JPH08307473A - π／４シフトＱＰＳＫ復調用クロック再生回路 - Google Patents
π／４シフトＱＰＳＫ復調用クロック再生回路Info
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- JPH08307473A JPH08307473A JP7113272A JP11327295A JPH08307473A JP H08307473 A JPH08307473 A JP H08307473A JP 7113272 A JP7113272 A JP 7113272A JP 11327295 A JP11327295 A JP 11327295A JP H08307473 A JPH08307473 A JP H08307473A
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 π／４シフトＱＰＳＫ変調に用いられるデジ
タル復調器におけるクロック再生処理において、引き込
み時間及びジッタの面で十分な性能を確保しつつ演算量
を大幅に削減し、またサンプリング速度もデータレート
の制約を受けないようにすること。 【構成】 タイミング識別回路３１はπ／４シフトＱＰ
ＳＫ変調波の検波後の実虚アイパターンのそれぞれに対
してπ／４逆シフト前の再生データが、｛±１ ＯＲ
０｝をとるタイミングかどうかを判断する。符号判定回
路３２はその判断タイミングにおいて、再生値（推定
値）が“０”と推定されるデータ側の再生値の前後の値
が異符号かどうかを判定する。この判定結果に基づいて
位相誤差方向判定回路３３は位相誤差方向を決定する。
そして、この位相誤差方向に応じて位相誤差補正回路３
４は内挿フィルタ制御値を生成する。
タル復調器におけるクロック再生処理において、引き込
み時間及びジッタの面で十分な性能を確保しつつ演算量
を大幅に削減し、またサンプリング速度もデータレート
の制約を受けないようにすること。 【構成】 タイミング識別回路３１はπ／４シフトＱＰ
ＳＫ変調波の検波後の実虚アイパターンのそれぞれに対
してπ／４逆シフト前の再生データが、｛±１ ＯＲ
０｝をとるタイミングかどうかを判断する。符号判定回
路３２はその判断タイミングにおいて、再生値（推定
値）が“０”と推定されるデータ側の再生値の前後の値
が異符号かどうかを判定する。この判定結果に基づいて
位相誤差方向判定回路３３は位相誤差方向を決定する。
そして、この位相誤差方向に応じて位相誤差補正回路３
４は内挿フィルタ制御値を生成する。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、π／４シフトＱＰＳＫ
位相変調方式に用いられるデジタル復調器に関し、特
に、デジタル復調器用クロック再生回路に関する。
位相変調方式に用いられるデジタル復調器に関し、特
に、デジタル復調器用クロック再生回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】π／４シフトＱＰＳＫ変調方式では、図
４（ａ）及び（ｂ）に示すように、ＱＰＳＫ変調方式の
ように、複素面上の信号点推移において、信号点が原点
を通過しないため、振幅変動が少なく、完全な線形増幅
ではなくても、帯域制限により狭帯域化することができ
る。このため、限られた帯域内で多くのチャネルを収容
する必要がある移動体通信等で近年盛んに利用されてい
る。
４（ａ）及び（ｂ）に示すように、ＱＰＳＫ変調方式の
ように、複素面上の信号点推移において、信号点が原点
を通過しないため、振幅変動が少なく、完全な線形増幅
ではなくても、帯域制限により狭帯域化することができ
る。このため、限られた帯域内で多くのチャネルを収容
する必要がある移動体通信等で近年盛んに利用されてい
る。
【０００３】従来、π／４シフトＱＰＳＫ変調方式に用
いられる復調器においてクロック再生処理を行う際に
は、受信されたランダム信号を波形整形した後、非線形
（２乗）操作により抽出したクロック成分に対してＤＦ
Ｔ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆ
ｏｒｍ）処理を行っている（図５）。
いられる復調器においてクロック再生処理を行う際に
は、受信されたランダム信号を波形整形した後、非線形
（２乗）操作により抽出したクロック成分に対してＤＦ
Ｔ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆ
ｏｒｍ）処理を行っている（図５）。
【０００４】図５を参照して、この種のデジタル復調器
について概説する。π／４シフトＱＰＳＫ変調波を準同
期検波して得られた準同期検波新語信号がＡ／Ｄ変換器
で高速オーバーサンプリング（シンボルレートの数倍
［基本的に整数倍］）され、サンプル値系列として出力
される。このサンプル値系列に対して、復調器が有する
クロック周波数で１ポイント離散フーリエ変換を行い、
その結果、得られた実虚値からａｒｃｔａｎ（アークタ
ンジェント）を求める。さらに、この結果に応じて位相
差を求めて、補正処理を行う。
について概説する。π／４シフトＱＰＳＫ変調波を準同
期検波して得られた準同期検波新語信号がＡ／Ｄ変換器
で高速オーバーサンプリング（シンボルレートの数倍
［基本的に整数倍］）され、サンプル値系列として出力
される。このサンプル値系列に対して、復調器が有する
クロック周波数で１ポイント離散フーリエ変換を行い、
その結果、得られた実虚値からａｒｃｔａｎ（アークタ
ンジェント）を求める。さらに、この結果に応じて位相
差を求めて、補正処理を行う。
【０００５】このようなデジタル復調器による処理を演
算式を示すと、例えば、下記数１に示すことができる。
下記数１で示す演算では、▽（ｎＴｓ）を求めて、この
誤差分の補正処理を行う。
算式を示すと、例えば、下記数１に示すことができる。
下記数１で示す演算では、▽（ｎＴｓ）を求めて、この
誤差分の補正処理を行う。
【０００６】
【数１】 一方、ＢＰＳＫ及びＱＰＳＫを代表とする位相変調方式
に用いられる復調器用クロック再生回路として所謂ゼロ
クロス法を用いたものが知られている（図６、なお、図
６はＱＰＳＫ変調方式に用いられる復調器用クロック再
生回路に関する図である）。
に用いられる復調器用クロック再生回路として所謂ゼロ
クロス法を用いたものが知られている（図６、なお、図
６はＱＰＳＫ変調方式に用いられる復調器用クロック再
生回路に関する図である）。
【０００７】図６及び図７を参照して、ＱＰＳＫ変調波
を準同期検波した後、Ａ／Ｄ変調器により、オーバーサ
ンプリング（シンボルレートの２〜数倍）を行う。この
サンプル値系列を用いて、内挿演算を行い、アイ開口部
の値を再生データとして求める（図８（ａ））。この
際、正しくアイ開口部のタイミングを得るため、連続す
る再生データの値が異符号となるタイミングにおいて、
再生データと再生データとの中点も内挿演算により求め
る。再生データを得るタイミングが正確にアイ開口部で
ある際、前後の再生データが異符号であると、内挿演算
により求められた中点の値はゼロとなる（図８
（ｂ））。
を準同期検波した後、Ａ／Ｄ変調器により、オーバーサ
ンプリング（シンボルレートの２〜数倍）を行う。この
サンプル値系列を用いて、内挿演算を行い、アイ開口部
の値を再生データとして求める（図８（ａ））。この
際、正しくアイ開口部のタイミングを得るため、連続す
る再生データの値が異符号となるタイミングにおいて、
再生データと再生データとの中点も内挿演算により求め
る。再生データを得るタイミングが正確にアイ開口部で
ある際、前後の再生データが異符号であると、内挿演算
により求められた中点の値はゼロとなる（図８
（ｂ））。
【０００８】アイ開口部からずれたタイミングで再生デ
ータを求めれている場合には、中点の値はゼロとはなら
ない（図８（ｃ）及び（ｄ））。この場合、中点の前後
の再生データの符号と求めた中点の値の符号とにより、
再生タイミングの「進み」、「遅れ」を判断して制御を
行う。ゼロクロス法においては、位相のずれの値を具体
的に求めずに、「進み」及び「遅れ」を判断し、微少量
ずつ位相のずれを補正する。
ータを求めれている場合には、中点の値はゼロとはなら
ない（図８（ｃ）及び（ｄ））。この場合、中点の前後
の再生データの符号と求めた中点の値の符号とにより、
再生タイミングの「進み」、「遅れ」を判断して制御を
行う。ゼロクロス法においては、位相のずれの値を具体
的に求めずに、「進み」及び「遅れ」を判断し、微少量
ずつ位相のずれを補正する。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、π／４シフ
トＱＰＳＫ変調方式に用いられる復調器用クロック再生
回路では、抽出したクロック成分にＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒ
ｅｔｅ ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を施
す方式が、主に採用されている（以下単にＤＦＴ方式と
呼ぶ）。ＤＦＴ方式をゼロクロス法と比較した場合、Ｄ
ＦＴ方式では所定量以上のサンプル値が必要となる。こ
の結果、ＤＦＴ方式を採用した場合、演算量及びメモリ
規模が大きなものとなってしまう。
トＱＰＳＫ変調方式に用いられる復調器用クロック再生
回路では、抽出したクロック成分にＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒ
ｅｔｅ ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を施
す方式が、主に採用されている（以下単にＤＦＴ方式と
呼ぶ）。ＤＦＴ方式をゼロクロス法と比較した場合、Ｄ
ＦＴ方式では所定量以上のサンプル値が必要となる。こ
の結果、ＤＦＴ方式を採用した場合、演算量及びメモリ
規模が大きなものとなってしまう。
【００１０】さらにＤＦＴ方式を採用した場合、伝送シ
ンボルレートに対するサンプル数が数個（一般的には４
サンプル／シンボルを採用）必要となる。このため、例
えば図９に示す衛星搭載の再生中継器等で採用されてい
る方式である「一括分波／個別復調器」構成の場合（つ
まり、サンプル数（サンプリング速度）が原則として隣
接チャネル信号とのチャネル間隔により決まってくるよ
うな場合）には、狭帯域伝送の際、十分なサンプル数
（サンプリング速度）が期待できず（一般に２〜３サン
プル／シンボル。また整数倍とは限らない）、このＤＦ
Ｔ方式を採用することが難しいという問題点がある。
ンボルレートに対するサンプル数が数個（一般的には４
サンプル／シンボルを採用）必要となる。このため、例
えば図９に示す衛星搭載の再生中継器等で採用されてい
る方式である「一括分波／個別復調器」構成の場合（つ
まり、サンプル数（サンプリング速度）が原則として隣
接チャネル信号とのチャネル間隔により決まってくるよ
うな場合）には、狭帯域伝送の際、十分なサンプル数
（サンプリング速度）が期待できず（一般に２〜３サン
プル／シンボル。また整数倍とは限らない）、このＤＦ
Ｔ方式を採用することが難しいという問題点がある。
【００１１】一方、ゼロクロス法においては、ＢＰＳＫ
又はＱＰＳＫ等の位相変調方式に採用した場合には、実
現が容易でかつ十分な性能を発揮する。このゼロクロス
法をπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式へ適用した際には、
その復調アイパターンは図１０に示すパターンとなる。
いま、レベルを正規化して考えると、図１０に示すタイ
ミングにおいて、±１ＯＲ（及び／又は）０、もしく
は、±１／√２なる値をとる。図６に示すＱＰＳＫ変調
の場合の復調アイパターンでは、データタイミングが正
確にアイ開口部であれば、正から負（負から正）に変化
するデータタイミングの中点はゼロとなる。
又はＱＰＳＫ等の位相変調方式に採用した場合には、実
現が容易でかつ十分な性能を発揮する。このゼロクロス
法をπ／４シフトＱＰＳＫ変調方式へ適用した際には、
その復調アイパターンは図１０に示すパターンとなる。
いま、レベルを正規化して考えると、図１０に示すタイ
ミングにおいて、±１ＯＲ（及び／又は）０、もしく
は、±１／√２なる値をとる。図６に示すＱＰＳＫ変調
の場合の復調アイパターンでは、データタイミングが正
確にアイ開口部であれば、正から負（負から正）に変化
するデータタイミングの中点はゼロとなる。
【００１２】ところが、図６からも容易に理解できるよ
うに、π／４シフトＱＰＳＫでは正から負（負から正）
にデータが変化する場合でも、中点はゼロではない。＋
１から−１／√２（−１から＋１／√２）もしくは＋１
／√２から−１（−１／√２から＋１）の変化であるた
め、中点でゼロクロスしない。よって、正から負（負か
ら正）にデータが変化する際、その中点がゼロに近づく
制御（補正）を行うと、データがランダムであれば、ゼ
ロクロス点からのずれの方向が均衡するものの、非常に
ジッタ成分の多い再生クロックとなってしまい、さら
に、ＢＥＲ（誤り率）の劣化をもたらすという問題点が
ある。
うに、π／４シフトＱＰＳＫでは正から負（負から正）
にデータが変化する場合でも、中点はゼロではない。＋
１から−１／√２（−１から＋１／√２）もしくは＋１
／√２から−１（−１／√２から＋１）の変化であるた
め、中点でゼロクロスしない。よって、正から負（負か
ら正）にデータが変化する際、その中点がゼロに近づく
制御（補正）を行うと、データがランダムであれば、ゼ
ロクロス点からのずれの方向が均衡するものの、非常に
ジッタ成分の多い再生クロックとなってしまい、さら
に、ＢＥＲ（誤り率）の劣化をもたらすという問題点が
ある。
【００１３】本発明の目的は演算量及びメモリ規模が小
さくて済み、しかもジッタ成分が少なく再生クロックを
ＢＥＲ（誤り率）の劣化をもたらすことなく再生するこ
とのできるπ／４シフトＱＰＳＫ復調クロック再生回路
を提供することにある。
さくて済み、しかもジッタ成分が少なく再生クロックを
ＢＥＲ（誤り率）の劣化をもたらすことなく再生するこ
とのできるπ／４シフトＱＰＳＫ復調クロック再生回路
を提供することにある。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、内挿フ
ィルタを有し再生クロックに応じてπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調波を再生データに復調するデジタル復調器に用い
られるクロック再生回路であって、前記内挿フィルタの
実データ出力及び虚データ出力を有するデータ出力を受
け該実データ出力及び該虚データ出力のいずれかが｛±
１ ＯＲ（及び／又は）０｝となるタイミングであるか
否かを判断して前記実データ出力及び前記虚データ出力
のいずれかが｛±１ ＯＲ（及び／又は）０｝である際
タイミング信号を送出するタイミング識別回路と、前記
タイミング信号で示されるタイミングで前記データ出力
が“０”と推定される際、該推定値の前後の値が異符号
かどうか判定して判定信号を生成する符号判定回路と、
前記判定信号に応じて位相誤差方向を判定して位相誤差
方向を示す位相誤差方向信号を生成する位相誤差方向判
定回路と、前記位相誤差方向信号に応じて前記内挿フィ
ルタを制御する位相誤差補正回路とを有することを特徴
とするπ／４シフトＱＰＳＫ復調用クロック再生回路が
得られる。
ィルタを有し再生クロックに応じてπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調波を再生データに復調するデジタル復調器に用い
られるクロック再生回路であって、前記内挿フィルタの
実データ出力及び虚データ出力を有するデータ出力を受
け該実データ出力及び該虚データ出力のいずれかが｛±
１ ＯＲ（及び／又は）０｝となるタイミングであるか
否かを判断して前記実データ出力及び前記虚データ出力
のいずれかが｛±１ ＯＲ（及び／又は）０｝である際
タイミング信号を送出するタイミング識別回路と、前記
タイミング信号で示されるタイミングで前記データ出力
が“０”と推定される際、該推定値の前後の値が異符号
かどうか判定して判定信号を生成する符号判定回路と、
前記判定信号に応じて位相誤差方向を判定して位相誤差
方向を示す位相誤差方向信号を生成する位相誤差方向判
定回路と、前記位相誤差方向信号に応じて前記内挿フィ
ルタを制御する位相誤差補正回路とを有することを特徴
とするπ／４シフトＱＰＳＫ復調用クロック再生回路が
得られる。
【００１５】
【実施例】以下本発明について実施例によって説明す
る。
る。
【００１６】図１を参照して、入力端子１１には、ＩＦ
入力信号１２が入力される。このＩＦ入力信号１２は、
受信部低雑音増幅器・周波数変換器１３により準同期検
波され、ベースバンド信号１４に変換される。このベー
スバンド信号はＡ／Ｄ変換器１５によってデジタル実虚
信号１６に変換される。
入力信号１２が入力される。このＩＦ入力信号１２は、
受信部低雑音増幅器・周波数変換器１３により準同期検
波され、ベースバンド信号１４に変換される。このベー
スバンド信号はＡ／Ｄ変換器１５によってデジタル実虚
信号１６に変換される。
【００１７】Ａ／Ｄ変換器１５におけるサンプリング速
度は、サンプリング定理を満足する値以上であれば
（（π／４シフト）ＱＰＳＫの場合、実虚データに対
し、データシンボルレート以上）、任意のサンプリング
レートでよく、またデータシンボルレートの整数倍にな
っていなくてもよい。このため、「一括分波／個別復調
器」の構成のような場合（サンプル数（サンプリング速
度）が、原則として隣接チャネル信号とのチャネル間隔
により決まってくるような場合）でも、適用は容易であ
る。
度は、サンプリング定理を満足する値以上であれば
（（π／４シフト）ＱＰＳＫの場合、実虚データに対
し、データシンボルレート以上）、任意のサンプリング
レートでよく、またデータシンボルレートの整数倍にな
っていなくてもよい。このため、「一括分波／個別復調
器」の構成のような場合（サンプル数（サンプリング速
度）が、原則として隣接チャネル信号とのチャネル間隔
により決まってくるような場合）でも、適用は容易であ
る。
【００１８】デジタル実虚信号１６は、搬送波補正乗算
器１７によってキャリア同期補正が行われ、時間遅延特
性が可変な内挿フィルタ２１で内挿演算（レート変換演
算）が施される。この際、内挿により求めるポイント
が、アイパターンの正しいポイントとなるように、クロ
ック再生回路３０による情報に応じて補正制御が行われ
る。
器１７によってキャリア同期補正が行われ、時間遅延特
性が可変な内挿フィルタ２１で内挿演算（レート変換演
算）が施される。この際、内挿により求めるポイント
が、アイパターンの正しいポイントとなるように、クロ
ック再生回路３０による情報に応じて補正制御が行われ
る。
【００１９】内挿フィルタ２１によって内挿されたデー
タ２２は、π／４逆シフタ２３によって逆シフトされ、
４相データに戻されて、再生データ２４となる。
タ２２は、π／４逆シフタ２３によって逆シフトされ、
４相データに戻されて、再生データ２４となる。
【００２０】図２も参照して、クロック再生回路３０で
は、まず、内挿フィルタ２１により内挿されたデータ２
２を用いて、実虚どちらのデータが、｛±１ ＯＲ
０｝のタイミング近傍か、｛±１／√２｝のタイミング
近傍かをタイミング識別回路３１にて判断する。π／４
シフトＱＰＳＫの場合、｛±１ ＯＲ ０｝のタイミン
グと、｛±１／√２｝のタイミングは、実部虚部それぞ
れにおいて交互に繰り返され、また、実部が｛±１ Ｏ
Ｒ ０｝のタイミングであるとき、虚部は｛±１／√
２｝のタイミングである。逆に、実部が｛±１／√２｝
のタイミングであるとき、虚部は｛±１ ＯＲ ０｝の
タイミングである（図１０参照）。このため、上述のタ
イミング識別際には、データ２２がクロック位相のずれ
が大きい位置に内挿演算されたポイントであったとして
も、所定量のデータ量を用いれば、容易に識別すること
ができる。
は、まず、内挿フィルタ２１により内挿されたデータ２
２を用いて、実虚どちらのデータが、｛±１ ＯＲ
０｝のタイミング近傍か、｛±１／√２｝のタイミング
近傍かをタイミング識別回路３１にて判断する。π／４
シフトＱＰＳＫの場合、｛±１ ＯＲ ０｝のタイミン
グと、｛±１／√２｝のタイミングは、実部虚部それぞ
れにおいて交互に繰り返され、また、実部が｛±１ Ｏ
Ｒ ０｝のタイミングであるとき、虚部は｛±１／√
２｝のタイミングである。逆に、実部が｛±１／√２｝
のタイミングであるとき、虚部は｛±１ ＯＲ ０｝の
タイミングである（図１０参照）。このため、上述のタ
イミング識別際には、データ２２がクロック位相のずれ
が大きい位置に内挿演算されたポイントであったとして
も、所定量のデータ量を用いれば、容易に識別すること
ができる。
【００２１】いま、実部が｛±１ ＯＲ ０｝のタイミ
ングであると判断されている場合を考える（図１０に於
けるタイミングＢ）。このとき、内挿演算した値が“±
１”と推定される場合には、処理を行わない（次のサイ
クルを待つ）。
ングであると判断されている場合を考える（図１０に於
けるタイミングＢ）。このとき、内挿演算した値が“±
１”と推定される場合には、処理を行わない（次のサイ
クルを待つ）。
【００２２】内挿演算した値が“０”と推定される場合
には、これ（推定値）をＰ（ｎＴｂ）とする。このと
き、Ｐ（（ｎ±１）Ｔｂ）［但し、Ｔｂはシンボルレー
ト、ｎは整数］は、｛±１／√２｝のどちらかの値をと
る。符号判定回路３２において、Ｐ（（ｎ−１）Ｔｂ）
＊Ｐ（（ｎ＋１）Ｔｂ）の演算を行い、Ｐ（（ｎ−１）
Ｔｂ）とＰ（（ｎ＋１）Ｔｂ）が異符号かどうかの判断
を行う。
には、これ（推定値）をＰ（ｎＴｂ）とする。このと
き、Ｐ（（ｎ±１）Ｔｂ）［但し、Ｔｂはシンボルレー
ト、ｎは整数］は、｛±１／√２｝のどちらかの値をと
る。符号判定回路３２において、Ｐ（（ｎ−１）Ｔｂ）
＊Ｐ（（ｎ＋１）Ｔｂ）の演算を行い、Ｐ（（ｎ−１）
Ｔｂ）とＰ（（ｎ＋１）Ｔｂ）が異符号かどうかの判断
を行う。
【００２３】同符号（もしくは値がゼロ）の場合には、
今回のクロック位相誤差検出処理は中断し、内挿タイミ
ングを前回と同じタイミングで行い、データ２２を求め
る。
今回のクロック位相誤差検出処理は中断し、内挿タイミ
ングを前回と同じタイミングで行い、データ２２を求め
る。
【００２４】一方、異符号である場合、Ｐ（ｎＴｂ）
は、Ｐ（（ｎ−１）Ｔｂ）とＰ（（ｎ＋１）Ｔｂ）の中
点であり、かつ、内挿タイミングが正しければ、Ｐ（ｎ
Ｔｂ）の値は、約０である。
は、Ｐ（（ｎ−１）Ｔｂ）とＰ（（ｎ＋１）Ｔｂ）の中
点であり、かつ、内挿タイミングが正しければ、Ｐ（ｎ
Ｔｂ）の値は、約０である。
【００２５】Ｐ（ｎＴｂ）がゼロと推定され、Ｐ（（ｎ
−１）Ｔｂ）とＰ（（ｎ＋１）Ｔｂ）が異符号の場合の
状態を図３に示す。ここでは、２通りの場合が考えられ
る。図３（ａ）を例にすると、Ｐ（ｎＴｂ）が、負の値
の時、内挿タイミングは遅い（再生クロック位相が進ん
でいる）と判断できる。逆に、Ｐ（ｎＴｂ）が、正の値
のとき、内挿タイミングは早い（再生クロック位相が遅
れている）と判断できる。なお、図３（ｂ）の状態につ
いても同様に考えることができる。つまり、位相誤差方
向判定回路３３は、下記数２がなり立つとき内挿タイミ
ングを早め、下記数３が成り立つとき内挿タイミングを
遅らせる処理を行うと判断する。
−１）Ｔｂ）とＰ（（ｎ＋１）Ｔｂ）が異符号の場合の
状態を図３に示す。ここでは、２通りの場合が考えられ
る。図３（ａ）を例にすると、Ｐ（ｎＴｂ）が、負の値
の時、内挿タイミングは遅い（再生クロック位相が進ん
でいる）と判断できる。逆に、Ｐ（ｎＴｂ）が、正の値
のとき、内挿タイミングは早い（再生クロック位相が遅
れている）と判断できる。なお、図３（ｂ）の状態につ
いても同様に考えることができる。つまり、位相誤差方
向判定回路３３は、下記数２がなり立つとき内挿タイミ
ングを早め、下記数３が成り立つとき内挿タイミングを
遅らせる処理を行うと判断する。
【００２６】
【数２】
【００２７】
【数３】 位相誤差補正回路３４では内挿フィルタ制御値３５を求
める。この内挿フィルタ制御値３５に応じて内挿タイミ
ングを遅らせたり、進めたりする操作が行われる。内挿
フィルタ２１を制御する際には、内挿フィルタを時間遅
延特性が可変なレート変換フィルタで構成し、この時間
遅延量を制御すればよい。
める。この内挿フィルタ制御値３５に応じて内挿タイミ
ングを遅らせたり、進めたりする操作が行われる。内挿
フィルタ２１を制御する際には、内挿フィルタを時間遅
延特性が可変なレート変換フィルタで構成し、この時間
遅延量を制御すればよい。
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明ではπ／４
シフトＱＰＳＫ変調方式に用いられる復調器におけるク
ロック再生処理を行う際、ゼロクロス点を内挿演算によ
り求める処理を行う必要がないため、大幅に少ない演算
量で再生クロックを生成することができる。さらに、フ
リーエ変換を用いた場合に比べて演算量が格段に少なく
て済み、フーリエ変換による方式のように、サンプリン
グ速度が高速かつデータレートの整数倍という制約なく
クロック再生を行うことができるという効果がある。
シフトＱＰＳＫ変調方式に用いられる復調器におけるク
ロック再生処理を行う際、ゼロクロス点を内挿演算によ
り求める処理を行う必要がないため、大幅に少ない演算
量で再生クロックを生成することができる。さらに、フ
リーエ変換を用いた場合に比べて演算量が格段に少なく
て済み、フーリエ変換による方式のように、サンプリン
グ速度が高速かつデータレートの整数倍という制約なく
クロック再生を行うことができるという効果がある。
【図１】本発明によるπ／４シフトＱＰＳＫ復調クロッ
ク再生回路の一実施例を説明するためのブロック図であ
る。
ク再生回路の一実施例を説明するためのブロック図であ
る。
【図２】図１に示すクロック再生回路の動作を説明する
ためのフローチャートである。
ためのフローチャートである。
【図３】図１に示す位相誤差方向判定回路の動作を説明
するための図である。
するための図である。
【図４】複素平面上の信号点推移を表す図である。
【図５】ＤＦＴの原理が適用された従来のクロック再生
方式を説明するためのブロック図である。
方式を説明するためのブロック図である。
【図６】ゼロクロス法を用いた従来のクロック再生方式
を説明するためのブロック図である。
を説明するためのブロック図である。
【図７】タイミング誤差検出を説明するためのフローチ
ャートである。
ャートである。
【図８】タイミング誤差を説明するための図である。
【図９】一括分波／個別復調方式によるグループ復調器
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図１０】π／４シフトＱＰＳＫアイパターンを示す図
である。
である。
１１ 入力端子 １２ ＩＦ入力信号 １３ 受信部低雑音増幅器・周波数変換器 １４ ベースバンド信号 １５ Ａ／Ｄ変換器 １６ デジタル実虚信号 １７ 搬送波補正乗算器 ２１ 内挿フィルタ ２２ 内挿されたデータ ２３ π／４逆シフタ ２４ 再生データ ３０ クロック再生回路 ３１ タイミング識別回路 ３２ 符号判定回路 ３３ 位相誤差方向判定回路 ３４ 位相誤差補正回路 ３５ 内挿フィルタ制御値
【手続補正書】
【提出日】平成７年８月１１日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】請求項１
【補正方法】変更
【補正内容】
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００４
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００４】図５を参照して、この種のデジタル復調器
について概説する。π／４シフトＱＰＳＫ変調波を準同
期検波して得られた準同期検波信号がＡ／Ｄ変換器で高
速オーバーサンプリング（シンボルレートの数倍［基本
的に整数倍］）され、サンプル値系列として出力され
る。このサンプル値系列に対して、復調器が有するクロ
ック周波数で離散フーリエ変換を行い、その結果得られ
た実虚値からａｒｃｔａｎ（アークタンジェント）を求
める。さらに、この結果に応じて位相差を求めて、補正
処理を行う。
について概説する。π／４シフトＱＰＳＫ変調波を準同
期検波して得られた準同期検波信号がＡ／Ｄ変換器で高
速オーバーサンプリング（シンボルレートの数倍［基本
的に整数倍］）され、サンプル値系列として出力され
る。このサンプル値系列に対して、復調器が有するクロ
ック周波数で離散フーリエ変換を行い、その結果得られ
た実虚値からａｒｃｔａｎ（アークタンジェント）を求
める。さらに、この結果に応じて位相差を求めて、補正
処理を行う。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００７
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００７】図６及び図７を参照して、ＱＰＳＫ変調波
を準同期検波した後、Ａ／Ｄ変換器により、オーバーサ
ンプリング（シンボルレートの１倍以上）を行う。この
サンプル値系列を用いて、内挿演算を行い、アイ開口部
の値を再生データとして求める（図８（ａ））。この
際、正しくアイ開口部のタイミングを得るため、連続す
る再生データの値が異符号となるタイミングにおいて、
再生データと再生データとの中点も内挿演算により求め
る。再生データを得るタイミングが正確にアイ開口部で
ある際、前後の再生データが異符号であると、内挿演算
により求められた中点の値はゼロとなる（図８
（ｂ））。
を準同期検波した後、Ａ／Ｄ変換器により、オーバーサ
ンプリング（シンボルレートの１倍以上）を行う。この
サンプル値系列を用いて、内挿演算を行い、アイ開口部
の値を再生データとして求める（図８（ａ））。この
際、正しくアイ開口部のタイミングを得るため、連続す
る再生データの値が異符号となるタイミングにおいて、
再生データと再生データとの中点も内挿演算により求め
る。再生データを得るタイミングが正確にアイ開口部で
ある際、前後の再生データが異符号であると、内挿演算
により求められた中点の値はゼロとなる（図８
（ｂ））。
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】０００９
【補正方法】変更
【補正内容】
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、π／４シフ
トＱＰＳＫ変調方式に用いられる復調器用クロック再生
回路では、抽出したクロック成分にＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒ
ｅｔｅ ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を施
す方式が、主に採用されている（以下単にＤＦＴ方式と
呼ぶ）。ＤＦＴ方式をゼロクロス法と比較した場合、Ｄ
ＦＴ方式では判定に数十サンプルデータ以上必要となる
（ゼロクロス法では数サンプルを用いて判定）。さら
に、ａｒｃｔａｎの値を求めるため、ＲＯＭテーブル等
を用意する必要がある。この結果、ＤＦＴ方式を採用し
た場合、演算量及びメモリ規模が大きなものとなってし
まう。
トＱＰＳＫ変調方式に用いられる復調器用クロック再生
回路では、抽出したクロック成分にＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒ
ｅｔｅ ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を施
す方式が、主に採用されている（以下単にＤＦＴ方式と
呼ぶ）。ＤＦＴ方式をゼロクロス法と比較した場合、Ｄ
ＦＴ方式では判定に数十サンプルデータ以上必要となる
（ゼロクロス法では数サンプルを用いて判定）。さら
に、ａｒｃｔａｎの値を求めるため、ＲＯＭテーブル等
を用意する必要がある。この結果、ＤＦＴ方式を採用し
た場合、演算量及びメモリ規模が大きなものとなってし
まう。
【手続補正５】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１０】さらにＤＦＴ方式を採用した場合、伝送シ
ンボルレートに対するサンプル数が数個（一般的には８
サンプル／シンボルを採用）必要となる。このため、例
えば、図９に示す衛星搭載の再生中継器等で採用されて
いる方式である「一括分波／個別復調器」構成の場合
（つまり、サンプル数（サンプリング速度）が原則とし
て隣接チャネル信号とのチャネル間隔により決まってく
るような場合）には、狭帯域伝送の際、十分なサンプル
数（サンプリング速度）が期待できず（一般に２〜３サ
ンプル／シンボル。また整数とは限らない）、このＤＦ
Ｔ方式を採用することが難しいという問題点がある。
ンボルレートに対するサンプル数が数個（一般的には８
サンプル／シンボルを採用）必要となる。このため、例
えば、図９に示す衛星搭載の再生中継器等で採用されて
いる方式である「一括分波／個別復調器」構成の場合
（つまり、サンプル数（サンプリング速度）が原則とし
て隣接チャネル信号とのチャネル間隔により決まってく
るような場合）には、狭帯域伝送の際、十分なサンプル
数（サンプリング速度）が期待できず（一般に２〜３サ
ンプル／シンボル。また整数とは限らない）、このＤＦ
Ｔ方式を採用することが難しいという問題点がある。
【手続補正６】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１２】ところが、図６からも容易に理解できるよ
うに、π／４シフトＱＰＳＫでは正から負（負から正）
にデータが変化する場合でも、中点はゼロではない。＋
１から−１／√２（−１から＋１／√２）もしくは＋１
／√２から−１（−１／√２から＋１）の変化であるた
め、中点でゼロクロスしない。よって、正から負（負か
ら正）にデータが変化する際、その中点がゼロに近づく
制御（補正）を行うと、データがランダムであれば、ゼ
ロクロス点からのずれの方向が均衡することが期待でき
るものの、非常にジッタ成分の多い再生クロックとなっ
てしまい、さらに、ＢＥＲ（誤り率）の劣化をもたらす
という問題点がある。
うに、π／４シフトＱＰＳＫでは正から負（負から正）
にデータが変化する場合でも、中点はゼロではない。＋
１から−１／√２（−１から＋１／√２）もしくは＋１
／√２から−１（−１／√２から＋１）の変化であるた
め、中点でゼロクロスしない。よって、正から負（負か
ら正）にデータが変化する際、その中点がゼロに近づく
制御（補正）を行うと、データがランダムであれば、ゼ
ロクロス点からのずれの方向が均衡することが期待でき
るものの、非常にジッタ成分の多い再生クロックとなっ
てしまい、さらに、ＢＥＲ（誤り率）の劣化をもたらす
という問題点がある。
【手続補正７】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００１４
【補正方法】変更
【補正内容】
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、内挿フ
ィルタを有し再生クロックに応じてπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調波を再生データに復調するデジタル復調器に用い
られるクロック再生回路であって、前記内挿フィルタの
実データ出力及び虚データ出力を有するデータ出力を受
け該実データ出力及び該虚データ出力が｛±１ ＯＲ
（及び／又は）０｝となるタイミングであるか否かを判
断してタイミング信号を送出するタイミング識別回路
と、前記タイミング信号で示されるタイミングで前記実
虚データ出力のうち“０”と推定される出力側の推定値
の前後の値が異符号かどうか判定して判定信号を生成す
る符号判定回路と、該判定信号に応じて位相誤差方向を
判定して位相誤差方向を示す位相誤差方向信号を生成す
る位相誤差方向判定回路と、前記位相誤差方向信号に応
じて前記内挿フィルタを制御する位相誤差補正回路とを
有することを特徴とするπ／４シフトＱＰＳＫ復調用ク
ロック再生回路が得られる。
ィルタを有し再生クロックに応じてπ／４シフトＱＰＳ
Ｋ変調波を再生データに復調するデジタル復調器に用い
られるクロック再生回路であって、前記内挿フィルタの
実データ出力及び虚データ出力を有するデータ出力を受
け該実データ出力及び該虚データ出力が｛±１ ＯＲ
（及び／又は）０｝となるタイミングであるか否かを判
断してタイミング信号を送出するタイミング識別回路
と、前記タイミング信号で示されるタイミングで前記実
虚データ出力のうち“０”と推定される出力側の推定値
の前後の値が異符号かどうか判定して判定信号を生成す
る符号判定回路と、該判定信号に応じて位相誤差方向を
判定して位相誤差方向を示す位相誤差方向信号を生成す
る位相誤差方向判定回路と、前記位相誤差方向信号に応
じて前記内挿フィルタを制御する位相誤差補正回路とを
有することを特徴とするπ／４シフトＱＰＳＫ復調用ク
ロック再生回路が得られる。
【手続補正８】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２０】図２も参照して、クロック再生回路３０で
は、まず、内挿フィルタ２１により内挿されたデータ２
２を用いて、実虚データが、｛±１ ＯＲ ０｝のタイ
ミング近傍か、｛±１／√２｝のタイミング近傍かをタ
イミング識別回路３１にて判断する。π／４シフトＱＰ
ＳＫの場合、｛±１ ＯＲ ０｝のタイミングと、｛±
１／√２｝のタイミングは、実部虚部それぞれにおいて
交互に繰り返される。実部が｛±１ ＯＲ ０｝のタイ
ミングであるとき、虚部は｛±１ ＯＲ ０｝のタイミ
ングに、逆に、実部が｛±１／√２｝のタイミングであ
るとき、虚部は｛±１／√２｝のタイミングとなるよう
に制御を行う（図１０参照）。このため、上述のタイミ
ング識別の際には、データ２２がクロック位相のずれが
大きい位置に内挿演算されたポイントであったとして
も、所定量のデータ量を用いれば、容易に識別すること
ができる。
は、まず、内挿フィルタ２１により内挿されたデータ２
２を用いて、実虚データが、｛±１ ＯＲ ０｝のタイ
ミング近傍か、｛±１／√２｝のタイミング近傍かをタ
イミング識別回路３１にて判断する。π／４シフトＱＰ
ＳＫの場合、｛±１ ＯＲ ０｝のタイミングと、｛±
１／√２｝のタイミングは、実部虚部それぞれにおいて
交互に繰り返される。実部が｛±１ ＯＲ ０｝のタイ
ミングであるとき、虚部は｛±１ ＯＲ ０｝のタイミ
ングに、逆に、実部が｛±１／√２｝のタイミングであ
るとき、虚部は｛±１／√２｝のタイミングとなるよう
に制御を行う（図１０参照）。このため、上述のタイミ
ング識別の際には、データ２２がクロック位相のずれが
大きい位置に内挿演算されたポイントであったとして
も、所定量のデータ量を用いれば、容易に識別すること
ができる。
【手続補正９】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２１】いま、｛±１ ＯＲ ０｝のタイミングで
あると判断されている場合を考える（図１０に於けるタ
イミングＢ）。｛±１／√２｝のタイミングであると推
定される場合には、処理を行わない（図１０に於けるタ
イミングＡ。次のサイクルを待つ）。
あると判断されている場合を考える（図１０に於けるタ
イミングＢ）。｛±１／√２｝のタイミングであると推
定される場合には、処理を行わない（図１０に於けるタ
イミングＡ。次のサイクルを待つ）。
【手続補正１０】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２２】内挿演算により求めた出力値に於いて実デ
ータ側（Ｐとする）が“０”と推定される場合には、こ
れ（推定値）をＰ（ｎＴｂ）とする。このとき、Ｐ
（（ｎ±１）Ｔｂ）［但し、Ｔｂはシンボルレート、ｎ
は整数］は、｛±１／２｝のどちらかの値をとる。符号
判定回路３２において、Ｐ（（ｎ−１）Ｔｂ）＊Ｐ
（（ｎ＋１）Ｔｂ）の演算を行い、Ｐ（（ｎ−１）Ｔ
ｂ）とＰ（（ｎ＋１）Ｔｂ）が異符号かどうかの判断を
行う。
ータ側（Ｐとする）が“０”と推定される場合には、こ
れ（推定値）をＰ（ｎＴｂ）とする。このとき、Ｐ
（（ｎ±１）Ｔｂ）［但し、Ｔｂはシンボルレート、ｎ
は整数］は、｛±１／２｝のどちらかの値をとる。符号
判定回路３２において、Ｐ（（ｎ−１）Ｔｂ）＊Ｐ
（（ｎ＋１）Ｔｂ）の演算を行い、Ｐ（（ｎ−１）Ｔ
ｂ）とＰ（（ｎ＋１）Ｔｂ）が異符号かどうかの判断を
行う。
【手続補正１１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２７
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２７】
【数３】 Ｐ（（ｎ−１）Ｔｂ）＊Ｐ（（ｎ＋１）Ｔｂ）＜０ かつ Ｐ（（ｎ−１）Ｔｂ）＊Ｐ（ｎＴｂ）＞０ 位相誤差補正回路３４では内挿フィルタ制御値３５を求
める。この内挿フィルタ制御値３５に応じて内挿タイミ
ングを遅らせたり、進めたりする操作が行われる。内挿
フィルタ２１を制御する際には、内挿フィルタ２１を時
間遅延特性が可変なレート変換フィルタで構成し、この
時間遅延量を制御すればよい。なお、実データ（Ｐ）が
ゼロと推定される値をとる場合について説明したが、虚
データ（Ｑ）がゼロと推定される値をとる場合について
も同様の処理を行えばよい。実データ、虚データは、必
ず、１シンボルおきに、一方はゼロ、もう一方（他方）
は±１の値をとるため、１シンボルおきに制御を行える
可能性がある。
める。この内挿フィルタ制御値３５に応じて内挿タイミ
ングを遅らせたり、進めたりする操作が行われる。内挿
フィルタ２１を制御する際には、内挿フィルタ２１を時
間遅延特性が可変なレート変換フィルタで構成し、この
時間遅延量を制御すればよい。なお、実データ（Ｐ）が
ゼロと推定される値をとる場合について説明したが、虚
データ（Ｑ）がゼロと推定される値をとる場合について
も同様の処理を行えばよい。実データ、虚データは、必
ず、１シンボルおきに、一方はゼロ、もう一方（他方）
は±１の値をとるため、１シンボルおきに制御を行える
可能性がある。
【手続補正１２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００２８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００２８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明ではπ／４
シフトＱＰＳＫ変調方式に用いられる復調器におけるク
ロック再生処理を行う際、ゼロクロス点を内挿演算によ
り求める処理を行う必要がないため、大幅に少ない演算
量で再生クロックを生成することができる。さらに、フ
ーリエ変換を用いた場合に比べて演算量が格段に少なく
て済み、フーリエ変換による方式のように、サンプリン
グ速度が高速かつデータレートの整数倍という制約なく
クロック再生を行うことができるという効果がある。
シフトＱＰＳＫ変調方式に用いられる復調器におけるク
ロック再生処理を行う際、ゼロクロス点を内挿演算によ
り求める処理を行う必要がないため、大幅に少ない演算
量で再生クロックを生成することができる。さらに、フ
ーリエ変換を用いた場合に比べて演算量が格段に少なく
て済み、フーリエ変換による方式のように、サンプリン
グ速度が高速かつデータレートの整数倍という制約なく
クロック再生を行うことができるという効果がある。
【手続補正１３】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正内容】
【図２】
【手続補正１４】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１０
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１０】
Claims (3)
- 【請求項１】 内挿フィルタを有し再生クロックに応じ
てπ／４シフトＱＰＳＫ変調波を再生データに復調する
デジタル復調器に用いられるクロック再生回路であっ
て、前記内挿フィルタの実データ出力及び虚データ出力
を有するデータ出力を受け該実データ出力及び該虚デー
タ出力のいずれかが｛±１ ＯＲ（及び／又は）０｝と
なるタイミングであるか否かを判断して前記実データ出
力及び前記虚データ出力のいずれかが｛±１ ＯＲ（及
び／又は）０｝である際タイミング信号を送出するタイ
ミング識別回路と、前記タイミング信号で示されるタイ
ミングで前記データ出力が“０”と推定される際、該推
定値の前後の値が異符号かどうか判定して判定信号を生
成する符号判定回路と、前記判定信号に応じて位相誤差
方向を判定して位相誤差方向を示す位相誤差方向信号を
生成する位相誤差方向判定回路と、前記位相誤差方向信
号に応じて前記内挿フィルタを制御する位相誤差補正回
路とを有することを特徴とするπ／４シフトＱＰＳＫ復
調用クロック再生回路。 - 【請求項２】 請求項１に記載されたπ／４シフトＱＰ
ＳＫ復調用クロック再生回路において、前記推定値の前
の値を第１の値とし、前記推定値の後の値を第２の値と
した際、前記位相誤差方向判定回路は、前記判定信号が
異符号を示している際には、前記第１の値×前記推定値
＜０であるとき内挿タイミングを早めると判断し、前記
第１の値×前記推定値＞０であるとき内挿タイミングを
送らせると判断するようにしたことを特徴とするπ／４
シフトＱＰＳＫ復調用クロック再生回路。 - 【請求項３】 請求項２に記載されたπ／４シフトＱＰ
ＳＫ復調用クロック再生回路において、前記内挿フィル
タは時間遅延特性が可変のレート変換フィルタで構成さ
れていることを特徴とするπ／４シフトＱＰＳＫ復調用
クロック再生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7113272A JPH08307473A (ja) | 1995-05-11 | 1995-05-11 | π／４シフトＱＰＳＫ復調用クロック再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7113272A JPH08307473A (ja) | 1995-05-11 | 1995-05-11 | π／４シフトＱＰＳＫ復調用クロック再生回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08307473A true JPH08307473A (ja) | 1996-11-22 |
Family
ID=14607974
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7113272A Pending JPH08307473A (ja) | 1995-05-11 | 1995-05-11 | π／４シフトＱＰＳＫ復調用クロック再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH08307473A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100459113B1 (ko) * | 1997-12-31 | 2005-09-30 | 엘지전자 주식회사 | 큐피에스케이 복조기의 심볼 타이밍 복원장치 |
| WO2011105103A1 (ja) * | 2010-02-26 | 2011-09-01 | 株式会社日立国際電気 | 送信機 |
-
1995
- 1995-05-11 JP JP7113272A patent/JPH08307473A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100459113B1 (ko) * | 1997-12-31 | 2005-09-30 | 엘지전자 주식회사 | 큐피에스케이 복조기의 심볼 타이밍 복원장치 |
| WO2011105103A1 (ja) * | 2010-02-26 | 2011-09-01 | 株式会社日立国際電気 | 送信機 |
| JP5299829B2 (ja) * | 2010-02-26 | 2013-09-25 | 株式会社日立国際電気 | 送信機 |
| US8605813B2 (en) | 2010-02-26 | 2013-12-10 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Transmitter |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 19991027 |