JP4696111B2 - 伝送方法及び伝送システム - Google Patents

Description

本発明は、無線通信の分野における、複数の送信アンテナを用いて信号を送信する送信ダイバーシチを用いた伝送方法及び伝送システムに関するものである。

無線通信には、複数のアンテナを用いて信号を送受信することで伝送特性を改善する、アンテナダイバーシチ技術がある。このアンテナダイバーシチには、送信側が複数の送信アンテナを用いて信号を送信する送信ダイバーシチと、受信側が複数の受信アンテナで信号を受信する受信ダイバーシチとがある。送信ダイバーシチは、送受信間で互いに相関が低い伝搬路を複数形成することにより、受信側での伝送特性の改善を図る技術である。受信ダイバーシチは、各受信アンテナで受信される複数信号を選択又は合成することにより、受信特性を改善する技術である。特に、受信アンテナを１本にして送信ダイバーシチだけで伝送する方法は、受信機のアンテナ配置の面でサイズ及びコストを増やすことなく特性改善を図れるので、基地局に比べて携帯端末の方に制約が多くなるセルラー系の移動体通信システム等において有効である。

ところが、送信ダイバーシチによる無線伝送においては、受信側における位相関係によって複数の受信信号が互いに打ち消し合って消失してしまい、結果として伝送特性が劣化するという問題がある。なお、本明細書では、送信アンテナから送信される信号を「送信信号」と、この送信信号が伝搬路を介して受信アンテナで受信される信号を「到来信号」という。

図２１は、２つの到来信号Ａ及びＢが受信端で合成されるときの位相関係を示した図である。図２１の（ａ）に示すように、受信波は、到来信号Ａと到来信号Ｂとが位相差αで合成される。このため、α＝１８０度（逆相）の場合には、到来信号Ａと到来信号Ｂとが互いに打ち消し合って受信波が消失してしまう（図２１の（ｂ））。特に、１シンボル内の位相が一定である通常の位相変調方式を無線通信に用いた場合には、シンボル期間の全体に渡って到来信号が打ち消し合って検波出力が無くなるので伝送誤りを招いてしまう。図２２は、この通常の位相変調方式における位相差α＝１８０度である場合の、２つの到来信号Ａ及びＢの位相関係を示す概略図である。

従来、通常の位相変調方式による送信ダイバーシチを用いた伝送方法では、例えば非特許文献１に示されるように、時間インターリーブと誤り訂正符号とを用いて送信データを符号化し、２本の送信アンテナのうち片方の送信アンテナから送信する信号に位相掃引を与えて送信する方法がある。図２３は、この非特許文献１に記載された従来の送信ダイバーシチを用いた伝送システムの構成を示す図である。なお、変調方式には、通常のＱＤＰＳＫ(Quaternary Differential Phase Shift Keying)方式を用いている。

図２３において、分配器３０１は、送信機３００から送信される送信信号３１０を２つの送信信号３１１及び３１２に分けて、２つのアンテナ系統にそれぞれ分配する。発振器３０３は、所定の位相掃引信号３１３を生成する。位相シフタ３０２は、片方のアンテナ系統に設けられ、位相掃引信号３１３を送信信号３１２に付加した送信信号３１４を、アンテナ３０５から送信する。ここで、付加される位相掃引信号３１３の時間関数は、シンボル長よりも長い変動で、誤り訂正符号の符号長や時間インターリーブ長よりも短い変動が選ばれる。留意すべきは、この変動はシンボル周期に非同期で、後述する特許文献１に記載されるようなシンボル長の時間内で所定の位相遷移をするものではない。そして、当該構成による送信ダイバーシチ形態に加え、送信データが誤り訂正符号を用いて符号化される。

このように、非特許文献１に記載された従来の送信ダイバーシチを用いた伝送方法では、予め送信側で位相に変動を与えて送信することで、図２２で述べたような２つの送信アンテナからの到来信号が打ち消し合う状況が持続する期間を短くし、誤りが生じても、時間インターリーブと誤り訂正処理とによって訂正できるようにしている。

また、シンボル波形（シンボル内の位相波形）に着目した特許文献１に記載された伝送方法の変調方式は、シンボル波形の位相についてシンボル周期Ｔに同期させた凸型の位相遷移を有し、遅延検波によって検波出力を得る方法で、マルチパスによって検波出力が消失してしまう状況を回避し、逆にパスの合成効果を得て伝送特性を改善することができる。この改善効果は、原理的に遅延波の遅延量τが所定の範囲（０＜τ＜Ｔ）において効果を発揮する。

図２４は、特許文献１に記載されたシンボル波形の位相遷移を示す概略図である。図２４において、この位相遷移は、１シンボルの時間長（シンボル長）Ｔでの遷移幅を最大位相遷移量φ_MAXで規定し、下記式（１）に示す関数に基づいて放物線状に位相を変化させる。

図２５は、特許文献１に記載された伝送信号生成回路７００の構成を示す図である。図２５に示すように、伝送信号生成回路７００は、差動符号化回路７０１と、波形発生回路７０２と、直交変調器７０４と、発振器７０３とを備える。そして、伝送信号生成回路７００は、送信データを差動符号化回路７０１で差動符号化し、波形発生回路７０２で凸型の位相冗長性を有するシンボル波形を用いて変調し、直交変調器７０４で搬送波周波数帯の信号に変換する。

次に、このような凸型の位相冗長性を持たせたシンボル波形を用いる場合の到来信号間の位相関係について示す。
図２６は、凸型の位相冗長性を持たせたシンボル波形を用いる場合における２つの到来信号Ａ及びＢの位相関係を示す概略図である。図２６において、位相差αを１８０度とすると、到来信号間に遅延が生じる場合でも位相が凸状に遷移するので、有効区間（正しい受信データが得られる区間）内で打ち消し合って受信波が消失する区間（図２６のｂ点）があっても、打ち消し合わずに受信波が残存する区間（図２６のａ点及びｃ点）がある。この到来信号Ａ及びＢを遅延検波と低域通過フィルタとの組み合わせによって処理することで、有効な検波出力を得ることができる、よって、結果的にパスダイバーシチ効果を得て伝送特性が改善される。

図２７は、特許文献１に記載される変調方式による送信ダイバーシチを用いた従来の伝送システムの構成を示す模式図である。図２７に示すように、伝送信号生成回路７００と第１及び第２空中線９０４及び９０５との間に遅延器９０１を設け、第１及び第２空中線９０４及び９０５から送信する信号間に遅延を挿入する。このとき、パスダイバーシチ効果が良好に発揮される遅延量に設定して送信することで、伝送特性の改善が図られる。
特許第２５０６７４７号明細書 アキラ・ヒロイケ、「コンバインド・エフェクツ・オブ・フェーズ・スウィーピング・トランスミッタ・ダイバーシチ・アンド・チャネル・コーディング」、アイ・トリプルイー・トランザクションズ・オン・ヴィーキュラ・テクノロジ（Akira Hiroike, "Combined Effects of Phase Sweeping Transmitter Diversity and Channel Coding", IEEE TRANSACTIONS ON VEHICULAR TECHNOLOGY）、ＶＯＬ.４１，ＮＯ.２、１９９２年５月、ＩＥＥＥ、ＵＳＡ，１７０−１７６頁

しかしながら、非特許文献１に記載の従来の伝送方法は、シンボル長に対して遅延分散性が無視できるような伝搬路において効果を有するが、遅延分散性が無視できない場合は１シンボル内の位相が一定の通常の差動位相変調方式を用いるので、到来信号Ａと到来信号Ｂとの位相関係によっては、検波出力が得られず伝送特性の劣化が生じる。図２８は、通常の位相変調方式における到来する２波の信号が受信端で合成されるときの位相関係を示した模式図である。図２８のように到来信号Ａと到来信号Ｂとの間の遅延量が０．２５Ｔの場合、α=１８０度（逆相）では、互いに打ち消し合って到来信号の同じシンボル区間で正しい受信データが得られる区間（有効区間）の全体に渡って受信波が消失してしまう。このように、２つの送信アンテナからの到来信号の一部が互いに打ち消し合う状況では、たとえ送信アンテナ間に位相変動を与えても、伝搬路での到来信号間の位相関係は改善されないので、検波出力は回復せず伝送誤りが生じる。

また、特許文献１に記載されたシンボルに同期した位相遷移を有する変調方式を遅延の挿入なしで送信ダイバーシチに適用した伝送方法では、遅延分散性が無視できる伝搬路の場合、たとえ複数の送信アンテナからの到来波のレベルが確保されても、２つの到来信号間の位相関係が逆相になると打ち消し合ってパスダイバーシチ効果が発揮されない。
図２９は、特許文献１に記載された変調方式において到来信号の位相関係が逆相の場合を示した模式図である。図２９に示すように、たとえ位相遷移が凸状であっても２つの到来信号間に遅延がない場合、逆相になってしまうと検波出力が無くなってしまい、改善効果を失ってしまう。

図３０は、２波到来モデルにおいて、特許文献１に記載された伝送方式のビット誤り率と遅延量τとの関係を模式的に示したものである。図３０において、横軸は２波到来モデルの到来信号間の遅延量、縦軸はビット誤り率を示す。到来波間の遅延量τが少ないと、図２９で述べたように、２波の位相が逆相で到来した場合に改善効果が失われて、誤り率が劣化する。遅延量τが相対的に大きくなるにつれて改善され、シンボル長Ｔに近づくにつれて有効区間が短くなり、最終的には消滅して再度誤り率は劣化する。

特許文献１には、送信信号に意図的な所定遅延を挿入することで、送信ダイバーシチを構成する方法が記載されている（図２７）。遅延器９０１で挿入する遅延量は、給電線を含め伝搬路での行路差、加えて各々行路内での遅延分散が相加することを想定して、例えば、図３０のτ_Sで示すように、誤り率特性曲線の底（良好な誤り率の区間）の中央に設定することになる。しかし、この従来の送信ダイバーシチだと、伝搬路で生じる遅延分散に対する耐性（遅延耐性）の観点で見るならば、「良好な誤り率の区間」で示された本来の方式の能力に対して、送信側で比較的大きな遅延τ_Sを予め挿入しなければならないために、耐遅延量は大幅に目減りしてしまう問題があった。

それ故に、本発明の目的は、従来の課題を解決するもので、伝搬路の遅延分散性の有無にかかわらず、また、遅延分散性伝搬路に対してより大きな遅延耐性を有し、パスダイバーシチ効果によるより大きな誤り率改善が得られる送信ダイバーシチによる伝送方法及び伝送システムを提供することである。

本発明は、同じ送信データに基づいて変調された変調信号を、複数の送信アンテナを用いて送信側から受信側へ伝送する伝送方法に向けられている。そして、上記目的を達成するために、本発明の伝送方法は、送信側で、送信データから同一時間のシンボルにおいて相互に異なるシンボル波形となる複数の変調信号を生成し、生成した複数の変調信号を複数の送信アンテナからそれぞれ送信する。そして、受信側で、複数の送信アンテナから送信された複数の到来信号を任意の１本の受信アンテナで受信し、受信した信号を検波し、検波によって得られた検波信号を復号して受信データを得る。

典型的には、送信側は、所定のシンボル数だけ離れた任意の２つのシンボルのシンボル波形が、送信データにかかわらず同一であり、かつ、当該任意の２つのシンボルの位相差が、送信データに基づいて決定される変調信号を生成する。ここで、所定のシンボル数を１として、変調信号を生成してもよい。また、位相差は、２πを２の累乗の数で均等に分割した角度のいずれかであることが好ましい。さらに、隣接シンボル毎にさらに一定量右回りか左回りにシフト（いわゆる対称配置）するものであっても良く、送信データに応じて、さらに振幅方向にも情報を載せても良い。また、受信側は、遅延検波によって検波信号を得ることが望ましい。

そして、送信側が複数の送信信号を生成する際に基とするシンボル波形には、１シンボル期間において、位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではなく、かつ、その位相の変化が送信系統毎に異なれば、如何なる位相遷移の組み合わせを用いてもよい。

具体的には、例えば、１シンボル期間において、位相が時間に対し増加傾向で、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第１シンボル波形と、位相が時間に対し減少傾向で、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第２シンボル波形のように、相互に異なる変化となる波形を選ぶことが好ましい。さらに、第１及び第２シンボル波形は、１シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量（１次微係数）が減少（又は増加）し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が増加（又は減少）する位相遷移が好ましい。

また、例えば、１シンボル期間において、位相が時間に対し増加した後、所定点で減少に転じ、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第１シンボル波形と、位相が時間に対し減少した後、所定点で増加に転じ、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第２シンボル波形のように、相互に異なる変化となる波形を選ぶことが好ましい。この場合、１シンボル期間の全てで位相の時間変化量が減少（又は増加）する位相遷移が好ましい。

ここで、上記所定点を１シンボル期間の中心点とし、中心点以前の位相と中心点以後の位相とが対称的に変化する位相遷移であればなお良い。

また、本発明は、同じ送信データに基づいて変調された変調信号を、複数の送信アンテナを用いて送信する送信装置と、当該装置から送信された変調信号を１本の受信アンテナで受信する受信装置とで、構成される伝送システムに向けられている。そして、上記目的を達成するために、本発明の伝送システムは、送信装置が、送信データを差動符号化して差動符号化信号を生成する差動符号化部と、差動符号化信号を予め記憶する複数のシンボル波形でそれぞれ変調して、同一時間のシンボルにおいて互いに異なるシンボル波形を有する複数の変調信号を生成する複数の波形生成部と、複数の変調信号をそれぞれ直交変調して、搬送波帯域の信号に変換する複数のＲＦ直交変調部と、帯域変換された複数の変調信号をそれぞれ送信する複数の送信アンテナとを備える。そして、受信装置は、複数の送信アンテナから送信された信号を受信する受信アンテナと、受信された信号に遅延検波処理及び低域濾過処理を施して、検波信号を生成する遅延検波部と、検波信号をデータ判定して受信データを出力するデータ判定部とを備える。

上記の本発明によれば、１つの送信データ系列に対して差動符号化し、異なるシンボル波形で変調して、複数の送信アンテナから信号を送信するので、各送信アンテナからの送信信号間に意図的な遅延を挿入するタイミング調整なしで、伝搬路での遅延分散性の有無にかかわらず、遅延分散があったとしてもより大きな耐遅延量を有し、さらに伝搬路が高速に変動する高速フェージング環境においても、受信側でパスダイバーシチ効果を発揮して伝送特性を改善することができる。

本発明は、複数の送信アンテナによる送信ダイバーシチを用い、かつ２のべき乗の位相数によって差動符号化を行う伝送システムに利用が可能である。以下、２つの送信アンテナによって４相で差動符号化を行う場合を一例に挙げて、本発明を説明する。なお、隣接シンボル毎にさらに一定量右回りか左回りにシフト（いわゆる対称配置）するものであっても良く、送信データに応じて、さらに振幅方向にも情報を載せる差動振幅位相変調（ＤＡＰＳＫ）を用いてもよい。

図１は、本発明の一実施形態に係る伝送システムの構成を示す図である。図１に示す本実施形態の伝送システムは、送信装置１００が無線伝搬路を介して受信装置１４０と通信を行う構成である。送信装置１００は、差動符号化部１０１と、第１波形生成部１０２と、第２波形生成部１０３と、発振器１０６と、ＲＦ直交変調部１０４及び１０５と、増幅器１０７及び１０８と、送信アンテナ１０９及び１１０とを備える。受信装置１４０は、受信アンテナ１４１と、増幅器１４２と、ＲＦ部１４３と、遅延検波部１４４と、データ判定部１４５とを備える。なお、波形生成部、ＲＦ直交変調部、増幅器及び送信アンテナで構成される送信系統は、図１で示した２系統に限られず、３系統以上で構成されてもよい（図２０）。また、発振器１０６は、送信系統毎に専用に設けられていてもよい。

まず、上記構成による本実施形態の伝送システムの送信装置１００について説明する。
差動符号化部１０１には、入力ビット系列をシリアルパラレル変換によってシンボル形式に直された送信データ１２０が入力される。差動符号化部１０１は、送信データ１２０に差動符号化を施して、各シンボルの同相軸信号Ｉ及び直交軸信号Ｑを求める。具体的には、差動符号化部１０１は、第ｋシンボル（ｋは０以上の整数）の同相軸信号Ｉ_k及び直交軸信号Ｑ_kを、Ｍシンボル前（Ｍは１以上の整数）である第ｋ−Ｍシンボルの同相軸信号Ｉ_k-Mと直交軸信号Ｑ_k-Mとを用いて、下記式（２）に従って求める。なお、Δθ_kは位相回転量である。

図２は、本発明の一実施形態に係る伝送システムの差動符号化規則の一例及び信号空間ダイアグラムを示す図である。まず、図２の（ａ）に従って、送信データ１２０の連続する２ビットの組（シンボル形式）Ｘ₁（ｋ）及びＸ₂（ｋ）の位相回転量Δθ_kが決まる。次に、第ｋシンボルの信号点Ｓ_k（Ｉ_k、Ｑ_k）の信号ダイアグラムは、初期値Ｓ₀（Ｉ₀、Ｑ₀）が決まれば式（２）によって決まるが、図示すると図２の（ｂ）のように表せる。そして、図２の（ｂ）の信号点Ｓ_k（１、０）、Ｓ_k（０、１）、Ｓ_k（−１、０）及びＳ_k（０、−１）から、図２の（ｃ）に従って差動符号化信号（Ｄ₁（ｋ）、Ｄ₂（ｋ））を求める。

第１波形生成部１０２は、所定の第１シンボル波形を記憶しており、差動符号化部１０１が出力する差動符号化信号１２１に応じたベースバンド変調信号１２２及び１２３を出力する。第２波形生成部１０３は、所定の第２シンボル波形を記憶しており、差動符号化部１０１が出力する差動符号化信号１２１に応じたベースバンド変調信号１２４及び１２５を出力する。この第１シンボル波形と第２シンボル波形とは異なっており、ベースバンド変調信号１２２及び１２３の位相遷移とベースバンド変調信号１２４及び１２５の位相遷移とは異なる。

図３は、第１波形生成部１０２の構成の一例を示す図である。図３において、第１波形生成部１０２は、それぞれ、クロック発振器１８０１と、Ｌ分周器１８０２と、Ｌカウンタ１８０３と、Ｍカウンタ１８０４と、シフトレジスタ１８０５及び１８０６と、波形記憶部１８０７と、Ｄ／Ａ変換器１８０８及び１８０９と、低域通過フィルタ１８１０及び１８１１とを備える。なお、第２波形生成部１０３の構成も同様であるので省略する。

図４は、第１波形生成部１０２及び第２波形生成部１０３が生成するベースバンド変調信号１２２〜１２５の基本となる、第１及び第２シンボル波形の位相遷移の様々な例を示したものである。第１及び第２シンボル波形の条件としては、その変化の２次微係数がシンボル内において常時ゼロ「０」でないことである。例えば、図４の（ａ）において、第１シンボル波形が実線で示される位相遷移を有し、第２シンボル波形が点線で示される位相遷移を有する場合である。なお、図４の（ａ）〜（ｅ）は、位相遷移の一例に過ぎず、上記条件を満足すれば他の位相遷移であっても構わない。また、第１シンボル波形の位相遷移と第２シンボルの位相遷移とが対称的である必要はなく、図４の（ａ）〜（ｅ）において実線と点線との全ての組み合わせや、実線同士や点線同士の組み合わせであってもよい。

また、シンボル波形は、１つの送信系統について最大Ｍ種類のものを用いることができる。このＭ種類のシンボル波形の中には、同じものが繰り返し含まれても良く、Ｍ＝１の場合は、送信系統あたり１種類のシンボル波形となる。ただし、異なる送信系統の同じ送信データに対応するシンボルで用いるシンボル波形は、互いに異ならせる必要がある。

第１波形生成部１０２が生成するベースバンド変調信号のｍ番目（１≦ｍ≦Ｍ）のシンボル波形の位相遷移Φ^A _m(t)、及び第２波形生成部１０３が生成するベースバンド変調信号のｍ番目のシンボル波形の位相遷移Φ^B _m(t)は、シンボル長Ｔにおけるシンボル内（０＜ｔ＜Ｔ）では、図４の（ａ）のような波形の組み合わせを選んだ場合、例えば下記式（３）及び式（４）のように表される。

ここで、差動符号化を介した送信データを表す位相θ(t)は、第ｑシンボル（ｑは整数）について図２の（ｂ）における信号点の位相をθ_qとすると、ステップ関数Ｕ(t)を用いて下記式（５）のように表される。

位相遷移Φ^A _m(t)が０＜ｔ＜Ｔでのみ定義され、これ以外の区間では０とすると、ベースバンド変調信号の位相遷移Ψ^A(t)は、下記式（６）で表される。

従って、ベースバンド変調信号の位相遷移Ψ^A(t)から、同相変調信号Ｙ^A _I(t)及び直交変調信号Ｙ^A _Q(t)は、下記式（７）で表される。

基本的には、これらの信号で搬送波を直交変調することでＲＦ帯域の変調信号が得られる。なお、このままでは信号が広帯域になるので、帯域制限フィルタで帯域制限を行ってもよい。この場合、帯域制限フィルタのインパルス応答をｈ(t)として、帯域制限後の同相変調信号Ｙ^A _I(t)と直交変調信号Ｙ^A _Q(t)は、上記式（７）ではなく下記式（８）を用いて表される。

また、同様に、第２波形生成部１０３についても、図４の（ａ）に示すシンボル波形の位相遷移Φ^B _m(t)に基づいて、ベースバンド変調信号の位相遷移Ψ^B(t)は、下記式（９）で表される。

そして、同相変調信号Ｙ^A _I(t)及び直交変調信号Ｙ^A _Q(t)は、下記式（１０）で表される。

なお、上記式（８）及び式（１０）の積分範囲−ｔ₀〜ｔ₀は、インパルス応答ｈ(t)の広がりの範囲である。また、帯域制限フィルタは、低域通過型であればよく、様々な特性（コサインロールオフ、ルートナイキスト、ガウス等）及びパラメータ（カットオフ、ロールオフ率等）を用いることができる。ここでは、一例として、カットオフ角周波数ω₀、ロールオフ係数γのコサインロールオフフィルタのインパルス応答ｈ(t)を、下記式（１１）に示す。

さて、波形記憶部１８０７には、上記式（８）に従って、同相変調信号Ｙ^A _I(t)及び直交変調信号Ｙ^A _Q(t)が記憶される。図３に示す第１波形生成部１０２では、一例として、帯域制限フィルタのインパルス応答ｈ(t)の広がりの範囲−ｔ₀〜ｔ₀を前後１シンボルとした場合で説明している。この場合、波形記憶部１８０７には、現在及び前後１シンボルの全ての送信データパターン分について計算して、各々変調信号の素片が記憶されている。入力された差動符号化信号１２１は、シフトレジスタ１８０５又は１８０６で遅延され、第ｋシンボルを中心に前後の第ｋ−１シンボル及び第ｋ＋１シンボルを含めて、変調信号の素片の選択信号として波形記憶部１８０７に入力される。

クロック発振器１８０１は、シンボル周波数Ｆｓのクロック信号を発振し、各シフトレジスタ１８０５又は１８０６に動作クロックとして入力される。Ｍカウンタ１８０４は、シンボル周波数Ｆｓで動作して、Ｍ通りの波形選択信号１８２３を波形記憶部１８０７に入力する。これにより、波形記憶部１８０７は、Ｍシンボルを１周期として複数のシンボル波形の選択が可能となる。波形記憶部１８０７は、シンボル毎の変調信号素片の波形テーブルを記憶したメモリであるが、その各変調信号素片は１シンボル当たりＬサンプルで記憶されている。Ｌ分周器１８０２が出力する周波数Ｌ・Ｆｓのクロックを読み出しクロックとし、カウンタ信号１８２２を読み出しアドレスとして、シンボル内の信号点を順次読み出し動作する。両軸の変調信号は、それぞれＤ／Ａ変換器１８０８及び１８０９でアナログ値に変換され、低域通過フィルタ１８１０及び１８１１で折り返し成分が除去されて、同相変調信号１２２及び直交変調信号１２３として出力される。第２波形生成部１０３も、記憶されている波形は異なるものの、構成動作は全く同じである。

なお、上記式（７）で示したように、帯域制限を行わない場合は、シフトレジスタ１８０５及び１８０６は不要であり、差動符号化信号１２１は、波形記憶部１８０７に直接入力される。また、１シンボル遅延の差動符号化が行われる場合（Ｍ＝１）又はシンボル波形が１種類の場合は、Ｍカウンタ１８０４は不要である。

ＲＦ直交変調部１０４は、第１波形生成部１０２から出力される変調信号を用いて搬送波信号１２６を変調して、ＲＦ帯変調信号１２７を生成する。また、ＲＦ直交変調部１０５は、第２波形生成部１０３から出力される変調信号を用いて搬送波信号１２６を変調して、ＲＦ帯変調信号１２８を生成する。図５は、ＲＦ直交変調部１０４及び１０５の詳細な構成を示す図である。

図５において、ＲＦ直交変調部１０４及び１０５は、それぞれ、９０度移相器１５０３と、平衡変調器１５０１及び１５０２と、合成器１５０４とを備える。ＲＦ直交変調部１０４において、発振器１０６から供給される搬送波信号１２６は、平衡変調器１５０１において第１波形生成部１０２から出力される同相変調信号１２２で変調され、同相被変調信号１５１０となる。また、搬送波信号１２６は、９０度移相器１５０３で９０度シフトされた後、平衡変調器１５０２において第１波形生成部１０２から出力される直交変調信号１２３で変調され、直交被変調信号１５１１となる。そして、直交被変調信号１５１１と同相被変調信号１５１０とが合成器１５０４で合成されて、ＲＦ帯変調信号１２７が生成される。ＲＦ直交変調部１０５についても同様に、第２波形生成部１０３を用いてＲＦ帯変調信号１２８が生成される。

ＲＦ直交変調部１０４及び１０５で生成されたＲＦ帯変調信号１２７及び１２８は、増幅器１０７及び１０８でそれぞれ増幅された後、送信アンテナ１０９及び１１０を介して送信される。

次に、上記構成による本実施形態の伝送システムの受信装置１４０について図１を用いて説明する。
送信装置１００から送信される複数の送信信号は、受信アンテナ１４１で受信されて、ＲＦ帯受信信号１５０として増幅器１４２に入力される。増幅器１４２は、受信したＲＦ帯受信信号１５０を増幅する。ＲＦ部１４３は、増幅器１４２で増幅されたＲＦ帯受信信号１５０の周波数を、ＲＦ帯域からベースバンド帯域に変換する。遅延検波部１４４は、ベースバンド帯域に変換された受信信号１５１を、互いに直交する２軸について遅延検波遅延検波して、検波信号１５２を得る。データ判定部１４５は、遅延検波部１４４から出力される検波信号１５２を判定して、１シンボルにつき２ビットの受信データ１５３を出力する。

図６は、遅延検波部１４４の詳細な構成を示す図である。図６において、遅延検波部１４４は、Ｍシンボル遅延器１６０１と、乗算器１６０２及び１６０３と、−４５度移相器１６０４と、＋４５度移相器１６０５と、低域通過フィルタ１６０６及び１６０７とを備える。Ｍシンボル遅延器１６０１は、受信信号をＭシンボル長だけ遅延させる。なお、搬送波の位相は、入力と出力とで同相である。低域通過フィルタ１６０６及び１６０７は、乗算器１６０２及び１６０３で生じる搬送波の２倍の周波数成分を除去するだけでなく、後述する複数の検波出力を合成する役割も果たす。なお、図６において、遅延検波部１４４は、前段のＲＦ部１４３でベースバンド帯域に変換された受信信号１５１を処理するが、ＲＦ帯受信信号１５０が直接入力されて処理するものであってもよい。

次に、上記構成による本実施形態の伝送システムで行われる伝送方法が、ダイバーシチ効果を発揮する原理について、ベースバンド変調信号を生成する基本となる第１及び第２シンボル波形を中心に詳細に説明する。

はじめに、伝搬路の遅延分散が無視できる場合を説明する。具体的には、各送信アンテナ１０９及び１１０から送信される信号が、伝搬路でそれぞれのマルチパス（多重経路伝搬）が発生するものの、それらのマルチパス波間の相対的な遅延がシンボル長に対して無視できる場合である。到来信号Ａと到来信号Ｂとがそれぞれ独立なレイリー変動をする場合等がこれに相当し、これは伝送帯域内での伝搬路周波数特性が一様なフラットフェージングと呼ばれる。そして、位相差αは、送信アンテナ１０９及び１１０と受信アンテナ１４１との距離関係にも依存するパラメータである。

図７は、送信アンテナ１０９及び１１０から送信された送信信号Ａ及びＢを受信アンテナ１４１で受信した到来信号Ａ及びＢの位相を、シンボル毎に示した模式図である。図７は、第ｋ−Ｍシンボル、第ｋ−Ｍ＋１シンボル、第ｋシンボル、及び第ｋ＋１シンボルの位相を示す。なお、送信データに応じた信号点の位相をθ_kと、送信信号Ａの第ｍシンボル波形の位相遷移をΦ^A _m(t)と、送信信号Ｂの第ｍシンボル波形の位相遷移をΦ^B _m(t)とする。

到来信号Ａは、第ｋシンボルにおいて、シンボル内で一定の位相θ_kを起点に、シンボル波形の位相遷移Φ^A _m(t)が加わる。同様に、到来信号Ｂは、第ｋシンボルにおける信号点の位相θ_kと到来信号間の位相関係αとの合成位相を起点に、シンボル波形の位相遷移Φ^B _m(t)が加わる。第ｋシンボルよりＭシンボル前の第ｋ−Ｍシンボルには、信号点の位相θ_k-Mを起点に、第ｋシンボルと同じシンボル波形の位相遷移Φ^A _m(t)又はΦ^B _m(t)が加わる。そして、遅延検波部１４４では、第ｋシンボルと第ｋ−Ｍシンボルとで遅延検波が行われる。

図８は、到来信号Ａと到来信号Ｂとの位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図である。なお、この例では、送信信号Ａ（到来信号Ａ）及び送信信号Ｂ（到来信号Ｂ）のシンボル波形が、図４の（ａ）に示した位相遷移をする場合を示す。
図８において、第ｋ−Ｍシンボルにおける到来信号Ａの位相は、位相遷移ａ１のように変化し、到来信号Ｂの位相は、位相遷移ａ１の起点に対して位相差αだけシフトした位相値を起点に位相遷移ｂ１のように変化する。そして、第ｋシンボルにおいて、到来信号Ａの位相は第ｋ−Ｍシンボルの位相遷移ａ１の起点より差動符号化による位相Δθ_kだけシフトした位相値を起点に位相遷移ａ２のように変化し、到来信号Ｂの位相は位相遷移ａ２の起点に対して位相差αだけシフトした位相値を起点に位相遷移ｂ２のように変化する。よって、第ｋ−Ｍシンボルの位相遷移ａ１及びｂ１と第ｋシンボルの位相遷移ａ２及びｂ２との関係は、差動符号化による位相Δθ_kだけシフトしたものとなる。従って、第ｋシンボルを第ｋ−Ｍシンボルで遅延検波すれば、差動符号化による位相Δθ_kが得られるので、データを復調できる。

さらに、到来信号Ａと到来信号Ｂとの間の位相関係をベクトル図で説明する。
今、図９に示すように、到来信号Ａの信号レベルを１、到来信号Ｂの信号レベルをρとし、到来信号間の位相差がαであるとする。

この場合、図１０に示すように、第ｋ−Ｍシンボルでは、到来信号ＢのベクトルＳ_1Bは、到来信号ＡのベクトルＳ_1Aに対してαだけ位相が異なる。到来信号Ａは、ベクトルＳ_1Aを起点に時間と共にΦ^A _m(t)に応じて位相が変化し、任意の時刻ｔにおいてベクトルＳ_1A'であるとする。到来信号Ｂは、ベクトルＳ_1Bを起点に時間と共にΦ^B _m(t)に応じて位相が変化し、時刻ｔにおいてベクトルＳ_1B'であるとする。このとき、時刻ｔにおける受信波のベクトルはＶ_k-Mとなる。
同様に、第ｋシンボルでは、到来信号ＡのベクトルＳ_2Aは、ベクトルＳ_1Aに対してΔθ_kだけ位相が異なり（ここでは、検波対象とするシンボル間の位相差Δθ_kがπとなる場合を示している）、到来信号ＢのベクトルＳ_2Bは、ベクトルＳ_2Aに対してαだけ位相が異なる。到来信号Ａは、ベクトルＳ_2Aを起点に時間と共にΦ^A _m(t)に応じて位相が変化し、任意の時刻ｔにおいてベクトルＳ_2A'であるとする。到来信号Ｂは、ベクトルＳ_2Bを起点に時間と共にΦ^B _m(t)に応じて位相が変化し、ある時刻ｔにおいてベクトルＳ_2B'であるとする。このとき、時刻ｔにおける受信波ベクトルはＶ_kとなる。

このように、到来信号Ａ及び到来信号Ｂについて、第ｋ−Ｍシンボルと第ｋシンボルとは、それぞれシンボル内で同じように位相が遷移するので、２つの受信波ベクトルＶ_kとＶ_k-Mとの位相関係も任意の時刻ｔにおいて常にΔθ_kとなる。

次に、検波出力が有効に得られるシンボル波形の位相遷移について説明する。
図１０から、任意の時刻ｔにおける受信波ベクトルＶ_k-M(t)とＶ_k(t)とは、第ｋ−Ｍ及び第ｋシンボルにおける信号点をそれぞれＳ_k-M及びＳ_kとすると、下記式（１２）で表される。

従って、遅延検波による検波出力Ｄ_k(t)は、下記式（１３）で表される。なお、^*は複素共役を示す。

ここで、Φ^A _m(t)＝ｕ及びΦ^B _m(t)＋α＝ｖとおくと、上記式（１２）は、下記式（１４）のように表される。

従って、Ｄ_k(t)は、下記式（１５）のように表現される。

この式（１５）において、exp（ｊ・Δθ_k）の項は、送信データを担う位相Δθ_kに対応する検波信号を示しており、|Ｓ_k|²及び｛１＋ρ²＋２ρ・COS(Φ^A _m(t)−Φ^B _m(t)−α)｝の項は、常に非負であるから、常に正しい検波出力が得られることを示している。式（１５）がゼロになるのは、第３項の｛１＋ρ²＋２ρ・COS(Φ^A _m(t)−Φ^B _m(t)−α)｝がゼロになる時であるが、それは、ρ＝１かつｃｏｓの項が−１になる時の瞬間に限られる。この第３項は、２つのシンボル波形の位相差Φ^A _m(t)−Φ^B _m(t)が時間間隔０＜ｔ＜Ｔにおいて変化する限り、任意のρ、αについて、一瞬ゼロになったとしても常にゼロにならない。すなわち、到来信号Ａと到来信号Ｂとが合成された検波出力が完全に消失することはなく、ダイバーシチ効果が得られることを意味する。なお、変化量が大きくなるほど、シンボル内の０＜ｔ＜Ｔにおいて有効な検波出力が複数得られ、より高いパスダイバーシチ効果が得られるが、好ましくは２π以上に変化すれば、COS(Φ^A _m(t)−Φ^B _m(t)−α)が必ず１になり、検波出力が最大になるｔが必ず存在することになる。

従って、本実施形態に係る伝送装置における第１波形生成部１０２と第２波形生成部１０３とが記憶する第１及び第２シンボル波形としては、例えば図４の（ａ）に示した位相遷移Φ^A及びΦ^Bのような、同じ時間領域で位相遷移の増減方向が互いに異なるようなものにすれば、受信側で高いダイバーシチ効果が得られる。

次に、受信装置１４０における到来信号Ａと到来信号Ｂとの位相関係によって、検波信号が変化する様子を説明する。
図１１は、伝搬路の遅延分散性が無視できる場合に受信アンテナで受信された到来信号Ａ及びＢの位相関係を示した模式図である。図１１の（ａ）〜（ｄ）は、それぞれα＝０度、９０度、１８０度及び２７０度の場合における到来信号Ａ及びＢのシンボル波形の位相関係を示す。図１１の縦軸は、図８における第ｋシンボルの位相を、到来信号Ａの位相遷移ａ２の起点を０度として０〜３６０度の範囲で示したもので、上記式（３）及び式（４）においてφ_MAX＝７２０度とした場合である。また、到来信号Ａと到来信号Ｂとの位相が逆相になる逆相点を×印で示し、同相になる同相点を○印で示している。

図１１の（ａ）に示すように、伝搬路に遅延がない場合、到来信号Ａと到来信号Ｂとがベクトル合成された受信波の振幅が打ち消し合ってゼロになる逆相点は、αの大きさにかかわらず１シンボル内で一瞬である。よって、この到来信号Ａ及びＢを遅延検波することで、検波振幅は受信波の２乗に比例し、ほぼ同様の形となる。この様子を図示したものが、図１２の実線で示した曲線である。図１２の実線に示すように、極性（図１２では正極性となる例）が送信データに対して常に正しい有効な検波出力が得られる。また、図１２の点線は、低域通過フィルタ１８１０及び１８１１通過後の検波出力を示している。低域通過フィルタ１８１０及び１８１１を通すことで、一瞬ゼロとなって欠損したとしても、シンボル内で複数の時間位置で得られる有効な出力を合成した検波出力が得られて、ダイバーシチ効果が発揮される。

次に、伝搬路の遅延分散が無視できない場合を説明する。
ここでは、説明を容易にするために、図１３に示すような２つの送信アンテナからの到来信号が２波となる２波到来モデルで考える。まず、送信信号Ａの直接波と遅延波とが受信される場合、及び送信信号Ｂの直接波と遅延波とが受信される場合をそれぞれ考察し、その後に全ての４つの到来波が受信される状況を考察する。

図１４Ａは、送信信号Ａの直接波と遅延波との位相の変化をシンボル毎に示した模式図である。ここで、直接波と遅延波との各々の搬送波同士の受信点における位相差をβ_Aとする。遅延波の位相は、第ｋ番目のシンボルでは、送信データに応じた信号点の位相θ_kと信号間の位相差β_Aとの合成位相を起点に、直接波に対してτだけ遅延した送信信号Ａのシンボル波形の位相遷移Φ^A _m(t-τ)が加わる。同様に、遅延波の位相は、第ｋ−Ｍシンボルにおいては、信号点の位相θ_k-Mを起点に、第ｋシンボルと同じ送信信号Ａの位相遷移Φ^A _m(t-τ)が加わる。
従って、第ｋシンボルと第ｋ−Ｍシンボルとで遅延検波を行う際に、正しい検波極性が得られてかつ正しい復調データが得られる有効区間は、第ｋシンボルにおける領域(ii)又は第ｋ−Ｍシンボルにおける領域(ii)'である。その前後の領域(i)、(iii)、(i)'及び(iii)'は、隣接シンボルの異なるデータ信号が混入するためにシンボル間干渉が生じ、必ずしも正しい復調データが得られない領域である。

図１４Ｂは、送信信号Ｂの直接波と遅延波との位相の変化をシンボル毎に示した模式図である。送信信号Ｂについては、上記の説明中、直接波と遅延波との各々の搬送波同士の受信点における位相差をβ_Bと、直接波に対してτだけ遅延した送信信号Ｂのシンボル波形の位相遷移をΦ^B _m(t-τ)と置き換えることで、原理は全く同じである。なお、ここでは、送信信号Ａに関する直接波と遅延波との遅延差と、送信信号Ｂに関する直接波と遅延波との遅延差とを、共に同じτとしているが、これらは異なっていても同様の改善効果が得られる。

図１５は、送信信号Ａ及びＢの直接波及び遅延波について、各々の搬送波の受信点での位相関係を示した図である。上述のβ_A及びβ_Bに加えて、送信信号Ａの直接波と送信信号Ｂの直接波との各々搬送波間の位相差をα'としている。また、送信信号Ａ及びＢの各直接波に対する遅延波の振幅をρ_A及びρ_Bとした。直接波同士の振幅については、この後の動作・改善効果の説明には差は無いので、ここでは簡単のために同じとしている。

図１６Ａは、送信信号Ａの直接波と遅延波との位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図である。なお、送信信号Ａのシンボル波形として図４の（ａ）に示すΦ^Aを用いた場合を示す。図１６Ａにおいて、第ｋ−Ｍシンボルにおける直接波の位相は、位相遷移ａ１のように変化し、遅延波の位相は、位相遷移ａ１の起点に対してβ_Aだけシフトした位相値を起点に位相遷移ｃ１のように遷移する。そして、第ｋシンボルにおいて、直接波の位相は第ｋ−Ｍシンボルの位相遷移ａ１の起点より差動符号化によるΔθ_kだけシフトした位相値を起点に位相遷移ａ２のように遷移し、遅延波の位相は、位相遷移ａ２の起点に対してβ_Aだけシフトした位相値を起点に位相遷移ｃ２のように遷移する。よって、第ｋ−Ｍシンボルの位相遷移ａ１及びｃ１と第ｋシンボルの位相遷移ａ２及びｃ２との関係は、差動符号化によるΔθ_kだけシフトしたものとなる。従って、第ｋシンボルを第ｋ−Ｍシンボルで遅延検波すれば、差動符号化によるΔθ_kが得られるので、データを復調できる。この関係は、図１６Ｂに示す、送信信号Ｂの直接波と遅延波との位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図でも同様である。

次に、送信信号Ａの直接波と遅延波との間の位相関係をベクトル図で説明する。
図１７Ａは、送信信号Ａの直接波と遅延波との位相遷移をベクトルで表した模式図である。ここでは、図１４Ａにおける有効区間(ii)又は(ii)'についてのみ考える。図１７Ａは、送信データを表し、検波対象となるＭシンボルだけ離れた２つのシンボル間の位相差Δθ_kがπとなる場合を一例として示しており、第ｋ−Ｍシンボルの信号点をＳ_1Aと、第ｋシンボルの信号点をＳ_2Aとする。

第ｋ−Ｍシンボルでは、直接波のベクトルＳ_1Aに対し、遅延波のベクトルＳ_1Adはβ_Aだけ位相が異なる。直接波は、ベクトルＳ_1Aを起点に時間と共にΦ^A _m(t)に応じて位相が変化し、任意の時刻ｔにおいてベクトルＳ_1A’で表される。遅延波は、ベクトルＳ_1Adを起点に時間と共にΦ^A _m(t-τ)に応じて位相が変化し、時刻ｔにおいてベクトルＳ_1Ad’で表される。このとき、時刻ｔにおける受信波のベクトルはＶ^A _k-Mとなる。
同様に、第ｋシンボルについて、直接波のベクトルＳ_2AはベクトルＳ_1Aに対してΔθ_kだけ異なり、遅延波のベクトルＳ_2AdはベクトルＳ_2Aに対してβ_Aだけ位相が異なる。そして、直接波はベクトルＳ_2Aを起点に時間と共にΦ^A _m(t)に応じて位相が変化し、任意の時刻ｔにおいてベクトルＳ_2A’で表される。遅延波は、ベクトルＳ_2Adを起点に時間と共に、Φ^A _m(t-τ)に応じて位相が変化し、ある時刻ｔにおいてベクトルＳ_2Ad’で表される。このとき、時刻ｔにおける受信波ベクトルはＶ^A _kとなる。

このように、送信信号Ａの直接波及び遅延波について、第ｋ−Ｍシンボルと第ｋシンボルとは、それぞれシンボル内で同じように位相が遷移するので、２つの受信波ベクトルＶ^A _kとＶ^A _k-Mとの位相関係も任意の時刻ｔにおいて常にΔθ_kとなる。

図１７Ｂは、送信信号Ｂの直接波と遅延波との位相遷移をベクトルで表した模式図である。ここでも、図１４Ｂにおける有効区間(ii)又は(ii)'についてのみ考える。図１７Ｂも、送信データを表し、検波対象となるＭシンボルだけ離れたシンボル間の位相差Δθ_kがπとなる場合を一例として示している。送信信号Ａの第ｋ−Ｍシンボルの信号点Ｓ_1Aから位相差α’だけ回った所に、送信信号Ｂの信号点Ｓ_1Bがあり、さらに、Δθ_kだけ回転した所に、第ｋシンボルの信号点をＳ_2Bがある。

第ｋ−Ｍシンボルでは、直接波のベクトルＳ_1Bに対し、遅延波のベクトルＳ_1Bdはβ_Bだけ位相が異なる。直接波は、ベクトルＳ_1Bを起点に時間と共にΦ^B _m(t)に応じて位相が変化し、任意の時刻ｔにおいてベクトルＳ_1B'で表される。遅延波は、ベクトルＳ_1Bdを起点に時間と共にΦ^B _m(t-τ)に応じて位相が変化し、時刻ｔにおいてベクトルＳ_1Bd'で表される。このとき、時刻ｔにおける受信波のベクトルはＶ^B _k-Mとなる。
同様に第ｋシンボルについて、直接波のベクトルＳ_2BはベクトルＳ_1Bに対してΔθ_kだけ異なり、遅延波のベクトルＳ _2Bd はベクトルＳ_2Bに対してβ_Bだけ位相が異なる。そして、直接波はベクトルＳ_2Bを起点に時間と共にΦ^B _m(t)に応じて位相が変化し、任意の時刻ｔにおいてベクトルＳ_2B'で表される。遅延波は、ベクトルＳ_2Bdを起点に時間と共に、Φ^B _m(t-τ)に応じて位相が変化し、ある時刻ｔにおいてベクトルＳ_2Bd'で表される。このとき、時刻ｔにおける受信波ベクトルはＶ^B _kとなる。このように、送信信号Ｂの直接波と遅延波について、第ｋ−Ｍシンボルと第ｋシンボルとは、それぞれシンボル内で同じように位相が遷移するので、２つの受信波ベクトルＶ^B _kとＶ^B _k-Mとの位相関係も任意の時刻ｔにおいて常にΔθ_kとなる。

結局、図１３に示す４つ全ての到来波がある場合、図１８に示すように、第ｋ−ＭシンボルではＶ^A _k-MとＶ^B _k-Mとのベクトル和Ｖ^AB _k-Mが、第ｋシンボルではＶ^A _kとＶ^B _kのベクトル和Ｖ^AB _kが、結局受信されることになるが、両者の位相差は、やはり有効区間内の任意の時刻ｔにおいて常にΔθ_kとなる。このことは、この受信信号から遅延検波した検波出力は、両ベクトルＶ^A _kとＶ^B _k（又はＶ^A _k-MとＶ^B _k-M）が打ち消し合うか、２つのアンテナからの各々直接波と遅延波が同時に打ち消し合って両ベクトルＶ^A _kとＶ^B _k（又はＶ^A _k-MとＶ^B _k-M）とが同時に消失するかしない限り、つまり一瞬消失するようなことがあったとしても、その他では、送信データに対応した、常に正しい極性の出力が得られることを意味する。つまり、図１１及び図１２で説明した通り、一瞬はゼロになる場合があったとしてもそれ以外ではゼロにはならない検波出力が得られ、さらに低域通過フィルタを通すことで、一部がゼロとなって欠損したとしてもシンボル内の有効区間内で複数の時間位置で得られる有効な出力を合成した検波出力が得られて、パスダイバーシチ効果が発揮される。

以上のように、本発明の一実施形態に係る伝送方法及び伝送システムは、送信装置１００において、同じ送信データを差動符号化して異なるシンボル波形で変調し、それぞれを別々の送信アンテナで送信し、受信装置１４０において、遅延検波によって検波する。これにより、伝搬路の行路差による遅延差や遅延分散が存在する場合でも、誤り率の改善効果が得られる。

図１９は、図３０と同様に、本発明の伝送方法によるビット誤り率と遅延量τとの関係を模式的に示した図である。遅延量τがシンボル長Ｔ（又は−Ｔ）に近づくにつれて有効区間が短くなり、最終的には消滅して誤り率が劣化する所は同じだが、遅延量τが０付近でも誤り率が改善される所が異なる。従って、本発明では、特許文献１のように、送信信号に意図的な所定遅延を挿入することは必ずしも必要でなく、むしろ設定遅延量τ_sを０に設定する、つまり遅延を挿入しないことで最大の遅延耐性が得られる。図１９には、この様子を図示しているが、図３０と比べると、大きく遅延耐性が改善されることが分かる。

なお、図１３の２波到来波モデルにおいて、各送信信号Ａ及びＢからの直接波と遅延波との遅延時間差がτで同じ場合の特殊な構成として図２７があるので、もちろん図２７の構成、つまり意図的に遅延を挿入してもよい。各アンテナからの伝搬路の間に、設置構成上等の理由から、行路差による定常的な遅延差が生じるならば、むしろ遅延を挿入して打ち消すことにより、その他の要因から来る遅延差・遅延分散に対して、最大の耐性を発揮させることができる。しかも、受信側で伝搬路推定やその追従処理等が一切不要なので、高速移動体等の伝搬路が高速に変動する環境でも効果を維持することができる。

本発明は、複数の送信アンテナを用いて信号を送信する送信ダイバーシチを用いた伝送システム等に利用可能であり、特に、受信端末の大きさや処理能力に制限があり、伝搬路特性が高速に変動するような電波伝搬環境で使用される場合等に有用である。例えば、無線ＩＣタグシステムや、高速移動体に対する通信を含む路車間通信、車車間通信及び車人間通信システム等である。

本発明の一実施形態に係る伝送システムの構成を示す図 本発明の一実施形態に係る伝送システムの差動符号化規則の一例及び信号空間ダイアグラムを示す図 第１波形生成部１０２の構成の一例を示す図 第１波形生成部１０２及び第２波形生成部１０３が記憶するシンボル波形の位相遷移の一例を示す模式図 ＲＦ直交変調部１０４及び１０５の詳細な構成を示す図 遅延検波部１４４の詳細な構成を示す図 ２つの送信アンテナ１０９及び１１０からの送信信号Ａ及びＢの位相をシンボル毎に示した模式図 到来信号Ａと到来信号Ｂとの位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図 到来信号Ａと到来信号Ｂとの間の位相関係をベクトルで表した図 到来信号Ａと到来信号Ｂとの間の位相遷移をベクトルで表した図 伝搬路の遅延分散性が無視できる場合に受信アンテナで受信された到来信号Ａ及びＢの位相関係を示した模式図 図１１に示す到来信号Ａ及びＢの低域通過フィルタ１８１０及び１８１１通過後の検波出力を示す図 ２つの送信アンテナを用いた２波到来モデルの概念図 送信信号Ａの直接波と遅延波との位相の変化をシンボル毎に示した模式図 送信信号Ｂの直接波と遅延波との位相の変化をシンボル毎に示した模式図 送信信号Ａ及びＢの直接波及び遅延波について、各々の搬送波の受信点での位相関係を示した図 送信信号Ａの直接波と遅延波との位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図 送信信号Ｂの直接波と遅延波との位相関係及びシンボル間の位相関係を模式的に示した位相遷移図 送信信号Ａの直接波と遅延波との位相遷移をベクトルで表した模式図 送信信号Ｂの直接波と遅延波との位相遷移をベクトルで表した模式図 全ての到来波の位相遷移をベクトルで表した模式図 本発明の伝送方法によるビット誤り率と遅延量τとの関係を模式的に示した図 複数の波形生成部及び送信アンテナを有する伝送システムの一例を示す図 ２つの到来信号Ａ及びＢが受信端で合成されるときの位相関係を示した模式図 この通常の位相変調方式における位相差α＝１８０度である場合の、２つの到来信号Ａ及びＢの位相関係を示す概略図 従来の伝送システムの構成を示す図 従来のシンボル波形の位相遷移を示す概略図 図２７に示した伝送信号生成回路７００の構成を示す図 遅延を伴う場合の到来信号Ａ及びＢの位相関係を示す概略図 従来の伝送システムの構成を示す模式図 通常の位相変調方式における到来する２波の信号が受信端で合成されるときの位相関係を示した模式図 従来の変調方式において到来信号の位相関係が逆相の場合を示した模式図 従来の伝送方法によるビット誤り率と遅延量τとの関係を模式的に示した図

符号の説明

１００ 送信装置
１０１、７０１ 差動符号化部（回路）
１０２、１０３ 波形生成部
１０４、１０５ ＲＦ直交変調部
１０６、３０３、７０３、１８０１ 発振器
１０７、１０８、１４２ 増幅器
１０９、１１０、１４１、３０４〜３０６ アンテナ
１４０ 受信装置
１４３ ＲＦ部
１４４ 遅延検波部
１４５ データ判定部
３００ 送信機
３０１ 分配器
３０２ 位相シフタ
３０７ 受信機
７００ 伝送信号生成回路
７０２ 波形発生回路
７０４ 直交変調器
９０１、１６０１ 遅延器
９０２、９０３ レベル調整器
９０４、９０５ 空中線
１５０１、１５０２ 平衡変調器
１５０３、１６０４、１６０５ 移相器
１５０４ 合成器
１６０６、１６０７、１８１０、１８１１ 低域通過フィルタ
１６０２、１６０３ 乗算器
１８０２ Ｌ分周器
１８０３、１８０４ カウンタ
１８０５、１８０６ シフトレジスタ
１８０７ 波形記憶部
１８０８、１８０９ Ｄ／Ａ変換器

Claims (17)

1. 同じ送信データに基づいて変調された変調信号を、複数の送信アンテナを用いて送信側から受信側へ伝送する伝送方法であって、
   前記送信側は、
   前記送信データから、同一時間のシンボルにおいて、位相の時間変化について２次微係数が常時ゼロではなく、前記複数の送信アンテナの間で相互に異なるシンボル波形となる複数の変調信号を生成し、
   前記生成した複数の変調信号を前記複数の送信アンテナからそれぞれ送信し、
   前記受信側は、
   前記複数の送信アンテナから送信された前記複数の変調信号を任意の１本の受信アンテナで受信し、
   前記受信した変調信号を検波し、
   前記検波によって得られた検波信号を復号して受信データを得る、伝送方法。
2. 前記送信側は、所定のシンボル数だけ離れた任意の２つのシンボルのシンボル波形が、送信データにかかわらず同一であり、かつ、当該任意の２つのシンボルの位相差が、送信データに基づいて決定される前記変調信号を生成することを特徴とする、請求項１に記載の伝送方法。
3. 前記送信側は、前記所定のシンボル数を１として、前記変調信号を生成することを特徴とする、請求項２に記載の伝送方法。
4. 前記送信側は、前記位相差に、２πを２の累乗の数で均等に分割した角度のいずれかを用いることを特徴とする、請求項２に記載の伝送方法。
5. 前記受信側は、遅延検波によって前記検波信号を得ることを特徴とする、請求項１に記載の伝送方法。
6. 同じ送信データに基づいて変調された変調信号を、複数の送信アンテナを用いて送信側から受信側へ伝送する伝送方法であって、
   前記送信側は、
   前記送信データから、同一時間のシンボルにおいて相互に異なるシンボル波形となる複数の変調信号を生成し、
   前記生成した複数の変調信号を前記複数の送信アンテナからそれぞれ送信し、
   前記受信側は、
   前記複数の送信アンテナから送信された前記複数の変調信号を任意の１本の受信アンテナで受信し、
   前記受信した変調信号を検波し、
   前記検波によって得られた検波信号を復号して受信データを得て、
   前記送信側は、１シンボル期間において、位相が時間方向に増加し、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第１シンボル波形と、位相が時間方向に減少し、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第２シンボル波形とを、少なくとも生成することを特徴とする、伝送方法。
7. 前記送信側は、１シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量が減少し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が増加する位相遷移を有する、前記第１シンボル波形及び前記第２シンボル波形を生成することを特徴とする、請求項６に記載の伝送方法。
8. 前記送信側は、前記所定点を１シンボル期間の中心点とし、中心点以前の位相と中心点以後の位相とが対称的に変化する位相遷移を有する、前記第１シンボル波形及び前記第２シンボル波形を生成することを特徴とする、請求項７に記載の伝送方法。
9. 前記送信側は、１シンボル期間の所定点までは位相の時間変化量が増加し、かつ当該所定点以降は位相の時間変化量が減少する位相遷移を有する、前記第１シンボル波形及び前記第２シンボル波形を生成することを特徴とする、請求項６に記載の伝送方法。
10. 前記送信側は、前記所定点を１シンボル期間の中心点とし、中心点以前の位相と中心点以後の位相とが対称的に変化する位相遷移を有する、前記第１シンボル波形及び前記第２シンボル波形を生成することを特徴とする、請求項９に記載の伝送方法。
11. 前記送信側は、１シンボル期間の全てで位相の時間変化量が減少する位相遷移を有する前記第１シンボル波形及び前記第２シンボル波形を生成することを特徴とする、請求項６に記載の伝送方法。
12. 前記送信側は、１シンボル期間の全てで位相の時間変化量が増加する位相遷移を有する前記第１シンボル波形及び前記第２シンボル波形を生成することを特徴とする、請求項６に記載の伝送方法。
13. 同じ送信データに基づいて変調された変調信号を、複数の送信アンテナを用いて送信側から受信側へ伝送する伝送方法であって、
    前記送信側は、
    前記送信データから、同一時間のシンボルにおいて相互に異なるシンボル波形となる複数の変調信号を生成し、
    前記生成した複数の変調信号を前記複数の送信アンテナからそれぞれ送信し、
    前記受信側は、
    前記複数の送信アンテナから送信された前記複数の変調信号を任意の１本の受信アンテナで受信し、
    前記受信した変調信号を検波し、
    前記検波によって得られた検波信号を復号して受信データを得て、
    前記送信側は、１シンボル期間の所定点までは位相が時間方向に増加し、当該所定点以降は減少に転じ、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第１シンボル波形と、１シンボル期間の所定点までは位相が時間方向に減少し、当該所定点以降は増加に転じ、かつ位相の時間変化の２次微係数が常時ゼロではない位相遷移を有する第２シンボル波形とを、少なくとも生成することを特徴とする、伝送方法。
14. 前記送信側は、前記所定点を１シンボル期間の中心点とし、中心点以前の位相と中心点以後の位相とが対称的に変化する位相遷移を有する、前記第１シンボル波形及び前記第２シンボル波形を生成することを特徴とする、請求項１３に記載の伝送方法。
15. 同じ送信データに基づいて変調された変調信号を、複数の送信アンテナを用いて送信する送信装置と、当該装置から送信された変調信号を任意の１本の受信アンテナで受信する受信装置とで、構成される伝送システムであって、
    前記送信装置は、
    前記送信データを差動符号化して、差動符号化信号を生成する差動符号化部と、
    前記差動符号化信号を予め記憶する複数のシンボル波形でそれぞれ変調して、同一時間のシンボルにおいて、位相の時間変化について２次微係数が常時ゼロではなく、前記複数の送信アンテナの間で互いに異なるシンボル波形を有する複数の変調信号を生成する複数の波形生成部と、
    前記複数の変調信号をそれぞれ直交変調して、搬送波帯域の信号に変換する複数のＲＦ直交変調部と、
    前記帯域変換された前記複数の変調信号をそれぞれ送信する複数の送信アンテナとを備え、
    前記受信装置は、
    前記複数の送信アンテナから送信された信号を受信する受信アンテナと、
    前記受信された信号に遅延検波処理及び低域濾過処理を施して、検波信号を生成する遅延検波部と、
    前記検波信号をデータ判定して受信データを出力するデータ判定部とを備える、伝送システム。
16. 同じ送信データに基づいて変調された変調信号を、複数の送信アンテナを用いて送信側から受信側へ送信する送信方法であって、
    前記送信側は、
    前記送信データから、同一時間のシンボルにおいて、位相の時間変化について２次微係数が常時ゼロではなく、前記複数の送信アンテナの間で相互に異なるシンボル波形となる複数の変調信号を生成し、
    前記生成した複数の変調信号を前記複数の送信アンテナからそれぞれ送信する、送信方法。
17. 同じ送信データに基づいて変調された変調信号を、複数の送信アンテナを用いて送信する送信装置であって、
    前記送信データを差動符号化して、差動符号化信号を生成する差動符号化部と、
    前記差動符号化信号を複数のシンボル波形でそれぞれ変調して、同一時間のシンボルにおいて、位相の時間変化について２次微係数が常時ゼロではなく、前記複数の送信アンテナの間で互いに異なるシンボル波形を有する複数の変調信号を生成する複数の波形生成部とを備える、送信装置。

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