JPH06303263A - ディジタル信号伝送方法およびディジタル信号伝送装置ならびにディジタル信号伝送波形 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 移動無線などマルチパスフェージング伝送路
で、伝送系に非線形歪を有する回路を通過させても、良
好なビット誤り率特性を維持し、送信スペクトルが拡大
しないディジタルデータ伝送方法を提供することを目的
とする。 【構成】 伝送信号のタイムスロットをその中央区間と
中央区間の間を繋ぐ接続区間とに分けて構成し、中央区
間における伝送信号の位相波形は位相不連続点を有さず
かつ１次微係数が一定でない変化位相波形であり、か
つ、接続区間における伝送信号の位相波形は両端の中央
区間との接続点を含めて位相不連続点を有さない直線あ
るいは折れ線あるいは曲線で接続する伝送信号を用い
る。 【効果】 伝送信号は位相不連続点を持たない定包絡線
信号となって、非線形歪を有する回路を通過させても、
ビット誤り率特性が劣化せず、また、送信スペクトルが
広がらないという効果がある。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、市街地、構内／屋内に
おける高速無線データ伝送等のマルチパス伝送路におい
て、ディジタルデータを高品質に伝送する、ディジタル
信号伝送方法に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】近年、ディジタルMCA、無線LAN等、高速
無線データ伝送のニーズが急速に高まりつつある。市街
地あるいは構内／屋内におけるディジタル無線伝送にお
いては、ビル等の建造物あるいは壁等の構造物での反射
／回折によって生じるマルチパスフェージングによる伝
送品質の劣化が大きな問題となる。特に、マルチパスを
構成するそれぞれの波の伝搬遅延時間差が、伝送シンボ
ルのタイムスロット長に比して無視できないくらいに大
きくなると、検波出力の波形歪が著しくなり、ビット誤
り率特性が著しく劣化する。

【０００３】このような伝送品質劣化の改善方法の一つ
として、基礎となる変調方式に冗長な振幅／位相を導入
することにより、マルチパスフェージング下のビット誤
り率特性を改善する手法が知られている。以下、図面を
参照しながら、上述した従来のディジタル信号伝送方法
の一例について説明する。

【０００４】図１３は、従来例における伝送信号の位相
変化を示す、位相変化波形図である。この従来例におい
ては、隣合うタイムスロット間の位相差θに伝送情報が
あり、各タイムスロット内に凸状の関数φ(t)で表わさ
れる冗長位相変化が重畳される（「耐マルチパス変調方
式ＳＰＳＫの一般化の検討 − ＰＳＫ−ＶＰの提案
−」、高井他、信学技報、ＩＮ８８−７３、１９８８年
９月）。言い替えると、この例は、差動PSKを基礎変調
方式として（参考として、通常の差動PSKの場合の位相
変化を図１２に示す）、凸状の位相冗長φ(t)を加えた
ものに相当する。なお、検波は、１タイムスロット相当
（１シンボル長）の遅延時間を有する遅延線を用いた遅
延検波で行なわれる。

【０００５】以下に、図１４および図１５を用いて、伝
搬遅延時間差τを有する２波（以降、時間的に先行して
受信機に到来する波を「直接波」、時間的に遅れて受信
機に到来する波を「遅延波」と呼ぶことにする）が干渉
する２波マルチパスの場合について、通常の差動PSKの
場合と比較して、マルチパスフェージング下におけるビ
ット誤り率が改善される過程を説明する。

【０００６】図１４は、２波マルチパス下の通常の差動
PSKの検波出力のようすを模式的に示したものである。
直接波の位相変化(a)と遅延波の位相変化(b)に応じて、
検波出力の一例を(c)に、検波後フィルタ通過前の波形
を実線で、検波後フィルタ通過後の波形を点線で示して
いる。受信側においては、この検波後フィルタ通過後の
波形（(c)点線）をタイムスロット長ごと（シンボル間
隔）の所定のタイミングでサンプル後、その極性により
判定し、２値データを復号する（復号過程詳細について
は、図８〜１０を参照）。直接波と遅延波のそれぞれの
対応するタイムスロットの重なった時間領域（以降、有
効領域と呼ぶ）では、検波後フィルタ通過前の検波出力
（(c)実太線）の極性は常に正しい。

【０００７】しかしながら、図１４に示すように、直接
波と遅延波の搬送波位相が受信点においてほぼ逆相で干
渉する場合、有効領域における受信機入力の大きさは見
かけ上著しく小さくなり、これに対応して、検波後フィ
ルタ通過前の検波出力（(c)実太線）の振幅は著しく減
少する。従って、通常の差動PSKの場合、さらに検波後
フィルタを通過すると（(c)点線）、この振幅の小さい
有効領域出力に、有効領域に隣接する比較的振幅の大き
な無効出力が混入するため、判定誤りを招き、ビット誤
り率特性の著しい劣化が生じる。

【０００８】一方、図１５は、同様に、２波マルチパス
下の通常の差動PSKの検波出力のようすを模式的に示し
たものである。通常の差動PSKの場合（図１４）と異な
って、この場合の有効領域における検波後フィルタ通過
前の検波出力（(c)の実太線）は、導入された位相冗長
のために、一定ではない。図１５(d)のベクトル図に示
すように、有効領域の一部で直接波と遅延波が相殺し検
波出力が消滅することがあっても、他の部分では相殺せ
ず、有効な検波出力が残る。従って、この従来例の場
合、さらに検波後フィルタを通過すると（(c)点線）、
この残存する有効な検波出力によって、有効領域におけ
る検波出力が保たれるために、ビット誤り率特性の劣化
を生じない。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
従来技術におけるディジタル信号伝送方法によれば、各
タイムスロット（シンボル）間で位相の不連続点を有す
るので、送信スペクトルの狭小化のために帯域通過フィ
ルタで帯域制限を行なうと、信号包絡線が変動（結果的
には位相が変化）してしまい、ビット誤り率の劣化を生
じるという問題があった。これは、送信最終段におい
て、帯域制限による振幅変動を有する伝送信号が非線形
歪みを有する増幅器を通過させることにより、増幅器の
振幅位相変換特性等により、結果的に位相波形が歪むか
らである。

【００１０】また、予め帯域通過フィルタで帯域制限を
行っても、非線形増幅器を通過させることにより、スペ
クトルが拡大する等の不都合が生じる。これを避けるた
め線形増幅器を用いることが考えられるが、線形増幅器
は高精度のものが必要であり電力効率が悪くまた高価で
あるという問題がある。本発明は上記課題に鑑み、移動
無線などマルチパスフェージング伝送路において、伝送
系に非線形歪みを有する回路を通過させても、良好なビ
ット誤り率を維持し、送信スペクトルが拡大しないディ
ジタルデータ信号伝送方法を提供することを目的とす
る。

【００１１】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め本発明のディジタル信号伝送方法は、二値以上のデー
タ列によって搬送波を位相変調した伝送信号にして伝送
するディジタル伝送方法であって、前記伝送信号は、デ
ィジタルデータ列に対応する各々のタイムスロットの中
央部分の中央区間と、各々の中央区間の間を繋ぐ接続区
間とにより、交互に構成されており、前記中央区間にお
ける位相波形は、位相が連続しており、かつ１次微係数
が一定でない変化位相波形であり、所定のタイムスロッ
ト数だけ離れた位相波形と形状が同一で、かつ、データ
列に応じた位相シフト量が両者の前記変化位相波形間に
位相差として与えられ、前記接続区間における位相波形
は、両端の中央区間との接続点を含めて位相が連続して
いることを特徴とする。

【００１２】前記中央区間における伝送信号の位相波形
は、凸状関数あるいは凹状関数で表わされる変化位相波
形であってもよい。前記凸状関数あるいは凹状関数は、
２次関数であってもよい。前記接続区間における伝送信
号の位相波形は、直線または折れ線で表わされる波形で
あってもよい。

【００１３】前記接続区間における伝送信号の位相波形
は、両端の中央区間との接続点を含めて、１次微係数が
連続している曲線であってもよい。前記所定のタイムス
ロット数は１あるいは２以上であり、かつ、請求項１に
おける中央区間における伝送信号の位相波形は唯一の形
状の変化位相波形であってもよい。

【００１４】前記所定のタイムスロット数は、２以上で
あり、かつ、請求項１における中央区間における伝送信
号の位相波形は複数の形状の変化位相波形を有していて
もよい。前記接続区間における伝送信号の位相波形は、
両端の中央区間との接続点において、両者の位相差が１
８０度以外の位相差をもつようにしてもよい。

【００１５】また、本発明のディジタル信号伝送方法
は、複数の空中線から、請求項１ないし８記載の何れか
の伝送信号を空間に同時に送出することを特徴とする。
また、ディジタル信号伝送装置は、二値以上のデータ列
によって搬送波を位相変調した信号を伝送するディジタ
ル信号伝送装置であって、元のデータ列を、所定のタイ
ムスロット数だけ離れた２つのデータ間の差分に情報を
常に持たせた送信データ列に変換する差動符号化手段
と、送信データ列の各送信データに対応する各々のタイ
ムスロットの中央部分の中央区間と、中央区間の間をつ
なぐ接続区間とにおいて、中央区間の位相波形を対応す
るデータに応じて発生し、接続区間の位相波形を両隣の
中央区間との接続点を含めて位相が連続しているように
発生する波形生成手段と、波形生成手段により発生され
た波形を持つ信号に従って搬送波を変調する変調手段と
を備えている。

【００１６】前記波形生成手段は、波形記憶手段と、読
出制御手段と、Ｄ／Ａ変換手段とからなり、読出制御手
段は、波形記憶手段に対して、現在の送信データの他に
その前後の送信データを読出アドレスとして与え、順次
読み出す制御を行い、波形記憶手段は、現在の送信デー
タに応じて中央区間のディジタル化された位相波形を、
その前後の送信データに応じて接続区間のディジタル化
された位相波形を記憶し、読出制御手段から与えられる
読出アドレスに従って、中央区間及び接続区間の波形を
出力し、Ｄ／Ａ変換手段は、波形記憶手段から読み出さ
れたディジタル化された位相波形をアナログ値に変換す
る構成であってもよい。

【００１７】前記波形記憶手段は、前記中央区間におけ
る伝送信号の位相波形として、凸状関数あるいは凹状関
数で表わされる位相波形を記憶する構成であってもよ
い。前記波形記憶手段は、前記凸状関数あるいは凹状関
数として、２次関数で表される位相波形を記憶する構成
であってもよい。

【００１８】前記波形記憶手段は、前記接続区間におけ
る伝送信号の位相波形として、直線または折れ線で表わ
される位相波形を記憶する構成であってもよい。前記波
形記憶手段は、前記接続区間における伝送信号の位相波
形として、両端の中央区間との接続点を含めて、１次微
係数が連続している曲線で表される位相波形を記憶する
構成であってもよい。

【００１９】前記波形記憶手段は、中央区間における伝
送信号の位相波形として唯一の形状の変化位相波形を記
憶する構成であってもよい。前記作動符号化手段におけ
る前記所定のタイムスロット数は、２以上であり、前記
波形記憶手段は、中央区間における伝送信号の位相波形
として複数の形状の変化位相波形を記憶する構成であっ
てもよい。

【００２０】前記波形記憶手段は、前記接続区間におけ
る伝送信号の位相波形として、両端の中央区間との接続
点において、両者の位相差が１８０度でない位相波形を
記憶する構成であってもよい。また、複数の請求項１１
ないし１９記載の何れかのディジタル信号伝送装置から
なり、それぞれの装置は空中線を備え、互いに、距離を
おいて、中央区間の時間より小さい遅延時間を持って同
じ伝送信号を送出する構成であってもよい。

【００２１】また、本発明のディジタル信号伝送波形
は、二値以上のデータ列によって搬送波を位相変調した
伝送信号を伝送するディジタル伝送方法に用いるディジ
タル信号伝送波形であって、前記伝送信号は、ディジタ
ルデータ列に対応する各々のタイムスロットの中央部分
の中央区間と、各々の中央区間の間を繋ぐ接続区間とに
より、交互に構成されており、前記中央区間における位
相波形は、位相が連続しており、かつ１次微係数が一定
でない変化位相波形であり、所定のタイムスロット数だ
け離れた位相波形と形状が同一で、かつ、データ列に応
じた位相シフト量が両者の前記変化位相波形間に位相差
として与えられ、前記接続区間における位相波形は、両
端の中央区間との接続点を含めて位相が連続しているこ
とを特徴とする。

【００２２】

【作用】上記の手段により、本発明のディジタル信号伝
送方法は、伝送信号の各々のタイムスロットを、それぞ
れの中央部分の中央区間と、それらの中央区間の間を繋
ぐ接続区間とに分けて構成する。中央区間における伝送
信号の位相波形は、位相が連続しており、かつ１次微係
数が一定でない変化位相波形である。かつ、接続区間に
おける伝送信号の位相波形は、両端の中央区間との接続
点を含めて位相不連続点を有さない直線あるいは折れ線
あるいは曲線で中央区間を接続する。

【００２３】また、本発明のディジタル信号伝送装置
は、差動符号化手段により作動符号化された送信データ
列に対して、波形生成手段は、各送信データに対応する
各々のタイムスロットの中央部分の中央区間と、中央区
間の間をつなぐ接続区間とにおいて、中央区間の位相波
形を対応するデータに応じて発生し、接続区間の位相波
形を両隣の中央区間との接続点を含めて位相が連続する
ように発生する。この波形生成手段により発生された波
形を持つ信号に従って変調手段は搬送波を変調する。

【００２４】

【実施例】以下、本発明の実施例におけるディジタル信
号伝送方法、ディジタル信号伝送装置、およびディジタ
ル信号伝送装置の設置例について、図面を参照しながら
説明する。 （第１実施例）図１は、本発明の第１の実施例における
ディジタル信号伝送方法による伝送信号の位相変化を示
す位相変化波形図である。

【００２５】同図において横軸は時間軸、縦軸は位相を
示す。伝送信号の位相変化波形は、各タイムスロットの
中央部分である中央区間と、隣り合うタイムスロットの
中央区間を繋ぐ部分である接続区間とから構成される。
この波形は、中央区間、接続区間、および、それらの接
続点のいずれ箇所においても、位相不連続点を持たない
ことを特徴とする。（参考までに、前述の従来のディジ
タル信号伝送方法における伝送信号の位相変化を点線で
示す。点線で示すようにタイムスロット間の繋ぎめで位
相が不連続になっている。）中央区間における伝送信号
の位相φ*(t)は、冗長位相変化であり、１次微係数が一
定でないことが必要であり、例えば２次関数など、図１
に示すような、凸状あるいは凹状の関数であることが望
ましい。これにより、不必要に送信スペクトルを拡散せ
ず、かつ、より大きな伝搬遅延時間差を有するマルチパ
ス波が到来する伝搬路でのビット誤り率特性を良好に保
つことができる。

【００２６】図１の例では、１タイムスロット（シンボ
ル）分だけ離れた変化位相波形、すなわち、隣合う第n-
１タイムスロットと第nタイムスロットの両者の中央区
間の変化位相波形の形状は同じであり（従って、この場
合はすべての中央区間における変化位相波形の形状は同
一である）、それらの位相シフト量θに送信する２値あ
るいは多値のディジタルデータ情報がある。例えば、θ
として、±π／２の対称シンボル配置の２相系を用いれ
ば、タイムスロットあたり１ビット、θとして、±π／
４、±３π／４の対称シンボル配置（π／４シフト配
置）の４相系を用いれば、タイムスロットあたり２ビッ
トの情報を送ることができる。

【００２７】一方、接続区間における伝送信号の位相波
形は、図１の例では、隣合う中央区間の端点間を結ぶ直
線（１次関数）である。接続区間における伝送信号の位
相波形は、中央区間の端点において、また、接続区間内
において、位相不連続点を持たなければ、任意の関数で
表わされる曲線あるいは折れ線でもよい。例えば、接続
区間における伝送信号の位相波形に、両端の中央区間と
の接続点を含めて、１次微係数に不連続点を持たない、
例えば３次関数のような、滑らかな曲線を用いることも
可能である。これにより、非線形増幅器を用いても、送
信スペクトルが不必要に拡散することを防ぐことができ
る。

【００２８】なお、特に、接続区間の位相波形が直線の
場合、位相回転方向は、位相回転量が小さい方向である
ことが、不必要に送信スペクトルを拡散させないために
望ましく、この観点と回転方向の不確定性の理由で、送
信ディジタルデータから位相差θのマッピングにおい
て、１８０°の位相差θが無い、対称シンボル配置の方
が、非対称シンボル配置より望ましい。

【００２９】以上に述べたように、本発明のディジタル
信号伝送方法においては、伝送信号を中央区間と接続区
間の２つに分けて構成することにより、伝送信号から位
相不連続点を無くすことができ、基本的には（故意に振
幅変動を加えることも可能ではあるが）、定包絡線を保
って変調された伝送信号を得ることができる。従って、
本発明のディジタル信号伝送方法における伝送信号は、
非線形歪を有する回路を通過させても、ビット誤り率特
性が劣化せず、また、送信スペクトルが広がる等の不都
合を生じない。なお、マルチパスフェージング下におけ
る、ビット誤り率特性の改善効果は、中央区間における
伝送信号に付加された、１次微係数が一定でない位相変
化によって従来と同様に得られるが、この改善機構につ
いては、後ほど第２の実施例において図３を用いて説明
する。 （第２実施例）図２は、本発明のディジタル信号伝送方
法の第２の実施例における伝送信号の位相変化を示す、
位相変化波形図である。この実施例においては、Ｌタイ
ムスロット（シンボル）分だけ離れた変化位相波形、す
なわち、第ｎタイムスロットと第ｎ＋Ｌタイムスロット
の両者の中央区間の変化位相波形の形状が同じである。
この２つのタイムスロット間の位相シフト量θに送信す
る２値あるいは多値のディジタルデータ情報がある。こ
の場合は、中央区間における変化位相波形は、最大Ｌ種
類の形状の波形φ*１〜φ*Ｌを用いることができる。中
央区間における変化位相波形は、すべて同一形状にす
る、あるいは、一部に同一形状のものを使用することも
可能であるが、複数種類の中央区間における変化位相波
形を用いることで、送信スペクトルの操作を行ったり、
耐マルチパスフェージング特性の強化を行えるメリット
が生じる。

【００３０】次に、図３を用いて、図１に示した本発明
のディジタル信号伝送方法の第１の実施例における伝送
信号を例にとり、マルチパスフェージング下におけるビ
ット誤り率特性改善機構を説明するための図である(図
２に示した第２の実施例における伝送信号を用いても、
図３(c)(d)は同様の波形になり、以下の説明は同様に当
てはまる)。

【００３１】同図において、図３(a)(b)は、伝搬遅延時
間差τを有する直接波と遅延波の位相変化を示す。図３
(c)は、図３(a)(b)の接波と遅延波の２波マルチパス干
渉下における、受信機での検波出力のようすを模式的に
示す。図３(d)は、図３(c)の有効領域のなかで中央付近
および両端付近の３箇所を取り上げ、直接波、遅延波、
およびこれらの干渉結果である受信機入力とを示すベク
トル図である。

【００３２】この場合の受信機入力の有効領域（検波後
フィルタ前の検波出力の極性が常に正しい領域）は、直
接波と遅延波のそれぞれの中央区間の重なる領域であ
り、図１４に示した通常の差動PSKの場合と異なり、図
１５の場合と同様に、有効領域における検波後フィルタ
通過前の検波出力（図３(c)の実太線）は、中央区間に
導入された変化位相波形φ*(t)のために一定にはならな
い。

【００３３】図３(d)のベクトル図に示すように、有効
領域の一部で直接波と遅延波が相殺し検波出力が消滅す
ることがあっても（この例では有効領域の中央付近）、
他の部分では相殺せず、有効な検波出力が残存すること
になる（同じく有効領域の両端付近）。さらに検波後フ
ィルタを通過すると（図３(c)点線）、有効領域におけ
る検波出力が平均化され、その結果、この残存する有効
な検波出力によって、検波出力が十分に保たれる。これ
によりビット誤り率特性の劣化を生じない。この改善機
構は、一種のダイバーシチ、つまりフェージングを伴う
各到来波をブランチとするパスダイバーシチとして機能
するので、伝搬遅延時間差が中央区間長を越えない（有
効領域の存在条件）限り、ビット誤り率特性の積極的な
改善が行われる。 （第３実施例）図４は、本発明の第３の実施例における
ディジタル信号伝送装置の構成を示す図であり、上記第
１、第２の実施例におけるディジタル信号伝送方法を用
いている。同図において、４０１はデータ入力端子で、
ディジタルデータが入力される。

【００３４】４０２は差動符号化回路で、ディジタルデ
ータを差動符号化する。４０３は発振器で搬送波を発生
する。４０４は波形発生回路で、差動符号化されたデー
タに応じて、Ｉ軸、Ｑ軸それぞれの変調信号を発生す
る。４０５は直交変調器で、波形発生回路４０４からの
Ｉ軸、Ｑ軸それぞれの変調信号によって変調し、被変調
信号を出力する。

【００３５】４０６は伝送信号出力端子である。図５
は、図４の直交変調器４０５の回路構成図の一例を示し
たものである。同図において、５０１は９０°移相器
で、発振器４０３からの搬送波を９０°移相する。５０
２、５０３は平衡変調器で、Ｉ軸被変調信号、Ｑ軸被変
調信号によって搬送波、９０°移相された搬送波をそれ
ぞれ変調する。

【００３６】５０４は合成器で、５０２、５０３による
変調結果を合成する。図６は、図４における差動符号化
回路４０２の回路構成図の一例を示したものである。同
図において、６０１はグレイ符号逆変換回路で、グレイ
符号逆変換をする。２ビット（４相）の場合はグレイ符
号変換回路と等価である。

【００３７】６０２は自然２進加算器、グレイ符号逆変
換回路６０１と遅延器６０３との出力を加算する。遅延
器６０３は、加算器６０２の出力をＬタイムスロット分
遅延する。６０４はグレイ符号変換回路で、加算器６０
２の出力をグレイ符号に変換する。

【００３８】６０５はシリアル・パラレル変換回路で、
図４のデータ入力端子４０１から入力されるシリアルデ
ータをパラレルデータに変換する。図７は、４相変調の
場合を例にとり、図４の波形発生回路４０４の回路構成
図の一例である。同図において、７０１は２進カウンタ
で、１タイムスロット相当のクロックが入力され、その
出力Ｑａはタイムスロットが偶数か奇数かを示し、波形
ＲＯＭ７１５のアドレスとして入力される。これは、対
称シンボル配置にした場合に、偶数、奇数タイムスロッ
トで異なる波形を発生させるためである。

【００３９】７０２、７０３はＩ軸データ入力端子、Ｑ
軸データ入力端子で、図６に示したグレイ符号変換回路
６０４からのＩ軸、Ｑ軸のデータが入力される。７０
４、７０６はシフトレジスタで、データ入力端子７０
２、７０３から入力されたデータを、１タイムスロット
相当のクロックでシフトし、送信すべきシンボル（Ｉ
軸、Ｑ軸データ）とその前後のシンボルを波形ＲＯＭの
上位アドレスとして出力する。

【００４０】７０５は１６進カウンタで、１タイムスロ
ット相当のクロック期間に、１６回カウントし、そのカ
ウント値を示す４ビット出力Ｑｄ〜Ｑａを波形ＲＯＭ７
１５の下位アドレスとして出力する。この下位アドレス
は、１タイムスロットにおける波形の１６サンプル点を
指す。７０７はデータクロック出力端子、１タイムスロ
ット相当の周期を持つクロック（以下、データクロック
と呼ぶ。）を外部に出力する端子である。このデータク
ロックは、クロック発生器７０８の出力するクロックを
１６進カウンタ７０５によって１６分周して得られ、波
形発生回路４０４内部の２進カウンタ７０１、シフトレ
ジスタ７０４および７０６に供給される。

【００４１】クロック発生器７０８は、データクロック
の１／１６の周期を持つクロックを発生し、このクロッ
クを１６進カウンタ７０５、Ｄ／Ａ変換器７０９および
７１０に供給する。Ｄ／Ａ（ディジタル／アナログ）変
換器７０９、７１０はで、波形ＲＯＭ７１５から出力さ
れるディジタル値をアナログ波形に変換する。

【００４２】７１１、７１２は低域通過フィルタで、折
り返し歪み等の原因になる余分な高周波成分を除去す
る。７１３、７１４はＩ軸変調出力端子、Ｑ軸変調出力
端子で、Ｉ軸、Ｑ軸のアナログ波形をそれぞれ出力す
る。７１５は波形ＲＯＭ（読みだし専用メモリ）で、１
シンボル(タイムスロット)の区間のベースバンド波形
（図１参照）が予め書き込まれている。最上位アドレス
Ａ１０は現在のタイムスロットが奇数か偶数かを指定
し、上位アドレスＡ９〜Ａ８、Ａ６〜Ａ４はそれぞれＩ
軸、Ｑ軸の現在の送信データとその前後のデータを表
し、下位アドレスＡ３〜Ａ０は１シンボル内の波形の各
サンプル点を指す。出力Ｘ７〜Ｘ０、Ｙ７〜Ｙ０はそれ
ぞれＩ軸、Ｑ軸の波形の各サンプル値を示す。この出力
を継ぎ足していくことにより、変調ベースバンド波形が
得られる。

【００４３】以上のように構成された本発明の実施例に
おけるディジタル信号伝送装置についてその動作を説明
する。図４において、伝送すべきディジタルデータは、
データ入力端子４０１から入力され、差動符号化回路４
０２で差動符号化される。この作動符号化の動作を図６
を用いて説明する。

【００４４】まず、データ入力端子４０１より入力され
た送信２値データ列は、シリアル・パラレル変換回路６
０５によって、ｍ相変調、すなわち、多相化数がｍ（ｍ
=２,４, ８、・・）の場合、ｐビット（２のｐ乗が多相
化数ｍになる）のパラレルデータ列に変換される。図６
の例では４相変調（ｐ＝２）の場合に相当し、シリアル
・パラレル変換回路６０５以降のデータは、２ビットの
パラレルデータとなる。また、ビット誤り率特性の向上
を図るため、グレイ符号化された符号点配置を採用して
いる。

【００４５】前述のパラレル化されたデータ列は、グレ
イ符号逆変換回路６０１（ただし、２ビット(４相変調)
の場合、グレイ符号逆変換回路はグレイ符号変換回路に
等価）により、グレイ符号化される。さらに、自然２進
加算器６０２と、Ｌタイムスロット／シンボル相当の遅
延を与える遅延器６０３によって、自然２進系にて差動
符号化が行われる。したがって、遅延器６０３の遅延時
間Ｌ（スロット／シンボル）により、Ｌタイムスロット
／シンボル離れた２つの位相波形の位相差θに伝送すべ
き情報があることになる（図２参照)。その後、グレイ
符号変換回路６０４でグレイ符号化する。

【００４６】図４の波形発生回路４０４では、差動符号
化回路４０２により差動符号化されたデータに基づい
て、Ｉ軸、Ｑ軸それぞれの変調信号を発生する。これを
図７を用いて具体的に説明する。図４の差動符号化回路
４０２の出力は、４相系の場合２ビットのパラレルデー
タ列である。それぞれのビット列は、図７において、Ｉ
軸データ入力端子７０２およびＱ軸データ入力端子７０
３から、前記データクロックに同期して入力される。入
力されたそれぞれのデータ列は、シフトレジスタ７０４
およびシフトレジスタ７０６により、データクロックに
同期して、前後３つのシンボル分のデータが出力され
る。すなわち、現在送信されているシンボルデータがシ
フトレジスタ７０４および７０６の両出力端子Ｑｂか
ら、その一つ前のシンボルデータが両出力端子Ｑａか
ら、その一つ後のシンボルデータが両出力端子Ｑｃから
出力される。

【００４７】シフトレジスタ７０４および７０６からの
これらの６ビットの出力は、波形ＲＯＭ７１５のアドレ
スＡ９〜Ａ４に波形選択データとして与えられる。波形
ＲＯＭ７１５に現在の送信シンボルのデータである両出
力端子Ｑｂ（アドレスＡ８、Ａ５のペア）の他に、その
前後の送信シンボルのデータである両出力端子Ｑａおよ
びＱｂ（アドレスＡ７、Ａ４のペアおよびアドレスＡ
９、Ａ６のペア）が入力されているのは、これにより現
在の送信シンボルと前後の送信シンボルとの間における
位相波形の接続区間で位相が不連続にならないように波
形データを読み出すことができるからである。

【００４８】この他に、波形ROM７１５には、２進カウ
ンタ７０１で分周して得られる奇数／偶数タイムスロッ
ト判別用アドレスＡ１０が供給される。二進カウンタ７
０１の出力Ｑａ（アドレスＡ１０）により奇数／偶数タ
イムスロットを区別しているのは、例えば奇数と偶数の
タイムスロットとで位相を４５°ずらす対称シンボル配
置をとることで位相回転方向の不確定性を解消できるな
どの利点があるからである。

【００４９】さらに、下位アドレスとしてクロック発生
器７０８で発生したクロックを１６進カウンタ７０５で
分周して得られる４ビットの出力が、シンボル(タイム
スロット)内の読みだしアドレスとして波形ＲＯＭの下
位アドレスＡ３〜Ａ０に入力される。この下位アドレス
は、前記データクロックの１周期の間に、０から１５ま
でカウントされ、１つのシンボルの波形を読み出すのに
用いられる。したがって、図７の例では、１シンボル内
に１６サンプル点が存在する。波形ＲＯＭ７１５から読
みだされるサンプルデータは、１サンプル点がＩ軸、Ｑ
軸それぞれが８ビットのディジタル値（Ｘ７〜Ｘ０、Ｙ
７〜Ｙ０）として出力される。

【００５０】さらに、波形ＲＯＭ７１５から読み出され
たベースバンド波形は、Ｄ／Ａ変換器７０９、７１０で
アナログ信号に変換された後、低域通過フィルタ７１
１、７１２で折返し歪を除去後、Ｉ／Ｑ軸変調出力とし
てＩ軸変調出力端子７１３、Ｑ軸出力端子７１４からそ
れぞれ出力される。これらの出力は、図５に示した直交
変調器によって次にように変調される。

【００５１】発振器４０３より供給された搬送波信号
は、図５の平衡変調器５０２を用いて、波形発生回路４
０４からのＩ軸変調信号で変調され、Ｉ軸被変調信号と
なる。一方、前述の搬送波信号は、９０°移相器５０１
で９０°移相され、平衡変調器５０３を用いて、波形発
生回路４０４からのＱ軸変調信号で変調され、Ｑ軸被変
調信号となる。

【００５２】このようにして得られた、Ｉ軸およびＱ軸
の両被変調信号は、合成器５０４で合成され、伝送信号
となって、伝送信号出力端子４０６から出力される。上
記したような本発明のディジタル信号伝送方法における
伝送信号の検波／復号方法について説明する。本発明の
ディジタル信号伝送方法において、検波方法は、遅延線
を有する通常の遅延検波器を用いて行う。ここで、遅延
線は、Ｌタイムスロット（シンボル）相当（第２の実施
例の場合）の信号遅延を入力信号に与える。以下に、図
を用いて、簡単に説明する。

【００５３】図８は、２相系の場合の検波／復号器の回
路構成図を示したものである。同図において、８０１は
入力端子、８０２は乗算器、８０３は低域通過フィル
タ、８０４は遅延器、８０５は出力端子、８０６は９０
°移相器、８０７はサンプラ、８０８はクロック再生回
路、８０９は判定器、８１０はクロック出力端子であ
る。

【００５４】入力信号は、遅延器８０４でLタイムスロ
ット（シンボル長）相当の時間だけ遅延され、９０°移
相器８０６にて位相が調整された後、遅延されていない
元の入力信号と、乗算器８０２で掛け合わされる。乗算
器８０２の出力信号は、さらに、低域通過フィルタ８０
３にて高周波成分が除かれて検波出力が得られる。クロ
ック再生回路８０８は、この検波出力からクロックタイ
ミングを抽出して(周期はシンボル速度)、再生クロック
を生成する。サンプラ８０７は、この再生クロックを用
いることによって、前記検波出力を適切なタイミングで
サンプルする。判定器８０９は、そのサンプル値の符号
を判定することにより、復号２値データ列を得、データ
出力端子８０５に出力する。図９は、同様に、４相系の
場合の遅延検波器の回路構成図を示したものである。同
図において、９０１は入力端子、９０２、９０６は乗算
器、９０４は遅延器、９０５は９０°移相器、９０７、
９０８は低域通過フィルタ、９０９、９１０は出力端
子、９１１、９１２はサンプラ、９１３、９１４は判定
器、９１５はクロック再生回路、９１６はクロック出力
端子である。

【００５５】図８の場合と動作は基本的に同じである
が、移相器９０５を通過する信号と、通過しない信号、
すなわち、互いに９０°位相の異なる２系統の遅延信号
を用いて、直交する２軸について２系統の遅延検波を行
ない、２ビットのパラレル復号データ列をそれぞれ出力
端子９０９および出力端子９１０に得る所が異なる。な
お、必要に応じて、これらの出力をパラレル・シリアル
変換器を用いることで、復号シリアル２値データ列が得
られる。図１０は、同様に、８相系の場合の遅延検波器
の回路構成図を示したものである。同図において、１０
０１は入力端子、１００２〜１００５はそれぞれ乗算
器、１００６は遅延器、１００８は＋４５°移相器、１
００９は＋９０°移相器、１０１０は−４５°移相器、
１０１１〜１０１４はそれぞれ低域通過フィルタ、１０
１５は比較器、１０１６〜１０１８はそれぞれ出力端
子、１０１９〜１０２２はそれぞれサンプラ、１０２３
はクロック再生回路、１０２４〜１０２７はそれぞれ判
定器、１０２８はクロック出力端子である。

【００５６】図８あるいは図９の場合と動作は基本的に
同じであるが、移相器１００８〜１０１０を用いて、互
いに４５°位相の異なる４軸について４系統の遅延検波
を行ない、その内の２軸については、両入力データの一
致／不一致を検出する比較器１０１５を用いて、最終的
には、３ビットのパラレル復号データ列をそれぞれ出力
端子１０１６、出力端子１０１７および出力端子１０１
８に得る所が異なる。なお、この場合も、必要に応じ
て、これらの出力をパラレル・シリアル変換器を用いる
ことで、復号シリアル２値データ列が得られる。 （第４実施例）図１１は、本発明の第４の実施例におけ
るディジタル信号伝送方法の伝送装置の構成図である。

【００５７】同図において、１１１１はデータ入力端
子、１１０１は伝送信号生成回路であり、以上は、図４
の構成と同じものである。１１０２〜１１０４は第１〜
第ｋ空中線、１１０５〜１１０７はレベル調節器、１１
０８〜１１１０は第１〜第ｋ−１遅延器である。なお、
受信側における検波／復号方法は、第１あるいは第２の
実施例と同様、図８〜１０に示したような、遅延検波を
用いて行なう。

【００５８】単一の送信空中線を用いる場合、無線カバ
ー範囲(ゾーン)の中心部から周辺部に向かって平均電界
強度の差は大きいが、この第３の実施例においては、図
１１に示すように、複数の空中線から同時送信すること
により、無線カバー範囲（ゾーン）内の平均電界強度差
を少なくでき、また、空中線１１０２〜１１０４の配置
とレベル調節器１１０５〜１１０７を調節することによ
り、意図的に無線ゾーンの形状を操作することが可能と
なる効果をさらに得ることができる。さらに、前述のよ
うにマルチパスに強い伝送信号を用いるので、複数の空
中線から到来した到来伝送信号波が干渉しても、それら
はマルチパスと等価であり、かえってパスダイバーシチ
効果によるビット誤り率特性の改善効果を促進する効果
もある。なお、前述のように到来波の遅延時間差が中央
区間長を越えると、ビット誤り率特性の改善効果が失わ
れるので、遅延器１１０８〜１１１０を挿入調整して、
無線ゾーン内の受信点において、到来波の遅延時間差が
過大にならないように調整することが好ましい。

【００５９】

【発明の効果】伝送信号の各々のタイムスロットを、そ
れぞれの中央部分の中央区間と、それらの中央区間の間
を繋ぐ接続区間とに分けて構成し、中央区間における伝
送信号の位相波形は位相不連続点を有さずかつ１次微係
数が一定でない変化位相波形であり、かつ、接続区間に
おける伝送信号の位相波形は両端の中央区間との接続点
を含めて位相不連続点を有さない直線あるいは折れ線あ
るいは曲線で接続することにより、マルチパスフェージ
ング下において良好なビット誤り率特性を保ちながら、
同時に、伝送信号から位相不連続点を取り除き、伝送信
号を定包絡線化できる。従って、本発明における伝送信
号を非線形歪を有する回路（非線形増幅器）を通過させ
ても、送信スペクトルが広がらず、ビット誤り率特性は
劣化しないという効果がある。また、非線形歪みを有す
る回路を用いることにより、線形増幅器ほど高い精度を
要しないより安価な構成とすることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例におけるディジタル信号
伝送方法の伝送信号の位相変化波形図

【図２】本発明の第２の実施例におけるディジタル信号
伝送方法の伝送信号の位相変化波形図

【図３】本発明のディジタル信号伝送方法の実施例にお
けるビット誤り率特性改善機構の説明図

【図４】本発明の第３の実施例におけるディジタル信号
伝送方法を用いた伝送信号の生成回路の回路構成図

【図５】図４の直交変調器４０５の回路構成図の一例

【図６】図４の差動符号化回路４０２の回路構成図の一
例

【図７】図４の波形発生回路４０４の回路構成図一例

【図８】本発明のディジタル信号伝送方法の実施例にお
ける伝送信号の検波回路の回路構成図

【図９】本発明のディジタル信号伝送方法の実施例にお
ける伝送信号の検波回路の回路構成図

【図１０】本発明のディジタル信号伝送方法の実施例に
おける伝送信号の検波回路の回路構成図

【図１１】本発明の第４の実施例におけるディジタル信
号伝送方法の伝送装置の構成図

【図１２】従来技術におけるディジタル信号伝送方法の
伝送信号の位相変化波形図

【図１３】従来技術におけるディジタル信号伝送方法の
一例における伝送信号の位相変化波形図

【図１４】図１２に示す伝送信号を用いた場合のビット
誤り率特性劣化機構の説明図

【図１５】図１３に示す伝送信号を用いた場合のビット
誤り率特性改善機構の説明図

【符号の説明】

４０１,１１１１ データ入力端子 ４０２ 差動符号化回路 ４０３ 発振器 ４０４ 波形発生回路 ４０５ 直交変調器 ４０６ 伝送信号出力端子 ５０１,８０６,９０５,１００９ ９０°移相器 １００８,１０１０ ±４５°移相器 ５０２,５０３,８０２,９０２,９０６,１００２〜１０
０５ 乗算器 ５０４ 合波器 ６０１ グレイ符号逆変換回路 ６０２ 加算器 ６０３ 遅延器 ６０４ グレイ符号変換回路 ６０５ シリアル・パラレル変換回路 ７０１ ２進カウンタ ７０２ Ｉ軸データ入力端子 ７０３ Ｑ軸データ入力端子 ７０４,７０６ シフトレジスタ ７０５ １６進カウンタ ７０７ データクロック出力端子 ７０８ クロック発生器 ７０９,７１０ Ｄ／Ａ変換器 ８０８,９１５,１０２３ クロック再生回路 ７１１,７１２,８０３,９０７,９０８,１０１１〜１０
１４ 低域通過フィルタ ７１３ Ｉ軸変調出力端子 ７１４ Ｑ軸変調出力端子 ８０１,９０１,１００１ 入力端子 ８０４,９０４,１００６ 遅延線 ８０５,９０９,９１０,１０１６〜１０１８ データ出
力端子 ８０７,９１１,９１２,１０１９〜１０２２ サンプラ ８０９,９１３,９１４,１０２４〜１０２７ 判定器 ８１０,９１６,１０２８ クロック出力端子 １０１５ 比較器 １１０１ 伝送信号生成回路 １１０２ 第１空中線 １１０３ 第２空中線 １１０４ 第ｋ空中線 １１０５〜１１０７ レベル調節器 １１０８ 第１遅延器 １１０９ 第２遅延器 １１１０ 第ｋ−１遅延器

Claims (20)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 二値以上のデータ列によって搬送波を位
   相変調した伝送信号にして伝送するディジタル伝送方法
   であって、 前記伝送信号は、ディジタルデータ列に対応する各々の
   タイムスロットの中央部分の中央区間と、各々の中央区
   間の間を繋ぐ接続区間とにより、交互に構成されてお
   り、 前記中央区間における位相波形は、位相が連続してお
   り、かつ１次微係数が一定でない変化位相波形であり、
   所定のタイムスロット数だけ離れた位相波形と形状が同
   一で、かつ、データ列に応じた位相シフト量が両者の前
   記変化位相波形間に位相差として与えられ、 前記接続区間における位相波形は、両端の中央区間との
   接続点を含めて位相が連続していることを特徴とするデ
   ィジタル信号伝送方法。
2. 【請求項２】 前記中央区間における伝送信号の位相波
   形は、 凸状関数あるいは凹状関数で表わされる変化位相波形で
   あることを特徴とする請求項１記載のディジタル信号伝
   送方法。
3. 【請求項３】 前記凸状関数あるいは凹状関数は、 ２次関数であることを特徴とする請求項２記載のディジ
   タル信号伝送方法。
4. 【請求項４】 前記接続区間における伝送信号の位相波
   形は、 直線または折れ線で表わされることを特徴とする請求項
   １記載のディジタル信号伝送方法。
5. 【請求項５】 前記接続区間における伝送信号の位相波
   形は、 両端の中央区間との接続点を含めて、１次微係数が連続
   している曲線であることを特徴とする請求項１に記載の
   ディジタル信号伝送方法。
6. 【請求項６】 前記所定のタイムスロット数は１あるい
   は２以上であり、かつ、請求項１における中央区間にお
   ける伝送信号の位相波形は唯一の形状の変化位相波形で
   あることを特徴とする請求項１記載のディジタル信号伝
   送方法。
7. 【請求項７】 前記所定のタイムスロット数は、 ２以上であり、かつ、請求項１における中央区間におけ
   る伝送信号の位相波形は複数の形状の変化位相波形を有
   することを特徴とする請求項１に記載のディジタル信号
   伝送方法。
8. 【請求項８】 前記接続区間における伝送信号の位相波
   形は、 両端の中央区間との接続点において、両者の位相差が１
   ８０度以外の位相差を持つことを特徴とする請求項１記
   載のディジタル信号伝送方法。
9. 【請求項９】 複数の空中線から、請求項１ないし８記
   載の何れかの伝送信号を空間に同時に送出することを特
   徴とするディジタル信号伝送方法。
10. 【請求項１０】 二値以上のデータ列によって搬送波を
    位相変調した信号を伝送するディジタル信号伝送装置で
    あって、 元のデータ列を、所定のタイムスロット数だけ離れた２
    つのデータ間の差分に情報を常に持たせた送信データ列
    に変換する差動符号化手段と、 送信データ列の各送信データに対応する各々のタイムス
    ロットの中央部分の中央区間と、中央区間の間をつなぐ
    接続区間とにおいて、中央区間の位相波形を対応するデ
    ータに応じて発生し、接続区間の位相波形を両隣の中央
    区間との接続点を含めて位相が連続するように発生する
    波形生成手段と、 波形生成手段により発生された波形を持つ信号に従って
    搬送波を変調する変調手段とを備えたことを特徴とする
    ディジタル信号伝送装置。
11. 【請求項１１】 前記波形生成手段は、波形記憶手段
    と、読出制御手段と、Ｄ／Ａ変換手段とからなり、 読出制御手段は、波形記憶手段に対して、現在の送信デ
    ータの他にその前後の送信データを読出アドレスとして
    与え、順次読み出す制御を行い、 波形記憶手段は、現在の送信データに応じて中央区間の
    ディジタル化された位相波形を、その前後の送信データ
    に応じて接続区間のディジタル化された位相波形を記憶
    し、読出制御手段から与えられる読出アドレスに従っ
    て、中央区間及び接続区間の波形を出力し、 Ｄ／Ａ変換手段は、波形記憶手段から読み出されたディ
    ジタル化された位相波形をアナログ値に変換することを
    特徴とする請求項１０記載のディジタル信号伝送装置。
12. 【請求項１２】 前記波形記憶手段は、 前記中央区間における伝送信号の位相波形として、凸状
    関数あるいは凹状関数で表わされる位相波形を記憶する
    ことを特徴とする請求項１１記載のディジタル信号伝送
    装置。
13. 【請求項１３】 前記波形記憶手段は、 前記凸状関数あるいは凹状関数として、２次関数で表さ
    れる位相波形を記憶することを特徴とする請求項１２記
    載のディジタル信号伝送装置。
14. 【請求項１４】 前記波形記憶手段は、 前記接続区間における伝送信号の位相波形として、直線
    または折れ線で表わされる位相波形を記憶することを特
    徴とする請求項１１記載のディジタル信号伝送装置。
15. 【請求項１５】 前記波形記憶手段は、 前記接続区間における伝送信号の位相波形として、 両端の中央区間との接続点を含めて、１次微係数が連続
    している曲線で表される位相波形を記憶することを特徴
    とする請求項１１に記載のディジタル信号伝送装置。
16. 【請求項１６】 前記波形記憶手段は、 中央区間における伝送信号の位相波形として唯一の形状
    の変化位相波形を記憶することを特徴とする請求項１１
    記載のディジタル信号伝送装置。
17. 【請求項１７】 前記作動符号化手段における前記所定
    のタイムスロット数は、２以上であり、 前記波形記憶手段は、中央区間における伝送信号の位相
    波形として複数の形状の変化位相波形を記憶することを
    特徴とする請求項１１に記載のディジタル信号伝送装
    置。
18. 【請求項１８】 前記波形記憶手段は、 前記接続区間における伝送信号の位相波形として、両端
    の中央区間との接続点において、両者の位相差が１８０
    度でない位相波形を記憶することを特徴とする請求項１
    １記載のディジタル信号伝送装置。
19. 【請求項１９】 複数の請求項１１ないし１９記載の何
    れかのディジタル信号伝送装置からなり、それぞれの装
    置は空中線を備え、互いに、距離をおいて、中央区間の
    時間より小さい遅延時間を持って同じ伝送信号を送出す
    ることを特徴とするディジタル信号伝送装置。
20. 【請求項２０】 二値以上のデータ列によって搬送波を
    位相変調した伝送信号を伝送するディジタル伝送方法に
    用いるディジタル信号伝送波形であって、 前記伝送信号は、ディジタルデータ列に対応する各々の
    タイムスロットの中央部分の中央区間と、各々の中央区
    間の間を繋ぐ接続区間とにより、交互に構成されてお
    り、 前記中央区間における位相波形は、位相が連続してお
    り、かつ１次微係数が一定でない変化位相波形であり、
    所定のタイムスロット数だけ離れた位相波形と形状が同
    一で、かつ、データ列に応じた位相シフト量が両者の前
    記変化位相波形間に位相差として与えられ、 前記接続区間における位相波形は、両端の中央区間との
    接続点を含めて位相が連続していることを特徴とするデ
    ィジタル信号伝送波形。