JP2506747B2

JP2506747B2 - デイジタル信号伝送方法

Info

Publication number: JP2506747B2
Application number: JP9360587A
Authority: JP
Inventors: 均 ▲高▼井
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1987-04-16
Filing date: 1987-04-16
Publication date: 1996-06-12
Anticipated expiration: 2011-06-12
Also published as: JPS63260244A

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は市街地などにおける無線伝送のようなマルチ
パスフェージング伝送路において、ディジタル信号を伝
送するディジタル信号伝送方法に関するものである。

従来の技術近年、移動通信の分野でも、秘話性の向上や通信の高
度化、あるいは周辺の通信網との整合性からディジタル
化が進みつつある。しかし、そのような需要が最も集中
すると考えられる市街地では、ビルなどの建造物による
反射や回折などによるマルチパスによって、通信品質が
著しく劣化する。ディジタル伝送の場合、マルチパスを
構成するそれぞれの波の伝播遅延時間差がタイムスロッ
ト長に対して無視できなくなると、波形歪や同期系の追
従不良によって符号誤り率特性が著しく劣化する。

以下、図面を参照しながら、上述した従来のディジタ
ル信号伝送方法の第１の例について説明する。

第17図は第１の従来例におけるディジタル信号伝送方
法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移波形図である。
Ｔは１データシンボルを送出する最小単位であるタイム
スロット長を示している。データが１の時、位相がπ遷
移し、データが０の時は位相遷移を起さない。この信号
様式は差動符号化２相位相変調と呼ばれる。

このような伝送信号を検波するには、例えば１タイム
スロットの遅延線を有する遅延検波で行うことができ
る。今、マルチパスの代表的な例として、タイムスロッ
ト長に比べて無視できない伝播遅延時間差τを持つ２波
マルチパス下において、検波出力信号がどのようになる
かを考える。なお、時間的に先行して来る波を直接波、
遅れてくる波を遅延波と呼ぶことにする。

第18図は、２波マルチパス下において、第17図に示し
たような伝送信号が遅延検波された時、検波出力信号が
どのようになるかを説明した図である。第18図（ａ）
は、直接波の位相遷移を示したものである。これに対し
て、伝播遅延時間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移
は、第18図（ｂ）のようになる。ある時点の検波出力
は、その時の２波の合成位相と、１タイムスロット前の
２波の合成位相とのベクトル内積である。例えば、第18
図（ｃ）において、Ｂの領域の検波出力は、Ｂ′の時の
２波合成位相とＢの時のそれとのベクトル内積の値にな
る。

第19図は、Ａ〜Ｃの各時点における検波出力を求める
ため、直接波と遅延波の合成位相を図示したベクトル図
である。なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、位相差を
αとした。例えば、Ｂの時点における検波出力の絶対値
は、第19図において、ベクトルOB′とベクトルOBの内
積、すなわち、線分OBの自乗になる。従って、余弦定理
などを用いて、第18図（ｃ）のＡ〜Ｃの各時点の検波出
力は次のようになる。

Ａ……不定Ｂ……a_n（１＋ρ^２＋２ρcos α）Ｃ……不定ただし、a_n（a_n＝±１）は伝送されているデータ列であ
る。

領域ＡおよびＣでは、それぞれ前および後のタイムス
ロットのデータ値によって不定になる。遅延検波後、通
常、高調波成分および不要な雑音成分を除去するため低
域通過フィルタが入るので、最終的な検波出力信号波形
は、第18図（ｃ）の実線の波形にフィルタがかかり、第
18図（ｃ）の点線で示したような波形になり、アイパタ
ーンの一部を構成する。ここで、ρが１に近く、αがπ
近辺の場合、有効な検波出力であるＢの領域の検波出力
はほぼ零になる。従って、アイは閉じ、符号誤り率特性
は劣化する。また、この時、領域ＡおよびＣの無効な検
波出力が、領域Ｂの有効な検波出力よりはるかに大きい
ため、アイが時間軸方向に大きく揺らぎ、再生クロック
が追従できず、符号誤り率はさらに著しく劣化する（例
えば、尾上他、“伝播遅延時間差を有するレイリーフェ
ージングにおける符号誤り率特性”、信学技報、CS81−
168、1982、あるいは高井他、“多重波伝播による瞬時
符号誤りとビット同期系に基づく誤り発生機構の分
析”、信学技報、CS83−158、1984）。

このように、アイパターンの劣化とアイの時間軸方向
の揺らぎにより、誤り率特性が劣化するのを軽減するた
めに、複数種類の検波出力を生じるように伝送信号の位
相遷移波形を工夫し、これらの複数種類の検波出力を合
成することによるダイバーシチ効果により改善する方法
が提案された。以下、図面を参照しながら、このような
第２の従来例におけるディジタル信号伝送方法の一例に
ついて説明する。

第20図は第２の従来例におけるディジタル信号伝送方
法の伝送信号の位相遷移を示す位相遷移波形図である。
データの１タイムスロットは前半部分と後半部分に分
れ、階段状の波形をしている。１タイムスロットの時間
をＴ、前半部分の時間をT₁、後半部分の時間をT₂、前半
部分と後半部分の間の位相遷移をφとして示した。伝送
される情報は、第１の従来例と同様に、隣合うタイムス
ロットの位相差にあり、例えば、この位相差のとりうる
値として０およびπを用い、それぞれに対応して０と１
を割り当てることにより、１ビットの情報が伝送され
る。

次に、第２の従来例におけるディジタル信号伝送方法
がマルチパスフェージング下において良好な誤り率特性
を示すことを説明する。

第２の従来例のディジタル信号伝送方法も、一種の差
動符号化位相変調であるので、１タイムスロットの遅延
線を用いた遅延検波によって検波される。第21図は、２
波マルチパス下において、第20図の伝送信号が遅延検波
器で検波された時の検波出力信号がどのようになるかを
説明した図である。第21図（ａ）は、直接波の任意のタ
イムスロットと、その隣合うタイムスロットの位相遷移
の様子を示したものである。これに対して、伝播遅延時
間差τだけ遅れて来た遅延波の位相遷移は、第21図
（ｂ）のようになる。第１の従来例と同様、ある時点の
検波出力は、その時の２波の合成位相と、１タイムスロ
ット前の２波の合成位相とのベクトル内積である。

第22図は、Ａ〜Ｅの各時点における検波出力を求める
ため、直接波と遅延波の合成位相を図示したベクトル図
である。なお、直接波と遅延波の振幅比をρ、直接波の
搬送波から見た遅延波の搬送波の位相をαとした。第22
図より、検波後の低域通過フィルタによる波形の変形が
ない、あるいは、遮断周波数がデータ伝送速度に比べて
充分高い場合、第21図（ｃ）のＡ〜Ｅの各時点の検波出
力は次のようになる。

A,E……不定 B,D……１＋ρ^２＋２ρcos α Ｃ……１＋ρ^２＋２ρcos（α−φ）領域ＡおよびＥでは、それぞれ前後のタイムスロットの
データ値によって不定になる。実際には、低域通過フィ
ルタの遮断周波数は符号間干渉が生じない程度に低く選
ばれ、低域通過フィルタを通過した後の検波出力信号
は、第21図（ｃ）の実線の波形にフィルタがかかり、第
21図（ｃ）の点線に示したようにアイパターンの一部を
形成する。領域Ｂ、Ｄと領域Ｃの検波出力は相補的で、
いかなるρあるいはαに関しても同時に零になることは
なく、アイが閉じることはない。また、これらの有効な
検波出力の少なくとも一方は、領域ＡまたはＥの無効な
検波出力に比べて小さくなることはないので、アイの時
間軸方向の揺らぎは軽減され、再生クロックの追従不良
による符号誤り率の劣化も少ない。従って、符号誤り率
特性は著しく改善され、高速のディジタル伝送が可能に
なる。

一般に、２波マルチパス下におけるＢ〜Ｄ各領域にお
ける検波出力は、伝送データ列a_n（a_n＝±１）、多相化
数をｍ（ｍ＝2,4,8…）、フェージングを伴う直接波お
よび遅延波の受信ベクトルを表す複素乗積雑音をS
₁（ｔ）、S₂（ｔ）として、次のように表せる。

B,D…a_nsin（π/m）・（｜S₁＋S₂｜^２）Ｃ…a_nsin（π/m）・（｜S₁exp（ｊφ）＋S₂｜^２）… 領域Ｃの検波出力は、直接波の搬送波位相をさらにφだ
け移相したものになっている。従って、第２の従来例に
おけるディジタル信号伝送方法の改善原理は、このよう
な異種の検波出力を合成する一種のダイバーシチであ
る。なお、適当なダイバーシチモデルを仮定し、直接波
と遅延波のフェージングが独立で、両者の平均が等しい
場合の平均誤り率P_eを計算すると、となり、帯域制限を受けない場合のφの最適値はπであ
る（例えば高井、“耐多重波変復調方式の一提案”、信
学技報、SAT86−23、1986）。

発明が解決しようとする問題点しかし、この第２の従来例におけるディジタル信号伝
送方法は、タイムスロット内にさらに位相不連続点を有
するため、帯域制限を受けると包絡線変動が著しく、非
線形歪に弱い。包絡線変動を抑えるため、位相遷移φを
πより小さくすると改善効果が減少し、耐非線形性と改
善効果は両立しない。また、この第２の従来例における
ディジタル信号伝送方法は、T₁＝T₂の場合、遅延時間差
τがτ/Tにして0.5を超えると、領域Ｂおよび領域Ｄが
消滅し、改善効果を失う。T₁≠T₂とすることによって、
さらに大きなτに対しても改善が可能であるが、占有帯
域幅がさらに拡大し、帯域制限を受けると、誤り率特性
の劣化が大きくなる。また、包絡線変動もさらに大きく
なり、非線形歪に対しても弱くなるという問題点を有し
ていた。

本発明は、上記問題点に鑑み、帯域制限及び非線形歪
に強く、しかも、より大きなτ/Tに対しても良好な特性
を示すディジタル信号伝送方法を提供するものである。

問題点を解決するための手段上記問題点を解決するために本発明のディジタル信号
伝送方法は、データの１タイムスロット内の位相遷移波
形がサイン半周期波形をしており、任意のタイムスロッ
ト内の位相遷移波形と、所定のタイムスロットだけ後の
タイムスロット内の位相遷移波形とは、伝送される情報
にかかわらず同一の形状であり、所定のタイムスロット
だけ離れた、これら両者のタイムスロットの同位置どう
しの間の位相差に伝送される情報がある伝送信号を用い
るものである。

作用本発明は上記した伝送信号を用い、タイムスロット内
の位相不連続点をなくすることにより、帯域制限時の包
絡線変動を抑えることができる。また、より大きな遅延
時間差τに対しても複数種類の検波出力を得ることがで
き、帯域制限および非線形歪に強く、しかも、より大き
なτ/Tに対しても良好な誤り率特性を示すこととなる。

実施例以下、本発明の一実施例のディジタル信号伝送方法に
ついて、図面を参照しながら説明する。

第１図は、本発明のディジタル信号伝送方法の伝送信
号の位相遷移波形の一例を示す位相遷移波形図である。
データの１タイムスロット内の位相遷移波形ψ（ｔ）
（０＜ｔ＜Ｔ）は、式で示されるようなサイン半周期
波形をしている所が、従来の位相変調方式とは異なる。

ψ（ｔ）＝ψmax・sin（τt/T） … そして、所定のｎタイムスロット離れた、第１タイム
スロットと第ｎ＋１タイムスロットのそれぞれのタイム
スロット内の位相遷移波形は、形状が同一であり、伝送
される情報に従ってθだけ全体がシフトされている。す
なわち、ｎタイムスロットの差動符号化が行われてい
る。例えば、θとして０とπの２相系を用いれば、タイ
ムスロットあたり１ビット、θとして０、π/2、π、３
π/2の４相系を用いれば、タイムスロットあたり２ビッ
トの情報を送ることができる。θを一般的に示せば、次
式のようになる。

ただし、ｉの値は伝送するグレイ符号化されたデータ
値を示しており、０≦ｉ≦m,i∈Integerである。従っ
て、第１タイムスロットの位相遷移波形が、ψ（ｔ）で
あれば、第ｎ＋１タイムスロットの位相遷移波形は、ψ
（ｔ−nT）＋θと表される。

なお、情報を担う位相シフト量を、絶対位相からの位
相シフト量θ_ａ（ｔ）として表すと、位相シフト量θ_ａ
（ｔ）は各タイムスロット内で一定の値を持つ階段状の
関数であり、伝送するグレイ符号化されたデータ値列i_q
（ｑ∈Integer）をｎタイムスロット差動符号化したデ
ータ値列id_qを用いて次式のように表せる。

一方、タイムスロット内位相遷移波形ψ（ｔ）は複数
種類あっても良い。ｎタイムスロット差動符号化の場合
は、最大ｎ種類のタイムスロット内位相遷移波形ψ
_１（ｔ）、…、ψ_ｎ（ｔ）を選ぶことができる。

ψ_ｒ（ｔ）＝０（ｔ≦0,t≧T,r＝１〜ｎ） … とすると、本発明のディジタル信号伝送方法における伝
送信号の位相遷移波形Ψ（ｔ）の一般式は、式を用い
てで表される。本発明における伝送信号の位相遷移波形
の特徴は、式の第１項にあり、第２項は従来の差動符
号化位相変調と同じものである。なお、タイムスロット
内位相遷移波形ψ_１（ｔ）、ψ_２（ｔ）、…、ψ
_ｎ（ｔ）の中には、同一のものがあっても良いし、特別
な場合として総てが同一であっても良い。ともかく、ｎ
タイムスロットだけ離れたタイムスロット内位相遷移波
形ψ（ｔ）が一致しておれば良い。また、ｎの値は１で
あっても良く、この場合はタイムスロット内位相遷移波
形ψ（ｔ）は一種類であり、すべてのタイムスロットの
タイムスロット内位相遷移波形は同一形状である。タイ
ムスロット内位相遷移波形ψ（ｔ）が一種類の場合、伝
送信号の位相遷移波形Ψ（ｔ）は、式は次式のように
なる。

タイムスロット内位相遷移波形ψ（ｔ）は、前述のよ
うに、複数種類あっても良い。第２図はψ（ｔ）の最大
位相遷移量ψmaxに複数種類ある場合、第３図は、位相
の遷移方向が進相遅相交互の場合である。ただし、後者
の場合、対応するタイムスロット間の距離ｎは偶数であ
る。また、この複数種類の中には、サイン半周期波形以
外の、例えば階段状波形などが含まれていても良い。

第４図は、一例として、タイムスロット内位相遷移波
形ψ（ｔ）が一種類のψmax＝270°サイン半周期波形で
あり、ｎ＝１つまり１タイムスロット差動符号化され
た、多相化数ｍ＝４で１タイムスロットあたり２ビット
伝送し得る本発明のディジタル信号伝送方法の伝送信号
の位相遷移波形の具体例を示した位相遷移波形図であ
る。

次に、上記に述べたような伝送信号を得る方法につい
て実施例を示して説明する。

第５図は、本発明の第１の実施例におけるディジタル
信号伝送方法の伝送信号の生成回路の構成図である。第
５図において、501はデータ入力端子、502は差動符号化
回路、503は発振器、504は波形発生回路、505は直交変
調器、506は伝送信号出力端子である。伝送されるディ
ジタルデータは、データ入力端子501から入力され、差
動符号化回路502で差動符号化される。そして、波形発
生回路504では、差動符号化されたデータに応じて、Ｉ
軸、Ｑ軸それぞれの変調信号を発生する。一方、発振器
503では搬送波を発生し、この搬送波は、直交変調器505
で前述のＩ軸、Ｑ軸それぞれの変調信号によって変調さ
れ、伝送信号となり、伝送信号出力端子506から出力さ
れる。

第６図は、第５図における直交変調器505の内部の回
路構成図の一例を示したものである。第６図において、
601は90°移相器、602および603は平衡変調器、604は合
成器である。発振器503より供給された搬送波信号は、
平衡変調器602を用いて、波形発生回路504からのＩ軸変
調信号で変調され、Ｉ軸被変調信号となる。一方、前述
の搬送波信号は、90°移相器で90°移相され、平衡変調
器603を用いて、波形発生回路504からのＱ軸変調信号で
変調され、Ｑ軸被変調信号となる。このようにして得ら
れたＩ軸およびＱ軸の両被変調信号は、合成器604で合
成され、被変調信号である伝送信号となり、伝送信号出
力端子506から出力される。

第７図は、第５図における差動符号化回路502の内部
の回路構成図の一例を示したものである。701および704
はグレイ符号変換回路、702は加算器、703は遅延器であ
る。多相化数ｍ（ｍ＝2,4,8）、すなわち、ｍ相の場
合、式に示したように、ｐビットのパラレルデータ値
列として、グレイ符号変換回路701に入力される。グレ
イコード化されたデータ値列i_qは、加算器702に入り、
加算器702の出力を遅延器703においてｎタイムスロット
分すなわちｎクロック分遅延させたデータとｍを法とし
た加算が行われる。そして、加算器702の出力をさらに
グレイ符号変換回路704で変換することによって、入力
のｐビットのパラレルデータ値列をグレイ符号化し、ｎ
タイムスロットの差動符号化したｐビットのパラレルデ
ータ値列id_qが得られる。

第８図は、位相遷移波形Ψ（ｔ）が式で示される４
相系の場合を例にとり、第５図の波形発生回路504の内
部の回路構成図の一例を示したものである。801はＩ軸
データ入力端子、802はデータクロツク出力端子、803は
Ｑ軸データ入力端子、804および806はシフトレジスタ、
805は２進カウンタ、807はリード・オンリー・メモリー
（以下、ROMと略す）、808はクロック発生器、809およ
び810はデジタル・アナログ変換器（以下、D/A変換器と
略す）、811および812は低域通過フィルタ、813はＩ軸
変調出力端子、814はＱ軸変調出力端子である。４相系
の場合、差動符号化回路502の出力id_qは２ビットのパラ
レルデータであり、その上位ビットおよび下位ビットが
それぞれＩ軸データ入力端子801およびＱ軸データ入力
端子803から入力される。入力されたそれぞれのデータ
列は、シフトレジスタ804および806で遅延され、現在の
タイムスロットの変調データおよびその前後のタイムス
ロットの変調データが得られる。つまり、第８図の例で
は、シフトレジスタ804および806のQdが現在のタイムス
ロットの変調データであり、Qe〜QgおよびQa〜Qcの前後
３タイムスロット分の変調データが得られる。一方、RO
M807には、Ｉ軸およびＱ軸の変調波形が変調データに従
って書かれており、第８図の例ではそれぞれの１タイム
スロットは16サンプル点で構成される。ROM807のアドレ
スA4〜A17はどの変調波形を選ぶかを決定するセレクト
信号として使われており、前述の現在および前後３タイ
ムスロット分の変調データが入力される。ROM807のアド
レスA0〜A3には、クロック発生器808で発生された基準
クロックを２進カウンタ805で分周したものが加えら
れ、変調波形の読み取り信号となる。ROM807の出力X0〜
X7およびY0〜Y7は、それぞれD/A変換器809および810と
折り返し成分を除去する低域通過フィルタ811および812
によってアナログ信号に変換され、Ｉ軸およびＱ軸の変
調信号となる。なお、８相系などさらに多相の変調の時
は、式のｐの数だけのシフトレジスタを用意し、それ
に見合うROMのアドレスを必要とする。

次に、ROM807に書き込むタイムスロットごとの変調波
形について説明する。基本的には、差動符号化された伝
送するデータ値列id_qから式より求まる伝送信号の位
相遷移波形Ψ（ｔ）より、次式によってＩ軸およびＱ軸
の変調波形M_I（ｔ）、M_Q（ｔ）を得れば良い。

M_I（ｔ）＝cosΨ（ｔ） M_Q（ｔ）＝sinΨ（ｔ） … しかし、このままでは広帯域の信号となるので、帯域制
限フィルタのインパルス応答をｈ（ｔ）として、このフ
ィルタで帯域制限を行うと式は次式のようになる。

帯域制限フィルタの周波数特性には、余弦自乗型、ガ
ウス型など、低域通過型であれば種々のものが使える。
それに従って、インパルス応答ｈ（ｔ）もかわる。一例
として、カットオフ角周波数ω_０、ロールオフ係数γの
余剰自乗型フィルタのインパルス応答ｈ（ｔ）を示す。

第８図のROM807には、式に従って１タイムスロット
分のＩ軸およびＱ軸の変調波形M_I（ｔ）、M_Q（ｔ）が書
き込まれている。式の積分範囲（-t₀,t₀）は、インパ
ルス応答ｈ（ｔ）の拡がり範囲程度に選ばれ、第８図の
例では前後３タイムスロットであり、式から位相遷移
波形Ψ（ｔ）を算出するには前後３タイムスロットの変
調データを必要とする。従って、ROM807には、式より
現在および前後３タイムスロットの変調データパターン
すべてについて計算して書き込んであり、これらの現在
および前後３タイムスロット分の変調データである、RO
M807のアドレスA4〜A17によって、どの変調波形を選ぶ
かがセレクトされる。

位相遷移波形Ψ（ｔ）が式で示されるように、タイ
ムスロット内位相遷移波形ψ（ｔ）に複数種類ある場合
もほとんど同様であり、式によって１タイムスロット
分のＩ軸およびＱ軸の変調波形M_I（ｔ）、M_Q（ｔ）をRO
Mに書き込めば良い。ただし、式のΨ（ｔ）を式よ
り求める際に、現在のタイムスロット内位相遷移波形ψ
_ｒ（ｔ）のｒ（１≦ｒ≦）が如何なる値であるかがさら
に必要となる。従って、ROMに書き込む波形データは、
現在および前後数タイムスロットの変調データパターン
についてだけではなく、現在のタイムスロット内位相遷
移波形ψ_ｒ（ｔ）が何番目であるかを示すｒについても
すべて計算して書き込む。これに従って、第５図の波形
発生回路504の内部の回路構成図は、第９図のようにす
る必要がある。第９図において、801はＩ軸データ入力
端子、802はデータクロック出力端子、803はＱ軸データ
入力端子、804および806はシフトレジスタ、805は２進
カウンタ、808はクロック発生器、809および810はD/A変
換器、811および812は低域通過フィルタ、813はＩ軸変
調出力端子、814はＱ軸変調出力端子であり、以上は第
８図の構成と全く同様である。第８図の構成と異なって
いるのは、現在のｒの値を示す901の２進カウンタが追
加され、このｒの値によって波形をセレクトするため
に、902のROMにA18、A19のアドレスが追加されているこ
とである。なお、２進カウンタ901の周期はｎであり、
第９図の例では、ｎ＝４である。

次に、上記したような本発明のディジタル信号伝送方
法における伝送信号の検波方法について説明する。

本発明のディジタル信号伝送方法においては、検波方
法はｎタイムスロットの遅延線を有する遅延検波器によ
る。以下に、簡単に説明する。

第10図は、２相系の場合の遅延検波器の回路構成図を
示したものである。第10図において、1001は入力端子、
1002は乗算器、1003は低域通過フィルタ、1004はｎタイ
ムスロット遅延器、1005は出力端子である。ｎタイムス
ロット遅延器1004では、信号はｎタイムスロット分遅延
されるが、搬送波の位相は入力と出力で同相である。低
域通過フィルタ1003は、乗算器1002で生じる搬送波の２
倍の周波数の成分を除去するのみでなく、後述する複数
種類の検波出力を合成する役目も果す。低域通過フィル
タ1003の周波数特性は、シンボル伝送速度1/Tの半分、
すなわち、1/2Tのカットオフ周波数を持ち、この周波数
について寄対称な減衰特性を有する、いわゆるナイキス
トフィルタが望ましい。

第11図は、４相系の場合の遅延検波器の回路構成図を
示したものである。第11図において、1101は入力端子、
1102および1106は乗算器、1103は−45°移相器、1105は
＋45°移相器、1104はｎタイムスロット遅延器、1107お
よび1108は低域通過フィルタ、1109は出力端子Ａ、1110
は出力端子Ｂである。第10図の場合と異なっているの
は、−45°移送器1103および＋45°移相器1105を用い、
互いに直交する２軸について遅延検波を行い、２ビット
のパラレルデータを復調する点であり、その他の動作は
第10図の場合と同様である。

第12図は、８相系の場合の遅延検波器の回路構成図を
示したものである。第12図において、1201は入力端子、
1202〜1205は乗算器、1206はｎタイムスロット遅延器、
1207は−22.5°移相器、1208は22.5°移相器、1209は＋
67.5°移相器、1210は−67.5°移相器、1211〜1214は低
域通過フィルタ、1215は比較器、1216は出力端子Ａ、12
17は出力端子Ｃ、1218は出力端子Ｂである。この場合は
さらに、移相器1207〜1210によって、45°ずれた３軸に
ついて遅延検波を行い、３ビットのパラレルデータを復
調する。なお、比較器1215では、両入力の極性の一致、
不一致を検出する。

次に、本発明のディジタル信号伝送方法がマルチパス
フェージング下において良好な誤り率特性を示すことを
説明する。

まず、第２の従来例のディジタル信号伝送方法として
紹介した方法はタイムスロット内位相遷移波形ψ（ｔ）
として、階段状の波形の場合であったが、この改善原理
は、任意の位相変化波形にも適用されることを示す。

第13図は、任意のタイムスロット内位相遷移波形ψ
（ｔ）について、第21図と同様に、２波マルチパス下に
おいて、検波出力信号がどのようになるかを説明した図
である。第21図の場合と同様に、大別して検波出力はF,
G,Hの３領域に分類され、領域ＦおよびＨは、伝送され
るデータ値と必ずしも極性の一致しない無効検波出力の
領域である。そして、第21図における領域B,C,Dの領域
Ｇが対応し、この領域は伝送されるデータ値と必ず極性
の一致する有効検波出力の領域であり、領域Ｇ内には明
確な領域区分は無いが、第13図（ｃ）の実線に示したよ
うに、異なる種類の検波出力が現れる。第21図の場合と
同様、さらに、第13図（ｃ）の実線の波形にフィルタが
かかり、第13図（ｃ）の点線に示したようにアイパター
ンの一部を形成する。

領域Ｇにおける検波出力は、式と同様にして、ｚを
パラメータとして、領域G; a_nsin（π/m）・（｜s₁exp｛ｊψ（ｚ）｝＋s₂exp｛ｊ
ψ（ｚ−τ）｜^２）＝a_nsin（π/m）・（｜s₁exp｛ｊψ
（ｚ）−ψ（Ｚ−τ）｝〕＋s₂｜^２）ただし、τ≦ｚ≦
Ｔ … と表せる。従って、 ψ（ｚ）−ψ（Ｚ−τ）≠const.（τ≦ｚ≦Ｔ） … の条件が満たされるタイムスロット内位相遷移波形ψ
（ｔ）を用いる限り、式は一定値ではなく、やはり、
異なる検波出力を合成することによる一種のダイバーシ
チ効果によってマルチパスフェージング下において誤り
率特性が改善されることがわかる。式の条件は、タイ
ムスロット内位相遷移波形ψ（ｔ）が、その位相変化率
を変化する、あるいは、不連続である波形であることを
示している。

次に、本発明のディジタル信号伝送方法の代表例をと
り、遅延時間差を有する２波レイリーフェージング下に
おける平均誤り率特性の一例を示す。

第14図は、タイムスロット内位相遷移波形が、第１図
あるいは式のψmaxをパラメタとして、４相系の場合
の平均誤り率特性をS/N比に対して示したものである。
なお、比較のために従来のディジタル信号伝送方法であ
る４相位相変調の場合も同一グラフに示した。第14図の
ように、４相位相変調ではS/N比を増加しても軽減され
ない、軽減不能誤りを生じるが、本発明のディジタル信
号伝送方法においてはそのような現象は現れず、著しく
誤り率特性が改善されることがわかる。

第15図は、同様に、ψmaxをパラメタとして、４相系
の場合の平均誤り率特性を遅延時間差τに対して示した
ものである。ψmaxを180°以上にすれば、０＜τ/T＜0.
7の範囲で著しく改善され、270°程度が最適値であり、
最大τ/Tが0.8程度まで改善されることが判る。ψmaxを
大きくすると、占有帯域幅の増加を招くので、ψmaxは1
80°ぐらいから270°の間に選ぶのが適当である。な
お、τ/T＝０あるいはτ/T≧0.7においては、改善効果
がなくなり、ほぼ４相位相変調の特性に近い。

以上のように、本実施例によれば、タイムスロット内
位相遷移波形をサイン半周期波形にすることにより、よ
り大きなτに対しても改善効果が得られ、かつ、タイム
スロット内に位相不連続点がないので帯域制限時の包絡
線変動を軽減でき、帯域制限および非線形歪に対する特
性が向上する。

以下、本発明の第２の実施例について図面を参照しな
がら、説明する。

第16図は、本発明の第２の実施例におけるディジタル
信号伝送方法の送信回路の構成図である。第16図におい
て、501はデータ入力端子、1601は伝送信号生成回路で
あり、以上は、第１の実施例における第５図の構成と全
く同じものである。1602〜1604はｋ系統の第１空中線〜
第ｋ空中線、1605〜1607はｋ系統のレベル調節器、1608
〜1610はｋ−１系統の第１遅延器〜第ｋ−１遅延器であ
る。なお、レベル調節器1605〜1607は、増幅作用を有し
ても良い。また、受信側における検波方法は、第１の実
施例として示した第10図〜第12図のようなｎタイムスロ
ットの遅延検波を行う。

以上のように構成されたディジタル信号伝送方法につ
いて、以下、第15図、第16図、および、式を用いて説
明する。

第15図は、伝送信号生成回路1601の出力信号である本
発明の伝送信号が遅延時間差τを持つ２波のレイリーフ
ェージング経路を伝搬し、受信検波された場合の平均誤
り率特性であることは前述した。今、伝搬経路の遅延時
間差τ、いわゆる、遅延分散がタイムスロット長Ｔに比
べて小さい場合を想定する。この条件は、構内などで遅
延分散が小さい場合、あるいは、伝送速度が遅い場合に
相当する。このようにτ/Tが０に近い時、式左辺はｚ
の変化に対して変化が少なくなり、第１の実施例で述べ
たような異種の検波出力を合成することによるダイバー
シチ効果が減少する。このために、第15図のように、τ
/Tが０に近くなるにつれて、誤り率特性は改善されなく
なる。従って、τ/Tの改善範囲である、０〜0.8の範囲
に入る程度の遅延を予め送信側で与えておけば、ダイバ
ーシチ効果によって、かえって誤り率特性が改善され
る。

第16図において、1608〜1610の遅延器は以上のような
送信側での遅延を与えるもので、各空中線からの行路差
による遅延を含め、受信側において、最初に到達する波
と最後に到達する波の時間差τ_ｍがτ_ｍ/Tにして、タイ
ムスロット内位相遷移波形ψmaxによって決るτ/Tの最
大改善範囲（0.8程度）を超えないように設定しなけれ
ばならない。レベル調節器1605〜1607は、各空中線から
のフェージングを伴う波の平均レベルは受信点において
ほぼ等しく設定する。第１〜第ｋ空中線は、各空線から
受信点までの経路のそれぞれのフェージングが互いに無
相関になるように、離して設置するかあるいは偏波面の
異なる空中線を用いる必要がある。なお、最も単純で有
用な場合として、ｋ＝２の場合が考えられるが、この場
合は２つの空中線から到達する波の時間差τ_ｍがτ_ｍ/T
にして、ψmaxによって決る誤り率の最良点である、0.3
〜0.4程度に選ぶのが望ましい。

以上のように、本発明の第２の実施例においては、同
一の伝送信号を時間差をもって異なる空中線から送信す
ることにより、τ/Tが小さい時もダイバーシチ効果を得
ることができ、誤り率特性を改善することができる。こ
のダイバーシチは、受信側の空中線が一つで済むので受
信側機器の小型化、携帯化に有利である。

発明の効果以上のように本発明は、伝送信号のタイムスロット内
位相遷移波形にサイン半周期波形を用いることにより、
タイムスロット内の位相不連続点をなくし、帯域制限時
の包絡線変動を抑え、帯域制限および非線形歪に対して
特性が向上する。また、より大きな遅延時間τに対して
も複数種類の検波出力を得ることができ、所要帯域幅あ
るいは帯域制限との両立を図りながら、より大きなτ/T
に対しても良好な誤り率特性を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図〜第４図は本発明のディジタル信号伝送方法の伝
送信号の位相遷移波形の一例を示す位相遷移波形図、第
５図は本発明の第１の実施例におけるディジタル信号伝
送方法の伝送信号の生成回路の回路構成図、第６図は第
５図の直交変調器の回路構成図、第７図は第５図の差動
符号化回路の回路構成図、第８図および第９図は第５図
の波形発生回路の回路構成図、第10図〜第12図は本発明
の実施例におけるディジタル信号伝送方法の検波器の回
路構成図、第13図は本発明のディジタル信号伝送方法の
２波マルチパス下における検波出力信号を説明した説明
図、第14図〜第15図は２波レイリーフェージング下にお
ける本発明のディジタル信号伝送方法の平均誤り率特性
を示した特性図、第16図は本発明の第２の実施例におけ
るディジタル信号伝送方法の伝送回路の回路構成図、第
17図は第１の従来例におけるディジタル信号伝送方法の
伝送信号の位相遷移を示す位相遷移波形図、第18図は第
１の従来例におけるディジタル信号伝送方法の２波マル
チパス下における検波出力信号を説明した説明図、第19
図は第18図の検波出力を求めるために直接波と遅延波の
合成位相を示したベクトル図、第20図は第２の従来例に
おけるディジタル信号伝送方法の伝送信号の位相遷移を
示す位相遷移波形図、第21図は第２の従来例におけるデ
ィジタル信号伝送方法の２波マルチパス下における検波
出力信号を説明した説明図、第22図は第21図の検波出力
を求めるために直接波と遅延波の合成位相を示したベク
トル図である。 501……データ入力端子、502……差動符号化回路、503
……発振器、504……波形発生回路、505……直交変調
器、506……伝送信号出力端子、601……90°移相器、60
2,603……平衡変調器、604……合成器、701……グレイ
符号変換回路、702……加算器、703……遅延器、704…
…グレイ符号変換回路、801……Ｉ軸データ入力端子、8
02……データクロック出力端子、803……Ｑ軸データ入
力端子、804,806……シフトレジスタ、805,901……２進
カウンタ、807,902……リード・オンリー・メモリー（R
OM）、808……クロック発生器、809,810……デジタル・
アナログ変換器（D/A変換器）、811,812,1003,1107,110
8,1211〜1214……低域通過フィルタ、813……Ｉ軸変調
出力端子、814……Ｑ軸変調出力端子、1001,1101,1201
……入力端子、1002,1102,1106,1202〜1205……乗算
器、1004,1104,1206……ｎタイムスロット遅延器、1005
……出力端子、1109,1216……出力端子Ａ、1110,1218…
…出力端子Ｂ、1217……出力端子Ｃ、1103……−45°移
相器、1105……＋45°移相器、1207……−2.25°移相
器、1208……＋22.5°移相器、1209……＋67.5°移相
器、1210……−67.5°移相器、1215……比較器、1601…
…伝送信号生成回路、1602……第１空中線、1603……第
２空中線、1604……第ｋ空中線、1605〜1607……レベル
調節器、1608……第１遅延器、1609……第２遅延器、16
10……第ｋ−１遅延器。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】ディジタルデータを伝送する伝送方法であ
って、データの１タイムスロット内の位相遷移波形がサ
イン半周期波形をしており、任意のタイムスロット内の
前記位相遷移波形と、所定のタイムスロットだけ後のタ
イムスロット内の前記位相遷移波形とは、伝送される情
報にかかわらず同一の形状であり、前記所定のタイムス
ロットだけ離れた、これら両者のタイムスロットの同位
置どおしの間の位相差に伝送される情報がある伝送信号
を用い、前記伝送信号は前記所定のタイムスロットに相
当する遅延を得ることのできる遅延線を用いる遅延検波
によって検波されることを特徴とするディジタル信号伝
送方法。
【請求項２】位相差は２πを２の累乗の数で均等に分割
した角度のいずれかであることを特徴とする特許請求の
範囲第（１）項記載のディジタル信号伝送方法。
【請求項３】伝送信号は、伝送される情報が、任意のタ
イムスロット内の位相遷移波形と、１タイムスロットだ
け離れた位相遷移波形の同位置どおしの間の位相差にあ
って成ることを特徴とする特許請求の範囲第（１）項記
載のディジタル信号伝送方法。