入力ビット数ｍは、 ｍ＜ｎ＜２ｎ となるので、従来構成の重み係数演算手段の入力ビット
数２ｎに比べて１／２未満にすることができる。
【００４９】このように、本発明の検波後ダイバーシチ
受信回路では、各ブランチの重み係数を演算する重み係
数演算手段の入力ビット数を従来の１／２未満に小さく
することができるので、その回路規模を従来の１／２k
未満に小さくすることができる。これにより、従来構成
と同等の特性を実現しながら、消費電力の低減を図るこ
とができる。
受信回路では、各ブランチの重み係数を演算する重み係
数演算手段の入力ビット数を従来の１／２未満に小さく
することができるので、その回路規模を従来の１／２k
未満に小さくすることができる。これにより、従来構成
と同等の特性を実現しながら、消費電力の低減を図るこ
とができる。
【図１】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第１の
実施形態を示すブロック図。
実施形態を示すブロック図。
【図２】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第２の
実施形態を示すブロック図。
実施形態を示すブロック図。
【図３】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第３の
実施形態を示すブロック図。
実施形態を示すブロック図。
【図４】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第４の
実施形態を示すブロック図。
実施形態を示すブロック図。
【図５】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第５の
実施形態を示すブロック図。
実施形態を示すブロック図。
【図６】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路の第６の
実施形態を示すブロック図。
実施形態を示すブロック図。
【図７】計算機シミュレーションによる検波後ダイバー
シチ受信回路の符号誤り率特性を示す図。
シチ受信回路の符号誤り率特性を示す図。
【図８】従来の検波後ダイバーシチ受信回路の構成例を
示すブロック図。
示すブロック図。
１ アンテナ ２，１５ 受信回路 ３，１４ 乗算回路 ４，２２ 減算回路 ５ 補正回路 ６，２１ Ｓ／Ｎ検出回路 ７，１２，２３ 重み係数演算回路 ８，２５ 加算回路 ９ 識別回路 １１ 除算回路 １３，２４ 遅延回路
Claims (6)
- 【請求項１】 フェージングに対して互いに独立な２系
統のディジタル位相変調信号をそれぞれ受信する第１お
よび第２の受信手段と、 前記各受信手段に受信される信号電力対雑音電力比を検
出する第１および第２のＳ／Ｎ検出手段と、 前記第２のＳ／Ｎ検出手段の出力に対する前記第１のＳ
／Ｎ検出手段の出力の比Ａを演算する除算手段と、 前記除算手段の出力Ａから前記各系統の重み係数ｗ1A，
ｗ2Aを ｗ1A＝１／（１＋Ａ） ｗ2A＝Ａ／（１＋Ａ） の演算により求める重み係数演算手段と、 前記重み係数ｗ1A，ｗ2Aを用いて、前記各受信手段から
出力される復調信号にそれぞれ重み付けを行う第１およ
び第２の重み付け手段と、 前記各重み付け手段の出力信号を加算して出力する加算
手段とを備えたことを特徴とする検波後ダイバーシチ受
信回路。 - 【請求項２】 フェージングに対して互いに独立な２系
統の差動符号化されたディジタル位相変調信号をそれぞ
れ受信する第１および第２の受信手段と、 前記各受信手段に受信される信号電力対雑音電力比を検
出する第１および第２のＳ／Ｎ検出手段と、 前記第２のＳ／Ｎ検出手段の出力に対する前記第１のＳ
／Ｎ検出手段の出力の比を演算する除算手段と、 前記除算手段の出力を１シンボル期間遅延させる遅延手
段と、 前記除算手段の出力と遅延手段の出力の積Ｂを演算する
乗算手段と、 前記乗算手段の出力Ｂから前記各系統の重み係数ｗ1B，
ｗ2Bを ｗ1B＝１／（１＋Ｂ） ｗ2B＝Ｂ／（１＋Ｂ） の演算により求める重み係数演算手段と、 前記重み係数ｗ1B，ｗ2Bを用いて、前記各受信手段から
出力される復調信号にそれぞれ重み付けを行う第１およ
び第２の重み付け手段と、 前記各重み付け手段の出力信号を加算して出力する加算
手段とを備えたことを特徴とする検波後ダイバーシチ受
信回路。 - 【請求項３】 フェージングに対して互いに独立な２系
統の差動符号化されたディジタル位相変調信号をそれぞ
れ受信する第１および第２の受信手段と、 前記各受信手段に受信される信号電力対雑音電力比を検
出する第１および第２のＳ／Ｎ検出手段と、 前記第１および第２のＳ／Ｎ検出手段の出力をそれぞれ
１シンボル期間遅延させる第１および第２の遅延手段
と、 前記第１および第２のＳ／Ｎ検出手段の出力と前記第１
および第２の遅延手段の出力の積をそれぞれ演算する第
１および第２の乗算手段と、 前記第２の乗算手段の出力に対する前記第１の乗算手段
の出力の比Ｃを演算する除算手段と、 前記除算手段の出力Ｃから前記各系統の重み係数ｗ1C，
ｗ2Cを ｗ1C＝１／（１＋Ｃ） ｗ2C＝Ｃ／（１＋Ｃ） の演算により求める重み係数演算手段と、 前記重み係数ｗ1C，ｗ2Cを用いて、前記各受信手段から
出力される復調信号にそれぞれ重み付けを行う第１およ
び第２の重み付け手段と、 前記各重み付け手段の出力信号を加算して出力する加算
手段とを備えたことを特徴とする検波後ダイバーシチ受
信回路。 - 【請求項４】 フェージングに対して互いに独立な２系
統のディジタル位相変調信号をそれぞれ受信する第１お
よび第２の受信手段と、 前記各受信手段に受信される信号電力対雑音電力比の対
数値（対数の底は定数ｂ）を検出する第１および第２の
Ｓ／Ｎ検出手段と、 前記第２のＳ／Ｎ検出手段の出力と前記第１のＳ／Ｎ検
出手段の出力の差Ｄを演算する減算手段と、 前記減算手段の出力Ｄから前記各系統の重み係数ｗ1D，
ｗ2Dを ｗ1D＝１／（１＋ｂD） ｗ2D＝１／（１＋ｂ-D） の演算により求める重み係数演算手段と、 前記重み係数ｗ1D，ｗ2Dを用いて、前記各受信手段から
出力される復調信号にそれぞれ重み付けを行う第１およ
び第２の重み付け手段と、 前記各重み付け手段の出力信号を加算して出力する加算
手段とを備えたことを特徴とする検波後ダイバーシチ受
信回路。 - 【請求項５】 フェージングに対して互いに独立な２系
統の差動符号化されたディジタル位相変調信号をそれぞ
れ受信する第１および第２の受信手段と、 前記各受信手段に受信される信号電力対雑音電力比の対
数値（対数の底は定数ｂ）を検出する第１および第２の
Ｓ／Ｎ検出手段と、 前記第２のＳ／Ｎ検出手段の出力に対する前記第１のＳ
／Ｎ検出手段の出力の差を演算する減算手段と、 前記減算手段の出力を１シンボル期間遅延させる遅延手
段と、 前記減算手段の出力と遅延手段の出力の和Ｅを演算する
加算手段と、 前記加算手段の出力Ｅから前記各系統の重み係数ｗ1E，
ｗ2Eを ｗ1E＝１／（１＋ｂE） ｗ2E＝１／（１＋ｂ-E） の演算により求める重み係数演算手段と、 前記重み係数ｗ1E，ｗ2Eを用いて、前記各受信手段から
出力される復調信号にそれぞれ重み付けを行う第１およ
び第２の重み付け手段と、 前記各重み付け手段の出力信号を加算して出力する加算
手段とを備えたことを特徴とする検波後ダイバーシチ受
信回路。 - 【請求項６】 フェージングに対して互いに独立な２系
統の差動符号化されたディジタル位相変調信号をそれぞ
れ受信する第１および第２の受信手段と、 前記各受信手段に受信される信号電力対雑音電力比の対
数値（対数の底は定数ｂ）を検出する第１および第２の
Ｓ／Ｎ検出手段と、 前記第１および第２のＳ／Ｎ検出手段の出力をそれぞれ
１シンボル期間遅延させる第１および第２の遅延手段
と、 前記第１および第２のＳ／Ｎ検出手段の出力と前記第１
および第２の遅延手段の出力の和をそれぞれ演算する第
１および第２の加算手段と、 前記第２の加算手段の出力と前記第１の加算手段の出力
の差Ｆを演算する減算手段と、 前記減算手段の出力Ｆから前記各系統の重み係数ｗ1F，
ｗ2Fを ｗ1F＝１／（１＋ｂF） ｗ2F＝１／（１＋ｂ-F） の演算により求める重み係数演算手段と、 前記重み係数ｗ1F，ｗ2Fを用いて、前記各受信手段から
出力される復調信号にそれぞれ重み付けを行う第１およ
び第２の重み付け手段と、 前記各重み付け手段の出力信号を加算して出力する加算
手段とを備えたことを特徴とする検波後ダイバーシチ受
信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9059551A JPH10256967A (ja) | 1997-03-13 | 1997-03-13 | 検波後ダイバーシチ受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9059551A JPH10256967A (ja) | 1997-03-13 | 1997-03-13 | 検波後ダイバーシチ受信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10256967A true JPH10256967A (ja) | 1998-09-25 |
Family
ID=13116512
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9059551A Pending JPH10256967A (ja) | 1997-03-13 | 1997-03-13 | 検波後ダイバーシチ受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH10256967A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007150468A (ja) * | 2005-11-24 | 2007-06-14 | Toshiba Corp | ダイバーシチ受信装置 |
| WO2009028711A1 (ja) * | 2007-08-31 | 2009-03-05 | Fujitsu Ten Limited | ダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置 |
| JP2009060441A (ja) * | 2007-08-31 | 2009-03-19 | Fujitsu Ten Ltd | ダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置 |
| JP2009088762A (ja) * | 2007-09-28 | 2009-04-23 | Fujitsu Ten Ltd | ダイバシティ受信装置およびダイバシティ受信方法 |
| JP2012105083A (ja) * | 2010-11-10 | 2012-05-31 | Fujitsu Ltd | 受信装置 |
-
1997
- 1997-03-13 JP JP9059551A patent/JPH10256967A/ja active Pending
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007150468A (ja) * | 2005-11-24 | 2007-06-14 | Toshiba Corp | ダイバーシチ受信装置 |
| US7961825B2 (en) | 2005-11-24 | 2011-06-14 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Diversity receiver and method |
| WO2009028711A1 (ja) * | 2007-08-31 | 2009-03-05 | Fujitsu Ten Limited | ダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置 |
| JP2009060441A (ja) * | 2007-08-31 | 2009-03-19 | Fujitsu Ten Ltd | ダイバシティ受信装置、ダイバシティ受信方法およびデジタルテレビジョン受信装置 |
| JP2009088762A (ja) * | 2007-09-28 | 2009-04-23 | Fujitsu Ten Ltd | ダイバシティ受信装置およびダイバシティ受信方法 |
| JP4551432B2 (ja) * | 2007-09-28 | 2010-09-29 | 富士通テン株式会社 | ダイバシティ受信装置およびダイバシティ受信方法 |
| JP2012105083A (ja) * | 2010-11-10 | 2012-05-31 | Fujitsu Ltd | 受信装置 |
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