JPH0918399A - 検波後ダイバーシチ受信回路 - Google Patents
検波後ダイバーシチ受信回路Info
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- JPH0918399A JPH0918399A JP7167567A JP16756795A JPH0918399A JP H0918399 A JPH0918399 A JP H0918399A JP 7167567 A JP7167567 A JP 7167567A JP 16756795 A JP16756795 A JP 16756795A JP H0918399 A JPH0918399 A JP H0918399A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 特に伝送速度に比較してフェージング周波数
が非常に低速な移動体通信回線において、同一チャネル
干渉や周波数選択性フェージング条件下でも高い回線品
質が得られる検波後ダイバーシチ受信回路を実現する。 【解決手段】 フェージングに対して互いに独立な複数
系統のディジタル位相変調信号をそれぞれ復調して出力
する複数の受信回路１と、各受信回路から出力される復
調信号に、それぞれ所定の重み係数に応じた重み付けを
行う複数の重み付け回路４と、各重み付け回路の出力信
号を合成して出力する合成回路５と、各系統の受信回路
および重み付け回路のそれぞれに対応して、受信回路か
ら出力される復調信号の識別タイミングにおける位相誤
差を求め、その絶対値を平均化して受信信号電力対雑音
電力比を推定し、重み付け回路に与える重み係数に換算
して出力する回線品質推定手段１０を備える。
が非常に低速な移動体通信回線において、同一チャネル
干渉や周波数選択性フェージング条件下でも高い回線品
質が得られる検波後ダイバーシチ受信回路を実現する。 【解決手段】 フェージングに対して互いに独立な複数
系統のディジタル位相変調信号をそれぞれ復調して出力
する複数の受信回路１と、各受信回路から出力される復
調信号に、それぞれ所定の重み係数に応じた重み付けを
行う複数の重み付け回路４と、各重み付け回路の出力信
号を合成して出力する合成回路５と、各系統の受信回路
および重み付け回路のそれぞれに対応して、受信回路か
ら出力される復調信号の識別タイミングにおける位相誤
差を求め、その絶対値を平均化して受信信号電力対雑音
電力比を推定し、重み付け回路に与える重み係数に換算
して出力する回線品質推定手段１０を備える。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、ディジタル位相変
調信号のダイバーシチ受信方式において、特に伝送速度
に比較してフェージング周波数が非常に低速な移動体通
信回線に適した検波後ダイバーシチ受信回路に関する。
調信号のダイバーシチ受信方式において、特に伝送速度
に比較してフェージング周波数が非常に低速な移動体通
信回線に適した検波後ダイバーシチ受信回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】移動体通信等では、マルチパスフェージ
ングによる信号伝送特性の劣化を改善するため、空間、
偏波、周波数あるいは時間的に独立な複数のブランチを
用いて受信するダイバーシチ受信方式が用いられてい
る。このダイバーシチ受信には複数種類の信号合成方式
があるが、中でも検波後の最大比合成方式は最も高いダ
イバーシチ利得が得られるので伝送品質改善に極めて効
果的である。
ングによる信号伝送特性の劣化を改善するため、空間、
偏波、周波数あるいは時間的に独立な複数のブランチを
用いて受信するダイバーシチ受信方式が用いられてい
る。このダイバーシチ受信には複数種類の信号合成方式
があるが、中でも検波後の最大比合成方式は最も高いダ
イバーシチ利得が得られるので伝送品質改善に極めて効
果的である。
【０００３】図５は、受信信号レベルに応じて最大比合
成を行う従来の検波後ダイバーシチ合成回路の構成例を
示す。ここでは、ブランチ数２の空間ダイバーシチの例
を示す。図において、アンテナ１−１，１−２で受信さ
れた信号は、それぞれ受信回路２−１，２−２に入力さ
れるとともに、受信信号レベル検出回路３−１，３−２
に入力され、各受信信号の受信信号レベルが検出され
る。一方、受信回路２−１，２−２では、それぞれ受信
信号を復調して復調信号ａ，ｂを出力する。重み付け回
路４−１，４−２は、受信信号レベル検出回路３−１，
３−２で検出された受信信号レベルに比例して復調信号
ａ，ｂに重み付けを行う。重み付けは、受信信号電力対
雑音電力比（Ｓ／Ｎ比）に比例して行うことが最適であ
るが、通常の受信回路では雑音電力が一定と考えられる
ので、受信信号レベルに比例して重み付けを行うことが
できる。重み付けされた信号は、加算器５により合成さ
れて出力される。
成を行う従来の検波後ダイバーシチ合成回路の構成例を
示す。ここでは、ブランチ数２の空間ダイバーシチの例
を示す。図において、アンテナ１−１，１−２で受信さ
れた信号は、それぞれ受信回路２−１，２−２に入力さ
れるとともに、受信信号レベル検出回路３−１，３−２
に入力され、各受信信号の受信信号レベルが検出され
る。一方、受信回路２−１，２−２では、それぞれ受信
信号を復調して復調信号ａ，ｂを出力する。重み付け回
路４−１，４−２は、受信信号レベル検出回路３−１，
３−２で検出された受信信号レベルに比例して復調信号
ａ，ｂに重み付けを行う。重み付けは、受信信号電力対
雑音電力比（Ｓ／Ｎ比）に比例して行うことが最適であ
るが、通常の受信回路では雑音電力が一定と考えられる
ので、受信信号レベルに比例して重み付けを行うことが
できる。重み付けされた信号は、加算器５により合成さ
れて出力される。
【０００４】このように、受信信号レベルに比例して復
調信号に重み付けして合成することにより、受信レベル
低下に伴うＳ／Ｎ劣化を軽減でき、符号誤り率の小さい
良好な受信品質が得られる。
調信号に重み付けして合成することにより、受信レベル
低下に伴うＳ／Ｎ劣化を軽減でき、符号誤り率の小さい
良好な受信品質が得られる。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】ところで、近接する無
線ゾーンにおける周波数再利用によって生ずる同一チャ
ネル干渉がある場合、周波数選択性フェージング条件
下、あるいはアンテナ間に固定的な利得差がある場合に
は、図５に示す従来構成では十分な改善効果が得られな
かった。その理由は、そのような場合の不要な干渉波電
力の増加は雑音電力の増加とほぼ等価であり、最大比合
成するために受信信号レベルを用いたのでは最適な重み
をつけられないからである。
線ゾーンにおける周波数再利用によって生ずる同一チャ
ネル干渉がある場合、周波数選択性フェージング条件
下、あるいはアンテナ間に固定的な利得差がある場合に
は、図５に示す従来構成では十分な改善効果が得られな
かった。その理由は、そのような場合の不要な干渉波電
力の増加は雑音電力の増加とほぼ等価であり、最大比合
成するために受信信号レベルを用いたのでは最適な重み
をつけられないからである。
【０００６】本発明は、特に伝送速度に比較してフェー
ジング周波数が非常に低速な移動体通信回線において、
同一チャネル干渉や周波数選択性フェージング条件下で
も高い回線品質が得られる検波後ダイバーシチ受信回路
を提供することを目的とする。
ジング周波数が非常に低速な移動体通信回線において、
同一チャネル干渉や周波数選択性フェージング条件下で
も高い回線品質が得られる検波後ダイバーシチ受信回路
を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】図１は、本発明の検波後
ダイバーシチ受信回路の基本構成を示す。図において、
複数の受信回路２は、それぞれ対応するアンテナ１に受
信されるディジタル位相変調信号を復調して出力する。
複数の重み付け回路４は、各受信回路２から出力される
復調信号に、それぞれ所定の重み係数に応じた重み付け
を行う。合成回路５は、各重み付け回路４の出力信号を
合成して出力する。各系統の受信回路２および重み付け
回路４のそれぞれに対応して設けられる回線品質推定手
段１０は、受信回路２から出力される復調信号の識別タ
イミングにおける位相誤差を求め、その絶対値を平均化
してＳ／Ｎ比を推定し、重み付け回路４に与える重み係
数に換算して出力する。
ダイバーシチ受信回路の基本構成を示す。図において、
複数の受信回路２は、それぞれ対応するアンテナ１に受
信されるディジタル位相変調信号を復調して出力する。
複数の重み付け回路４は、各受信回路２から出力される
復調信号に、それぞれ所定の重み係数に応じた重み付け
を行う。合成回路５は、各重み付け回路４の出力信号を
合成して出力する。各系統の受信回路２および重み付け
回路４のそれぞれに対応して設けられる回線品質推定手
段１０は、受信回路２から出力される復調信号の識別タ
イミングにおける位相誤差を求め、その絶対値を平均化
してＳ／Ｎ比を推定し、重み付け回路４に与える重み係
数に換算して出力する。
【０００８】回線品質推定手段１０は、受信回路から出
力される復調信号の識別タイミングにおける位相を検出
する位相検出回路と、位相検出回路の出力位相と正規の
復調位相の値を比較し、正規の復調位相からの位相誤差
を算出する位相誤差算出回路と、位相誤差算出回路の出
力値の絶対値を算出する絶対値演算回路と、絶対値演算
回路の出力値の積分値または平均値を算出する平均化回
路と、平均化回路の出力値をＳ／Ｎ比に換算し、重み付
け回路に与える重み係数を出力する重み係数換算回路と
を備える。
力される復調信号の識別タイミングにおける位相を検出
する位相検出回路と、位相検出回路の出力位相と正規の
復調位相の値を比較し、正規の復調位相からの位相誤差
を算出する位相誤差算出回路と、位相誤差算出回路の出
力値の絶対値を算出する絶対値演算回路と、絶対値演算
回路の出力値の積分値または平均値を算出する平均化回
路と、平均化回路の出力値をＳ／Ｎ比に換算し、重み付
け回路に与える重み係数を出力する重み係数換算回路と
を備える。
【０００９】
【作用】受信信号レベルによらずに回線品質を推定する
尺度として、位相尤度が知られている。これは、ディジ
タル位相変調信号の識別タイミングにおける位相が離散
的な一定値をとることを利用し、復調信号の識別タイミ
ングにおける位相誤差の絶対値を回線品質の尺度とする
ものである。正規の位相点からの位相誤差は、復調信号
に重畳している雑音や干渉信号の瞬時値に相当する。し
たがって、この位相誤差の絶対値を積分すれば雑音およ
び干渉信号の量、すなわちＳ／Ｎ比を推定することがで
きる。特に、伝送速度に比較してフェージング周波数が
非常に低速な移動体通信回線では、伝送シンボルごとの
通信路の変動は極めて小さいので、位相誤差の絶対値を
積分する平均化回路の時定数を大きく選ぶことにより、
雑音および干渉信号の大きさの推定精度を高めることが
できる。
尺度として、位相尤度が知られている。これは、ディジ
タル位相変調信号の識別タイミングにおける位相が離散
的な一定値をとることを利用し、復調信号の識別タイミ
ングにおける位相誤差の絶対値を回線品質の尺度とする
ものである。正規の位相点からの位相誤差は、復調信号
に重畳している雑音や干渉信号の瞬時値に相当する。し
たがって、この位相誤差の絶対値を積分すれば雑音およ
び干渉信号の量、すなわちＳ／Ｎ比を推定することがで
きる。特に、伝送速度に比較してフェージング周波数が
非常に低速な移動体通信回線では、伝送シンボルごとの
通信路の変動は極めて小さいので、位相誤差の絶対値を
積分する平均化回路の時定数を大きく選ぶことにより、
雑音および干渉信号の大きさの推定精度を高めることが
できる。
【００１０】ここで、位相尤度の積分値とＳ／Ｎ比との
関係を図２に示す。図２の関係を用いれば、位相尤度信
号（位相誤差の絶対値）の積分値からＳ／Ｎ比を正しく
算出することができる。このように受信信号レベルによ
らず、位相尤度とその積分値から換算して求められたＳ
／Ｎ比を重み係数として用いることにより、常に最適な
検波後最大比合成ダイバーシチを実現することができ
る。
関係を図２に示す。図２の関係を用いれば、位相尤度信
号（位相誤差の絶対値）の積分値からＳ／Ｎ比を正しく
算出することができる。このように受信信号レベルによ
らず、位相尤度とその積分値から換算して求められたＳ
／Ｎ比を重み係数として用いることにより、常に最適な
検波後最大比合成ダイバーシチを実現することができ
る。
【００１１】
【発明の実施の形態】図３は、本発明の検波後ダイバー
シチ受信回路の実施例構成を示す。ここでは、ブランチ
数２の空間ダイバーシチの例を示すが、ブランチ数３以
上および他のブランチ形態にも同様に本発明を適用する
ことができる。また、図５に示す従来構成と同等の機能
を果たすものは同一符号を付している。
シチ受信回路の実施例構成を示す。ここでは、ブランチ
数２の空間ダイバーシチの例を示すが、ブランチ数３以
上および他のブランチ形態にも同様に本発明を適用する
ことができる。また、図５に示す従来構成と同等の機能
を果たすものは同一符号を付している。
【００１２】図において、アンテナ１−１，１−２で受
信された信号は、それぞれ受信回路２−１，２−２で復
調され、復調信号ａ，ｂとして出力される。復調信号ａ
は、位相検出回路１１−１で識別タイミングにおける位
相が検出されて位相誤差算出回路１２−１に入力され、
正規の位相点からの位相誤差が算出される。算出された
位相誤差信号は絶対値演算回路１３−１で絶対値が算出
され、さらに平均化回路１４−１で平均化される。位相
誤差の絶対値の平均値は、重み係数換算回路１５−１で
対応する重み係数に換算される。換算された重み係数は
重み付け回路４−１に入力され、復調信号ａと重み係数
が乗算される。一方、復調信号ｂについても同様であ
り、位相検出回路１１−２，位相誤差算出回路１２−
２，絶対値演算回路１３−２，平均化回路１４−２，重
み係数換算回路１５−２を介して得られた重み係数が重
み付け回路４−２に入力され、復調信号ｂと重み係数が
乗算される。各重み付け回路４−１，４−２で重み付け
された信号は、加算器５により合成されて出力される。
信された信号は、それぞれ受信回路２−１，２−２で復
調され、復調信号ａ，ｂとして出力される。復調信号ａ
は、位相検出回路１１−１で識別タイミングにおける位
相が検出されて位相誤差算出回路１２−１に入力され、
正規の位相点からの位相誤差が算出される。算出された
位相誤差信号は絶対値演算回路１３−１で絶対値が算出
され、さらに平均化回路１４−１で平均化される。位相
誤差の絶対値の平均値は、重み係数換算回路１５−１で
対応する重み係数に換算される。換算された重み係数は
重み付け回路４−１に入力され、復調信号ａと重み係数
が乗算される。一方、復調信号ｂについても同様であ
り、位相検出回路１１−２，位相誤差算出回路１２−
２，絶対値演算回路１３−２，平均化回路１４−２，重
み係数換算回路１５−２を介して得られた重み係数が重
み付け回路４−２に入力され、復調信号ｂと重み係数が
乗算される。各重み付け回路４−１，４−２で重み付け
された信号は、加算器５により合成されて出力される。
【００１３】ここで、従来構成と本実施例構成のエラー
フロア特性の計算機シミュレーション結果を図４に示
す。本シミュレーションでは、受信する信号として、フ
ェージング周波数15Hzの２波レイリーフェージング回線
において、π／４シフトＤＱＰＳＫ方式により変調され
た伝送速度 384ｋbit/s の信号が、ロールオフ率0.5 の
ルートロールオフフィルタで帯域制限された信号を用い
た。また、アンテナ間の相関が０でかつアンテナ利得差
が６dBの２系統のダイバーシチ受信回路を用いた。な
お、復調方式は遅延検波とし、送信側と受信側で完全な
クロック同期がとれているものと仮定し、平均化回路１
４の積分時定数は50シンボルとした。
フロア特性の計算機シミュレーション結果を図４に示
す。本シミュレーションでは、受信する信号として、フ
ェージング周波数15Hzの２波レイリーフェージング回線
において、π／４シフトＤＱＰＳＫ方式により変調され
た伝送速度 384ｋbit/s の信号が、ロールオフ率0.5 の
ルートロールオフフィルタで帯域制限された信号を用い
た。また、アンテナ間の相関が０でかつアンテナ利得差
が６dBの２系統のダイバーシチ受信回路を用いた。な
お、復調方式は遅延検波とし、送信側と受信側で完全な
クロック同期がとれているものと仮定し、平均化回路１
４の積分時定数は50シンボルとした。
【００１４】図において、横軸はシンボル間隔で正規化
した遅延分散、縦軸は平均符号誤り率を示す。また、実
線は本発明の検波後ダイバーシチ受信回路を用いた場合
であり、破線は受信信号レベルに応じて最大比合成を行
う従来の検波後ダイバーシチ合成回路を用いた場合であ
る。ここに示すように、平均符号誤り率が従来構成に比
べて大幅に低減していることがわかる。
した遅延分散、縦軸は平均符号誤り率を示す。また、実
線は本発明の検波後ダイバーシチ受信回路を用いた場合
であり、破線は受信信号レベルに応じて最大比合成を行
う従来の検波後ダイバーシチ合成回路を用いた場合であ
る。ここに示すように、平均符号誤り率が従来構成に比
べて大幅に低減していることがわかる。
【００１５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の検波後ダ
イバーシチ受信回路は、雑音や干渉信号の瞬時値に相当
する位相誤差信号を十分に平滑化し、さらにこれをＳ／
Ｎ比に換算して重み係数として用いるので、受信信号レ
ベルによらずに常に最適な検波後最大比合成ダイバーシ
チを実現することができる。特に、伝送速度に比較して
フェージング周波数が非常に低速な移動体通信回線で
は、同一チャネル干渉条件下でも高い回線品質を得るこ
とができる。
イバーシチ受信回路は、雑音や干渉信号の瞬時値に相当
する位相誤差信号を十分に平滑化し、さらにこれをＳ／
Ｎ比に換算して重み係数として用いるので、受信信号レ
ベルによらずに常に最適な検波後最大比合成ダイバーシ
チを実現することができる。特に、伝送速度に比較して
フェージング周波数が非常に低速な移動体通信回線で
は、同一チャネル干渉条件下でも高い回線品質を得るこ
とができる。
【図１】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路の基本構
成を示すブロック図。
成を示すブロック図。
【図２】位相尤度の積分値とＳ／Ｎ比との関係を示す
図。
図。
【図３】本発明の検波後ダイバーシチ受信回路の実施例
構成を示すブロック図。
構成を示すブロック図。
【図４】従来構成と本実施例構成のエラーフロア特性を
示す図。
示す図。
【図５】従来の検波後ダイバーシチ合成回路の構成例を
示すブロック図。
示すブロック図。
１ アンテナ ２ 受信回路 ３ 受信信号レベル検出回路 ４ 重み付け回路 ５ 加算器 １０ 回線品質推定手段 １１ 位相検出回路 １２ 位相誤差算出回路 １３ 絶対値演算回路 １４ 平均化回路 １５ 重み係数換算回路
Claims (2)
- 【請求項１】 フェージングに対して互いに独立な複数
系統のディジタル位相変調信号をそれぞれ復調して出力
する複数の受信回路と、 前記各受信回路から出力される復調信号に、それぞれ所
定の重み係数に応じた重み付けを行う複数の重み付け回
路と、 前記各重み付け回路の出力信号を合成して出力する合成
回路とを備えた検波後ダイバーシチ受信回路において、 前記各系統の受信回路および重み付け回路のそれぞれに
対応して、前記受信回路から出力される復調信号の識別
タイミングにおける位相誤差を求め、その絶対値を平均
化して受信信号電力対雑音電力比を推定し、前記重み付
け回路に与える重み係数に換算して出力する回線品質推
定手段を備えたことを特徴とする検波後ダイバーシチ受
信回路。 - 【請求項２】 フェージングに対して互いに独立な複数
系統のディジタル位相変調信号を受信し、それぞれ復調
信号を出力する複数の受信回路と、 前記各受信回路から出力される復調信号に、それぞれ所
定の重み係数に応じた重み付けを行う複数の重み付け回
路と、 前記各重み付け回路の出力信号を合成して出力する合成
回路とを備えた検波後ダイバーシチ受信回路において、 前記各系統の受信回路および重み付け回路のそれぞれに
対応して、 前記受信回路から出力される復調信号の識別タイミング
における位相を検出する位相検出回路と、 前記位相検出回路の出力位相と正規の復調位相の値を比
較し、正規の復調位相からの位相誤差を算出する位相誤
差算出回路と、 前記位相誤差算出回路の出力値の絶対値を算出する絶対
値演算回路と、 前記絶対値演算回路の出力値の積分値または平均値を算
出する平均化回路と、 前記平均化回路の出力値を受信信号電力対雑音電力比に
換算し、前記重み付け回路に与える重み係数を出力する
重み係数換算回路とを備えたことを特徴とする検波後ダ
イバーシチ受信回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7167567A JPH0918399A (ja) | 1995-07-03 | 1995-07-03 | 検波後ダイバーシチ受信回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7167567A JPH0918399A (ja) | 1995-07-03 | 1995-07-03 | 検波後ダイバーシチ受信回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0918399A true JPH0918399A (ja) | 1997-01-17 |
Family
ID=15852134
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7167567A Pending JPH0918399A (ja) | 1995-07-03 | 1995-07-03 | 検波後ダイバーシチ受信回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0918399A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003529951A (ja) * | 1998-11-30 | 2003-10-07 | アイティーティー・マニュファクチュアリング・エンタープライゼズ・インコーポレーテッド | ディジタル放送システム及び方法 |
| JP2006325077A (ja) * | 2005-05-20 | 2006-11-30 | Hitachi Kokusai Electric Inc | ダイバーシチ受信機のサンプリングクロック制御方法およびダイバーシチ受信機 |
| JPWO2014006961A1 (ja) * | 2012-07-06 | 2016-06-02 | 日本電気株式会社 | フェージングドップラ周波数推定装置およびフェージングドップラ周波数推定方法 |
-
1995
- 1995-07-03 JP JP7167567A patent/JPH0918399A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003529951A (ja) * | 1998-11-30 | 2003-10-07 | アイティーティー・マニュファクチュアリング・エンタープライゼズ・インコーポレーテッド | ディジタル放送システム及び方法 |
| JP2006325077A (ja) * | 2005-05-20 | 2006-11-30 | Hitachi Kokusai Electric Inc | ダイバーシチ受信機のサンプリングクロック制御方法およびダイバーシチ受信機 |
| JP4597767B2 (ja) * | 2005-05-20 | 2010-12-15 | 株式会社日立国際電気 | ダイバーシチ受信機のサンプリングクロック制御方法およびダイバーシチ受信機 |
| JPWO2014006961A1 (ja) * | 2012-07-06 | 2016-06-02 | 日本電気株式会社 | フェージングドップラ周波数推定装置およびフェージングドップラ周波数推定方法 |
| US10009867B2 (en) | 2012-07-06 | 2018-06-26 | Nec Corporation | Fading doppler frequency estimation device and fading doppler frequency estimation method |
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