JPH0750627A - 検波後合成型ダイバーシチ受信方式 - Google Patents
検波後合成型ダイバーシチ受信方式Info
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- JPH0750627A JPH0750627A JP3259928A JP25992891A JPH0750627A JP H0750627 A JPH0750627 A JP H0750627A JP 3259928 A JP3259928 A JP 3259928A JP 25992891 A JP25992891 A JP 25992891A JP H0750627 A JPH0750627 A JP H0750627A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ディジタル陸上移動通信などでＮ相差動ＰＳ
Ｋ変調信号を準同期検波する場合において，検波後合成
型ダイバーシチ法を実現すること。 【構成】 本発明では、合成型ダイバーシチを行う場合
に不可欠な各ブランチの信号の同相化の処理を，各ブラ
ンチにおいて独立に生じる位相不確定性によるずれの量
は連続する２シンボル間では変化しないと仮定し，受信
側で任意のひとつのブランチに対する他のブランチのず
れの量を検出して補正する方法として，各シンボルタイ
ミングごとに，各ブランチの信号を２π／Ｎずつ位相回
転させ，この中から連続する２シンボル間の信号点間距
離の自乗和が最小となるものを選ぶということを行い，
これにより簡単なハードウェア構成で伝送品質の向上を
図ることを特徴としている。
Ｋ変調信号を準同期検波する場合において，検波後合成
型ダイバーシチ法を実現すること。 【構成】 本発明では、合成型ダイバーシチを行う場合
に不可欠な各ブランチの信号の同相化の処理を，各ブラ
ンチにおいて独立に生じる位相不確定性によるずれの量
は連続する２シンボル間では変化しないと仮定し，受信
側で任意のひとつのブランチに対する他のブランチのず
れの量を検出して補正する方法として，各シンボルタイ
ミングごとに，各ブランチの信号を２π／Ｎずつ位相回
転させ，この中から連続する２シンボル間の信号点間距
離の自乗和が最小となるものを選ぶということを行い，
これにより簡単なハードウェア構成で伝送品質の向上を
図ることを特徴としている。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は，伝送路が激しく変動す
る陸上移動通信において差動符号化された信号を，準同
期検波を用いて検波後合成型ダイバーシチ受信する方式
に関するものである。
る陸上移動通信において差動符号化された信号を，準同
期検波を用いて検波後合成型ダイバーシチ受信する方式
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル無線回線，とくに陸上移動通
信回線においては，フェージングによる伝送品質の著し
い劣化を改善する方法としてダイバーシチ受信法があ
り，これには，選択・等利得・最大比の３つの合成法が
ある。検波前ダイバーシチ受信法にはこの３つの合成法
とも適用可能であるが，このうち等利得と最大比合成法
については，各ブランチから出力される信号の位相を同
相化する処理のハードウェアが非常に複雑になるため現
実的でない。
信回線においては，フェージングによる伝送品質の著し
い劣化を改善する方法としてダイバーシチ受信法があ
り，これには，選択・等利得・最大比の３つの合成法が
ある。検波前ダイバーシチ受信法にはこの３つの合成法
とも適用可能であるが，このうち等利得と最大比合成法
については，各ブランチから出力される信号の位相を同
相化する処理のハードウェアが非常に複雑になるため現
実的でない。
【０００３】また同期検波を行う場合，受信側で搬送波
を再生することが必要となるが，再生された搬送波に
は，送信側で用いた搬送波に対して，位相不確定性が生
じるため，通常は送信側で差動符号化し，受信側ではそ
の逆の差動復号を行うことになる。このように差動復号
を前提とした同期検波方式に適用可能な検波後ダイバー
シチ受信法としては，検波後選択合成などが用いられて
いる。
を再生することが必要となるが，再生された搬送波に
は，送信側で用いた搬送波に対して，位相不確定性が生
じるため，通常は送信側で差動符号化し，受信側ではそ
の逆の差動復号を行うことになる。このように差動復号
を前提とした同期検波方式に適用可能な検波後ダイバー
シチ受信法としては，検波後選択合成などが用いられて
いる。
【０００４】ところが，それより改善効果の大きな検波
後合成型についてはまだ実用化されていない。その理由
としては，各ブランチで受けるフェージング歪は独立で
あり，それを補償した信号にもそれぞれ独立に位相不確
定性が生じ，これらの信号の位相を同相化するには，こ
の位相不確定性も考慮しなければならず，従来はこの方
法について十分検討されていなかったためである。
後合成型についてはまだ実用化されていない。その理由
としては，各ブランチで受けるフェージング歪は独立で
あり，それを補償した信号にもそれぞれ独立に位相不確
定性が生じ，これらの信号の位相を同相化するには，こ
の位相不確定性も考慮しなければならず，従来はこの方
法について十分検討されていなかったためである。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】解決しようとする問題
点は，等利得合成や最大比合成などの合成型ダイバーシ
チを行う場合，各ブランチから得られるフェージング位
相歪を補償した信号を同相化することが必要となるが，
この信号には各ブランチごとに独立に位相不確定性が生
じているため，その不確定性による位相のずれを各ブラ
ンチで一致させなければならないという点である。
点は，等利得合成や最大比合成などの合成型ダイバーシ
チを行う場合，各ブランチから得られるフェージング位
相歪を補償した信号を同相化することが必要となるが，
この信号には各ブランチごとに独立に位相不確定性が生
じているため，その不確定性による位相のずれを各ブラ
ンチで一致させなければならないという点である。
【０００６】したがって，検波後合成型ダイバーシチを
実現するためには，フェージングによる位相歪の補償の
ほかに，補償した信号に生じる位相不確定性も考慮しな
ければならない。
実現するためには，フェージングによる位相歪の補償の
ほかに，補償した信号に生じる位相不確定性も考慮しな
ければならない。
【０００７】また，フェージング位相歪を補償した信号
に位相不確定性が生じるということは，いいかえれば，
この信号が各ブランチごとに，Ｎ相ＰＳＫ信号の場合に
は，２πｋ／Ｎ（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）のいずれか
の角度だけお互いにずれるということである。しかし，
さらに問題となるのは，このずれる角度が受信途中でも
フェージングによる急激な位相変動により変化してしま
うことである。
に位相不確定性が生じるということは，いいかえれば，
この信号が各ブランチごとに，Ｎ相ＰＳＫ信号の場合に
は，２πｋ／Ｎ（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）のいずれか
の角度だけお互いにずれるということである。しかし，
さらに問題となるのは，このずれる角度が受信途中でも
フェージングによる急激な位相変動により変化してしま
うことである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】前述したように，各ブラ
ンチのフェージング位相歪を補償した信号は，お互いに
ある角度だけずれていて，そのずれる角度が途中で変化
するが，本発明では，次のような方法でこれらの信号を
同相化する。
ンチのフェージング位相歪を補償した信号は，お互いに
ある角度だけずれていて，そのずれる角度が途中で変化
するが，本発明では，次のような方法でこれらの信号を
同相化する。
【０００９】連続する２シンボル間，すなわち１シンボ
ル長に相当する時間内では，そのずれる角度は変化しな
いと仮定し，受信側で任意にあるひとつのブランチ，例
えばブランチ１を選び，このブランチに対する他の各ブ
ランチのずれの量を，各シンボルタイミングごとに，位
相不確定性補償部で検出して補正する方法である。この
方法は，ハードウェア構成が簡単で，また受信途中で各
ブランチ間での位相のずれが変化してもそれに対応でき
ることを特徴としている。また，その検出および補正方
法を次に述べる。
ル長に相当する時間内では，そのずれる角度は変化しな
いと仮定し，受信側で任意にあるひとつのブランチ，例
えばブランチ１を選び，このブランチに対する他の各ブ
ランチのずれの量を，各シンボルタイミングごとに，位
相不確定性補償部で検出して補正する方法である。この
方法は，ハードウェア構成が簡単で，また受信途中で各
ブランチ間での位相のずれが変化してもそれに対応でき
ることを特徴としている。また，その検出および補正方
法を次に述べる。
【００１０】各ブランチでは独立にフェージング位相歪
を補償しているので，その信号の取り得る位相は，ほぼ
２πｋ／Ｎ＋π／Ｎ（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）のいず
れかになっている。ブランチ１と他のブランチの間でこ
のｋの値が一致している場合には同相であり，そのとき
にはその２つの信号点間の距離は小さく，異なっていれ
ば当然それより大きくなる。逆にいえば，各ブランチの
信号を，大きさは変えずに位相だけを２π／Ｎずつ回転
させたＮ個の信号を作り，この中で最も信号点間の距離
が小さいものを選べば，それがブランチ１に対して同相
化されたといえる。
を補償しているので，その信号の取り得る位相は，ほぼ
２πｋ／Ｎ＋π／Ｎ（ｋ＝０，１，…，Ｎ−１）のいず
れかになっている。ブランチ１と他のブランチの間でこ
のｋの値が一致している場合には同相であり，そのとき
にはその２つの信号点間の距離は小さく，異なっていれ
ば当然それより大きくなる。逆にいえば，各ブランチの
信号を，大きさは変えずに位相だけを２π／Ｎずつ回転
させたＮ個の信号を作り，この中で最も信号点間の距離
が小さいものを選べば，それがブランチ１に対して同相
化されたといえる。
【００１１】ただし，この方法では，位相の変化に情報
をのせるＮ相差動ＰＳＫ信号の場合，１シンボル長の間
にブランチ１に対してフェージングによる急激な位相変
動があった場合には，結果としてダイバーシチ合成後の
信号の位相変化が送信信号の位相変化に一致しなくなる
場合が生じる。
をのせるＮ相差動ＰＳＫ信号の場合，１シンボル長の間
にブランチ１に対してフェージングによる急激な位相変
動があった場合には，結果としてダイバーシチ合成後の
信号の位相変化が送信信号の位相変化に一致しなくなる
場合が生じる。
【００１２】これを避けるには，位相の不確定性による
ずれを，連続する２シンボル間から検出すればよい。す
なわち，各シンボルタイミングごとに，連続する２シン
ボル間で，各ブランチごとにフェージング位相歪を補償
した信号に対して，２π／Ｎずつの位相回転を与え，こ
の中でブランチ１のフェージング位相歪を補償した信号
との信号点間距離の自乗和が最小となるものを，ブラン
チ１に対して同相化されたとして，その信号を位相不確
定性補償部の出力信号とすればよい。
ずれを，連続する２シンボル間から検出すればよい。す
なわち，各シンボルタイミングごとに，連続する２シン
ボル間で，各ブランチごとにフェージング位相歪を補償
した信号に対して，２π／Ｎずつの位相回転を与え，こ
の中でブランチ１のフェージング位相歪を補償した信号
との信号点間距離の自乗和が最小となるものを，ブラン
チ１に対して同相化されたとして，その信号を位相不確
定性補償部の出力信号とすればよい。
【００１３】
【作用】以下，本発明による構成を各部の入出力信号の
関係を示しながら図面を参照して詳細に説明する。
関係を示しながら図面を参照して詳細に説明する。
【００１４】図１にＭブランチの検波後合成型ダイバー
シチ受信方式のブロック図を示す。どのブランチにおい
てもフェージング位相歪を補償するところまでは同様の
処理である。
シチ受信方式のブロック図を示す。どのブランチにおい
てもフェージング位相歪を補償するところまでは同様の
処理である。
【００１５】まず，アンテナ部（１）で受信された受信
波は，帯域通過フィルタ部（２）によって帯域外の雑音
が除去された後，ＡＧＣ部（３）によって適正な平均受
信レベルに設定される。その後，ＡＦＣ部（４）で準同
期検波（搬送波を再生せず，受信機の局部発振器（５）
を用いて検波する方式）時の搬送周波数と局部発振周波
数との差を補償する。準同期検波部（６）でＡＦＣ部
（４）からの出力信号を直交検波して受信信号をべース
バンド信号に変換する。この信号をＩ成分とＱ成分から
なる複素信号ｕｎとすると，次式のように表せる。
波は，帯域通過フィルタ部（２）によって帯域外の雑音
が除去された後，ＡＧＣ部（３）によって適正な平均受
信レベルに設定される。その後，ＡＦＣ部（４）で準同
期検波（搬送波を再生せず，受信機の局部発振器（５）
を用いて検波する方式）時の搬送周波数と局部発振周波
数との差を補償する。準同期検波部（６）でＡＦＣ部
（４）からの出力信号を直交検波して受信信号をべース
バンド信号に変換する。この信号をＩ成分とＱ成分から
なる複素信号ｕｎとすると，次式のように表せる。
【００１６】
【数１】
【００１７】次にこのｕｎをフェージング位相歪補償部
（７）に入力して位相歪を補償する。この信号には送信
べースバンド信号とともに伝搬路で受けたフェージング
歪が含まれていて，それらをそれぞれ複素信号ｚｎ，ｃ
ｎとすると，次式のように表せる。
（７）に入力して位相歪を補償する。この信号には送信
べースバンド信号とともに伝搬路で受けたフェージング
歪が含まれていて，それらをそれぞれ複素信号ｚｎ，ｃ
ｎとすると，次式のように表せる。
【００１８】
【数２】
【００１９】フェージング歪を補償するには，ｃｎ −１
を推定し，これをｈｎとしてｕｎに乗積すればよい。し
たがって，フェージング歪補償後の信号ｖｎは次式から
求められる。
を推定し，これをｈｎとしてｕｎに乗積すればよい。し
たがって，フェージング歪補償後の信号ｖｎは次式から
求められる。
【００２０】
【数３】
【００２１】ここでは，最小自乗法を用いて，次のよう
にしてｈｎを推定した。
にしてｈｎを推定した。
【００２２】 Ｅ［・］は［・］のアンサンブル平均を表す。
【００２３】これを満たすｈｎは，次に示すＷｉｅｎｅ
ｒ−Ｈｏｐｆの方程式で与えられる。
ｒ−Ｈｏｐｆの方程式で与えられる。
【００２４】
【数４】 ただし，ｕｎ ＊はｕｎの複素共役を表す。
【００２５】上式のｈｎは，振幅と位相の両方を補償す
る場合の解であり，今回のように位相にのみ情報をのせ
たＮ相ＰＳＫ信号に対して合成型ダイバーシチを行う場
合には，位相のみを補償すればよく，そのときの補償量
をθｎとすると，
る場合の解であり，今回のように位相にのみ情報をのせ
たＮ相ＰＳＫ信号に対して合成型ダイバーシチを行う場
合には，位相のみを補償すればよく，そのときの補償量
をθｎとすると，
【００２６】
【数５】 となる。
【００２７】平均する区間を過去Ｄ１個，未来Ｄ２個の
合計Ｄ１＋Ｄ２＋１個とした場合において，θｎおよび
それを用いてフェージング位相歪を補償した信号ｙ
ｎは，図２のような構成で求められる。
合計Ｄ１＋Ｄ２＋１個とした場合において，θｎおよび
それを用いてフェージング位相歪を補償した信号ｙ
ｎは，図２のような構成で求められる。
【００２８】まず，
【数５】における分子は，
【００２９】
【数６】
【００３０】
【数７】 を計算して処理部４へ出力する。
【００３１】 る。すなわち，図４に示すような構成によって図２の処
理部１において，
理部１において，
【００３２】
【数８】
【００３３】
【数９】 を計算して処理部４へ出力する。
【００３４】処理部３では，図５に示すような構成によ
って，ｕｎ−１（−Ｄ２≦ｉ≦Ｄ１）から，
って，ｕｎ−１（−Ｄ２≦ｉ≦Ｄ１）から，
【００３５】
【数１０】 を計算して処理部４へ出力する。
【００３６】処理部４では，図６に示すような構成によ
って，処理部１の出力Ａと処理部２の出力Ｂとを加算
し，それを処理部３からの出力Ｃで除算して，θｎを出
力する。最後にフェージング位相歪を補償した信号とし
て，
って，処理部１の出力Ａと処理部２の出力Ｂとを加算
し，それを処理部３からの出力Ｃで除算して，θｎを出
力する。最後にフェージング位相歪を補償した信号とし
て，
【００３７】
【数１１】 が得られる。
【００３８】ここまでの処理において，ブランチ１でフ
ェージング位相歪を補償した信号時系列を｛ｙｎ｝と
し，それ以外のブランチ２，３，…においてフェージン
グ位相歪を補償した信号時系列をそれぞれ
｛ｙ（２） ｎ｝，｛ｙ（３） ｎ｝，…とする。また，包
絡線レベルは，ブランチ１，２，３ …の順にそれぞれ
｜ｕｎ｜，｜ｕ（２） ｎ｜，｜ｕ（３） ｎ｜，…とす
る。
ェージング位相歪を補償した信号時系列を｛ｙｎ｝と
し，それ以外のブランチ２，３，…においてフェージン
グ位相歪を補償した信号時系列をそれぞれ
｛ｙ（２） ｎ｝，｛ｙ（３） ｎ｝，…とする。また，包
絡線レベルは，ブランチ１，２，３ …の順にそれぞれ
｜ｕｎ｜，｜ｕ（２） ｎ｜，｜ｕ（３） ｎ｜，…とす
る。
【００３９】ブランチ２からブランチＭまでのどのブラ
ンチにおける位相不確定性補償部でも次のような同様の
処理を行うが，ここではブランチ２について説明する。
また，その構成を図７に示し，ブランチｉにおける出力
信号時系列は｛ｒ（１） ｎ｝とする。
ンチにおける位相不確定性補償部でも次のような同様の
処理を行うが，ここではブランチ２について説明する。
また，その構成を図７に示し，ブランチｉにおける出力
信号時系列は｛ｒ（１） ｎ｝とする。
【００４０】まず，位相不確定性補償部（８）の入力信
号である｛ｙ（２） ｎ｝について，２π／Ｎずつの位相
回転を与えてＮ個の信号時系列｛ｅｘｐ（ｊ・２πｋ／
Ｎ）・ｙ（２） ｎ｝（ｋ＝０，１，２，…，Ｎ−１）を
作る。これと｛ｙｎ｝とを用いて次式に示すような距離
の自乗和ｄ１〜ｄＮまでを求める。
号である｛ｙ（２） ｎ｝について，２π／Ｎずつの位相
回転を与えてＮ個の信号時系列｛ｅｘｐ（ｊ・２πｋ／
Ｎ）・ｙ（２） ｎ｝（ｋ＝０，１，２，…，Ｎ−１）を
作る。これと｛ｙｎ｝とを用いて次式に示すような距離
の自乗和ｄ１〜ｄＮまでを求める。
【００４１】
【数１２】
【００４２】
【数１３】 …
【００４３】
【数１４】
【００４４】ｄ１〜ｄＮまでの最小値を求め，これがｄ
Ｌであったとすると，位相不確定性補償部（８）では，
ｙ（２） ｎの位相を２π（Ｌ−１）／Ｎだけ回転させ
て，ｅｘｐ｛ｊ・２π（Ｌ−１）／Ｎ｝・ｙ（２） ｎを
ｎ番目のシンボルとして出力する。
Ｌであったとすると，位相不確定性補償部（８）では，
ｙ（２） ｎの位相を２π（Ｌ−１）／Ｎだけ回転させ
て，ｅｘｐ｛ｊ・２π（Ｌ−１）／Ｎ｝・ｙ（２） ｎを
ｎ番目のシンボルとして出力する。
【００４５】一方，包絡線レベル検出部（９）では，準
同期検波部（６）からの出力信号を用いて包絡線レベル
を検出し，合成部（１０）に重み付け信号として出力す
る。
同期検波部（６）からの出力信号を用いて包絡線レベル
を検出し，合成部（１０）に重み付け信号として出力す
る。
【００４６】合成部（１０）では，図８に示すような構
成によって，包絡線レベル検出部（９）からの信号を用
いて，フェージング位相歪補償部（７）からの信号を重
み付けして加算する。最後に，その信号をデータ判定部
（１１）で差動復号してデータを得る。
成によって，包絡線レベル検出部（９）からの信号を用
いて，フェージング位相歪補償部（７）からの信号を重
み付けして加算する。最後に，その信号をデータ判定部
（１１）で差動復号してデータを得る。
【００４７】
【実施例】具体例として，２ブランチの場合の検波後最
大比合成型空間ダイバーシチ法について示す。ただしこ
こでは，ブランチ１，２でフェージング位相歪を補償し
た信号時系列を説明の都合上それぞれ｛ａｎ｝，
｛ｂｎ｝と表す。また，変調方式は，Ｎ＝４に相当する
ＱＰＳＫ変調とし，送信側で差動符号化されているとす
る。さらに，フェージング位相歪補償部で行う平均化区
間はＤ１＝１，Ｄ２＝１とした。
大比合成型空間ダイバーシチ法について示す。ただしこ
こでは，ブランチ１，２でフェージング位相歪を補償し
た信号時系列を説明の都合上それぞれ｛ａｎ｝，
｛ｂｎ｝と表す。また，変調方式は，Ｎ＝４に相当する
ＱＰＳＫ変調とし，送信側で差動符号化されているとす
る。さらに，フェージング位相歪補償部で行う平均化区
間はＤ１＝１，Ｄ２＝１とした。
【００４８】フェージング位相歪補償部（７）からの出
力信号の位相面における信号点配置の一例として，｛ａ
ｎ｝より｛ｂｎ｝の方が約９０゜位相が進んでいる場合
を図９に示す。この図には｛ｂｎ｝をπ／２ずつ位相回
転した信号も合わせて示してある。
力信号の位相面における信号点配置の一例として，｛ａ
ｎ｝より｛ｂｎ｝の方が約９０゜位相が進んでいる場合
を図９に示す。この図には｛ｂｎ｝をπ／２ずつ位相回
転した信号も合わせて示してある。
【００４９】位相不確定性補償部（８）では，まず次式
によってｎ−１番目とｎ番目の２シンボルにわたる信号
点間距離の自乗和を計算する。そしてｄ１〜ｄ４のうち
で最小となるものが｛ａｎ｝に対して同相であるとす
る。
によってｎ−１番目とｎ番目の２シンボルにわたる信号
点間距離の自乗和を計算する。そしてｄ１〜ｄ４のうち
で最小となるものが｛ａｎ｝に対して同相であるとす
る。
【００５０】
【数１５】
【００５１】
【数１６】
【００５２】
【図１７】
【００５３】
【図１８】
【００５４】図９の場合にはｄ４が最小となり，
｛ａｎ｝より｛ｂｎ｝の方が確かに約９０゜位相が進ん
でいることがわかる。
｛ａｎ｝より｛ｂｎ｝の方が確かに約９０゜位相が進ん
でいることがわかる。
【００５５】その後は，ａｎ−１，ａｎとそれに同相化
されたブランチ２の信号（この場合は−ｊ・ｂｎ−１，
−ｊ・ｂｎ）とをそれぞれ合成部（１０）で包絡線レベ
ルを用いて重み付けしてから加算することで最大比合成
ができ，その出力をデータ判定部（１１）で差動復号し
てデータが得られる。
されたブランチ２の信号（この場合は−ｊ・ｂｎ−１，
−ｊ・ｂｎ）とをそれぞれ合成部（１０）で包絡線レベ
ルを用いて重み付けしてから加算することで最大比合成
ができ，その出力をデータ判定部（１１）で差動復号し
てデータが得られる。
【００５６】本方式をビットレート３２ｋｂｐｓ，最大
ドップラ周波数を８０Ｈｚとしたときの結果を図１０に
示す。この図で横軸は情報１ビットあたりの信号対雑音
電力比Ｅｂ／Ｎｏで，縦軸は平均ビット誤り率である。
この図より誤り率１０−２のところでダイバーシチなし
の場合に比べて約７．１ｄＢ，１０−３のところで約１
２．７ｄＢの利得が得られていることがわかり，この値
は理論値に比べてそれほど劣化がない。
ドップラ周波数を８０Ｈｚとしたときの結果を図１０に
示す。この図で横軸は情報１ビットあたりの信号対雑音
電力比Ｅｂ／Ｎｏで，縦軸は平均ビット誤り率である。
この図より誤り率１０−２のところでダイバーシチなし
の場合に比べて約７．１ｄＢ，１０−３のところで約１
２．７ｄＢの利得が得られていることがわかり，この値
は理論値に比べてそれほど劣化がない。
【００５７】以上のことから，本発明の有効性が確認で
きる。
きる。
【００５８】
【発明の効果】以上詳述したように，この発明によれ
ば，ディジタル陸上移動通信などで差動同期検波を行う
場合に，従来は実現されていなかった検波後合成型ダイ
バーシチ受信を行うことが可能となり，検波後選択型よ
りもさらに大きな伝送品質の向上を図ることができる。
ば，ディジタル陸上移動通信などで差動同期検波を行う
場合に，従来は実現されていなかった検波後合成型ダイ
バーシチ受信を行うことが可能となり，検波後選択型よ
りもさらに大きな伝送品質の向上を図ることができる。
【図１】Ｍブランチのダイバーシチ受信機のブロック
図。
図。
【図２】図１のフェージング位相歪補償部のブロック
図。
図。
【図３】図２の処理部２のブロック図。
【図４】図２の処理部１のブロック図。
【図５】図２の処理部３のブロック図。
【図６】図２の処理部４のブロック図。
【図７】図１の位相不確定性補償部のブロック図。
【図８】図１の合成部のブロック図。
【図９】位相不確定性の検出方法を説明するために示し
た図。
た図。
【図１０】ビット誤り率特性の一例を示す図。
１ アンテナ部 ２ 帯域通過フィルタ部 ３ ＡＧＣ部 ４ 局部発振器 ５ ＡＦＣ部 ６ 準同期検波部 ７ フェージング位相歪補償部 ８ 位相不確定性補償部 ９ 包絡線レベル検出部 １０ 合成部 １１ データ判定部 １２ 遅延部 １３ 判定部 １４ 乗算部 １５ 処理部１ １６ 処理部２ １７ 処理部３ １８ 処理部４ １９ 加算部 ２０ 複素共役変換部 ２１ 絶対値演算部 ２２ 除算部 ２３ ２π／Ｎ移相部 ２４ 減算部 ２５ 最小値判定部 ２６ 移相部
Claims (1)
- 【請求項１】フェージング歪を有するＮ相差動ＰＳＫ変
調信号を準同期検波を用いてダイバーシチ受信する場合
において，準同期検波によって得られた受信べースバン
ド信号からそれに含まれるフェージング位相歪を推定
し，補償することを行う第１の手段と，フェージング位
相歪補償後の信号に含まれる各ブランチごとに独立な位
相不確定性を，それによる各ブランチ間のずれの量は連
続する２シンボル間では変化しないと仮定し，受信側で
任意のひとつのブランチに対する他のブランチの信号を
２π／Ｎずつ位相回転させ，この中から連続する２シン
ボル間の信号点間距離の自乗和が最小となるものを選ぶ
という方法によって検出して補正する第２の手段と，各
ブランチの包絡線レベルを用いて重み付け合成を行う第
３の手段を備えることにより，簡単なハードウェア構成
で伝送品質の向上を図ることを特徴とする検波後合成型
ダイバーシチ受信方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3259928A JPH07118671B2 (ja) | 1991-07-04 | 1991-07-04 | 検波後合成型ダイバーシチ受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3259928A JPH07118671B2 (ja) | 1991-07-04 | 1991-07-04 | 検波後合成型ダイバーシチ受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0750627A true JPH0750627A (ja) | 1995-02-21 |
| JPH07118671B2 JPH07118671B2 (ja) | 1995-12-18 |
Family
ID=17340880
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3259928A Expired - Lifetime JPH07118671B2 (ja) | 1991-07-04 | 1991-07-04 | 検波後合成型ダイバーシチ受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH07118671B2 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5881057A (en) * | 1995-09-13 | 1999-03-09 | Nec Corporation | Synchronous detector with reduced error computation for maximal-ratio combining |
| US5889826A (en) * | 1996-07-11 | 1999-03-30 | Nec Corporation | Apparatus and method for diversity combining |
| SG80579A1 (en) * | 1996-08-27 | 2001-05-22 | Nec Corp | Method of combining reception signal of diversity type radio device and diversity type radio device |
| WO2006011423A1 (ja) * | 2004-07-28 | 2006-02-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 受信装置 |
| US7308245B2 (en) | 2003-08-28 | 2007-12-11 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Mobile station |
-
1991
- 1991-07-04 JP JP3259928A patent/JPH07118671B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5881057A (en) * | 1995-09-13 | 1999-03-09 | Nec Corporation | Synchronous detector with reduced error computation for maximal-ratio combining |
| US5889826A (en) * | 1996-07-11 | 1999-03-30 | Nec Corporation | Apparatus and method for diversity combining |
| SG80579A1 (en) * | 1996-08-27 | 2001-05-22 | Nec Corp | Method of combining reception signal of diversity type radio device and diversity type radio device |
| US7308245B2 (en) | 2003-08-28 | 2007-12-11 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Mobile station |
| WO2006011423A1 (ja) * | 2004-07-28 | 2006-02-02 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 受信装置 |
| US7587006B2 (en) | 2004-07-28 | 2009-09-08 | Panasonic Corporation | Receiving apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07118671B2 (ja) | 1995-12-18 |
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