JPH0712178B2 - デイジタル変復調システム - Google Patents
デイジタル変復調システムInfo
- Publication number
- JPH0712178B2 JPH0712178B2 JP61024950A JP2495086A JPH0712178B2 JP H0712178 B2 JPH0712178 B2 JP H0712178B2 JP 61024950 A JP61024950 A JP 61024950A JP 2495086 A JP2495086 A JP 2495086A JP H0712178 B2 JPH0712178 B2 JP H0712178B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- data signal
- signal
- modulation
- sub
- signals
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は大容量データ回線に小容量データ信号を複合変
調させて伝送することのできるディジタル変復調システ
ムに関する。
調させて伝送することのできるディジタル変復調システ
ムに関する。
近年，搬送波ディジタル伝送方式の発達はめざしく，す
でに種々の実用回線が存在しているが，最近では求めら
れる伝送方式が多様化する傾向があり，運用効率の高い
伝送方式について検討がなされ始めた。その１つとして
本発明者等が昭和53年３月29日に出願した「搬送波ディ
ジタル伝送方式」（特開昭54-142008）がある。
でに種々の実用回線が存在しているが，最近では求めら
れる伝送方式が多様化する傾向があり，運用効率の高い
伝送方式について検討がなされ始めた。その１つとして
本発明者等が昭和53年３月29日に出願した「搬送波ディ
ジタル伝送方式」（特開昭54-142008）がある。
これは,PSK変調を用いた主データ回線に２相PSK変調で
もって副データ信号を複合伝送させるものである。この
方法によると副データ信号の符号伝送速度を主データ信
号のそれに比して，ある比率以下にすれば，主データ信
号の誤り率に影響を与えることなく，副データ信号を効
率よく伝送することができる。
もって副データ信号を複合伝送させるものである。この
方法によると副データ信号の符号伝送速度を主データ信
号のそれに比して，ある比率以下にすれば，主データ信
号の誤り率に影響を与えることなく，副データ信号を効
率よく伝送することができる。
しかしながら，この方式は主データ信号の変調方式がPS
K変調に限られ，現在主流となりつつある16値，あるい
は64値直交振幅変調には適用できないという欠点があっ
た。そこで，本発明の目的は，直交振幅変調を用いた主
データ回線に副データ信号を効率よく複合伝送させるこ
とによって，上記の欠点を除去することのできるディジ
タル変復調システムを提供することにある。
K変調に限られ，現在主流となりつつある16値，あるい
は64値直交振幅変調には適用できないという欠点があっ
た。そこで，本発明の目的は，直交振幅変調を用いた主
データ回線に副データ信号を効率よく複合伝送させるこ
とによって，上記の欠点を除去することのできるディジ
タル変復調システムを提供することにある。
本発明のディジタル変復調システムは，変調側に，符号
伝送速度1なる主データ信号で変調された直交振幅変
調波を符号伝送速度2（1＞2）なる副データ信号
で２αラジアン位相変調して複合変調波を得る手段を備
え，復調側に，複合変調波を直交位相検波し復調信号Ｐ
及びＱを得る手段と，前記Ｐ及びＱ信号を多値識別して
得られたデータ出力を演算して前記副データ信号を再生
する手段と，前記Ｐ及びＱ信号を＋αラジアン移相器及
び−αラジアン移相器を介して多値識別し，得られた出
力データを前記副データ信号により制御して前記主デー
タ信号を再生する手段とを備えたことを特徴とする。
伝送速度1なる主データ信号で変調された直交振幅変
調波を符号伝送速度2（1＞2）なる副データ信号
で２αラジアン位相変調して複合変調波を得る手段を備
え，復調側に，複合変調波を直交位相検波し復調信号Ｐ
及びＱを得る手段と，前記Ｐ及びＱ信号を多値識別して
得られたデータ出力を演算して前記副データ信号を再生
する手段と，前記Ｐ及びＱ信号を＋αラジアン移相器及
び−αラジアン移相器を介して多値識別し，得られた出
力データを前記副データ信号により制御して前記主デー
タ信号を再生する手段とを備えたことを特徴とする。
次に，本発明による実施例について図面を参照して説明
する。
する。
第１図（ａ）および（ｂ）は，本発明による実施例のそ
れぞれ変調側および復調側を示すブロック図，第２図は
本発明による実施例の複合変調波の信号配置図であり，
主信号の変調方式として16値直交振幅変調を用いた例を
示している。１及び２はＤ−Ａ変換器,3及び４は低域ろ
波器,5及び６は０−π変調器,7は ８は０−２α変調器,9は局部発振器,10は直交位相検波
器,11〜14は減衰器,15及び16は減算器,17及び18は加算
器,19〜24はＡ−Ｄ変換器,25〜27は論理回路,28は電圧
制御発振器である。
れぞれ変調側および復調側を示すブロック図，第２図は
本発明による実施例の複合変調波の信号配置図であり，
主信号の変調方式として16値直交振幅変調を用いた例を
示している。１及び２はＤ−Ａ変換器,3及び４は低域ろ
波器,5及び６は０−π変調器,7は ８は０−２α変調器,9は局部発振器,10は直交位相検波
器,11〜14は減衰器,15及び16は減算器,17及び18は加算
器,19〜24はＡ−Ｄ変換器,25〜27は論理回路,28は電圧
制御発振器である。
変調側について説明すると、D/A変換器1,2,LPF3,4,0−
π変調器5,6, 局部発振器９で構成される従来の16値直交振幅変調装置
に,9の出力に０−２α変調器８が付加されたもので,8は
主データ信号の符号伝送速度の整数（ｍ）分の１に選択
されている。その結果，出力で得られる複合変調波は第
２図のようになり，図中A1〜A16で表わされる信号点は
８が０位相の状態の時を表わし,B1〜B16で表わされる信
号点は８が２α位相の状態の時を表わしている。A1〜A1
6とB1〜B16との間の位相差はαである。復調側におい
て，直交検波器10にて直交検波された復調信号P0，Q
0は，第２図においてＰ軸,Q軸に斜影された信号となる
ので,A−Ｄ変換器19,22で±3L,±Ｌの識別レベルで多値
識別しX30,Y30を得れば,2αラジアン変調信号，即ち副
データ信号を再生することができる。但し、象限によっ
て極性が変化するので，象限を判定する信号X10,Y10と
論理操作する必要がある。又，副データ信号の識別余裕
は主データ信号の識別余裕に比して少ないので両者の符
号伝送速度が同じであると副データ信号の符号誤り率特
性は悪くなるから、副データ信号の符号伝送速度を主デ
ータ信号のそれの整数（ｍ）分の１にし，帯域制限によ
る改善効果，あるいは多数決判定による改善効果を期待
する必要がある。以上の操作は論理回路25によって行な
われる。
π変調器5,6, 局部発振器９で構成される従来の16値直交振幅変調装置
に,9の出力に０−２α変調器８が付加されたもので,8は
主データ信号の符号伝送速度の整数（ｍ）分の１に選択
されている。その結果，出力で得られる複合変調波は第
２図のようになり，図中A1〜A16で表わされる信号点は
８が０位相の状態の時を表わし,B1〜B16で表わされる信
号点は８が２α位相の状態の時を表わしている。A1〜A1
6とB1〜B16との間の位相差はαである。復調側におい
て，直交検波器10にて直交検波された復調信号P0，Q
0は，第２図においてＰ軸,Q軸に斜影された信号となる
ので,A−Ｄ変換器19,22で±3L,±Ｌの識別レベルで多値
識別しX30,Y30を得れば,2αラジアン変調信号，即ち副
データ信号を再生することができる。但し、象限によっ
て極性が変化するので，象限を判定する信号X10,Y10と
論理操作する必要がある。又，副データ信号の識別余裕
は主データ信号の識別余裕に比して少ないので両者の符
号伝送速度が同じであると副データ信号の符号誤り率特
性は悪くなるから、副データ信号の符号伝送速度を主デ
ータ信号のそれの整数（ｍ）分の１にし，帯域制限によ
る改善効果，あるいは多数決判定による改善効果を期待
する必要がある。以上の操作は論理回路25によって行な
われる。
次に，主データを再生する手段について説明する。減衰
器11〜14,減算器15,16,加算器17,18は＋αラジアン移相
器及び−αラジアン移相器を構成しており、15の出力を
例にとって説明すると、11の減衰量はtanαに選ばれて
おり,15出力はＰ・cosθ−Ｑ・sinθ・tanα＝Ｋ・cos
（θ＋α）で表わされ，P0に比してαラジアン進んだ信
号Ｐ＋αとなる。同様に,17の出力では，P0よりαラジ
アン遅れた信号Ｐ−α,18の出力では，Q0よりαラジア
ン進んだ信号Ｑ＋α,16の出力ではQ0よりαラジアン遅
れた信号Ｑ−αとなる。ここで,P−α,Q−αの信号は第
２図において,A1〜A16の信号の場合，±3L,±1Lの値を
とる４値信号となるので,A−Ｄ変換器21,24で,0,±1L,
±2L,±3Lの識別レベルで多値識別すれば,A1〜A16の場
合の主信号を再生することができる。同様にＰ＋α,Q
＋αの信号は第２図においてB1〜B16の信号の場合，±3
L,±1Lの値をとる４値信号となるので,A−Ｄ変換器20,2
3で,0,±1L,±2L,±3Lの識別レベルで多値識別すれば,B
1〜B16の場合での主信号を再生することができる。よっ
て，論理回路26でA1〜A16とB1〜B16とを判別する信号と
なる25の出力の副データ信号により，入力信号がA1〜A1
6の場合21,24出力を選択し，入力信号がB1〜B16の場合2
0,23の出力を選択すれば,26の出力で主データ信号X1〜
2,Y1〜２が再生される。26出力のうち,X1,X3,Y1,Y3は論
理回路27に入り，ここでキャリア誤差信号が作成され,2
7出力で電圧制御発振器28を制御すれば，キャリア位相
同期ループが形成される。論理回路27を含む位相同期回
路の動作は，本出願人による「搬送波再生回路」（特願
昭56-15775;特開昭57-131151号公報）に詳記されている
ので詳しい説明は省略する。
器11〜14,減算器15,16,加算器17,18は＋αラジアン移相
器及び−αラジアン移相器を構成しており、15の出力を
例にとって説明すると、11の減衰量はtanαに選ばれて
おり,15出力はＰ・cosθ−Ｑ・sinθ・tanα＝Ｋ・cos
（θ＋α）で表わされ，P0に比してαラジアン進んだ信
号Ｐ＋αとなる。同様に,17の出力では，P0よりαラジ
アン遅れた信号Ｐ−α,18の出力では，Q0よりαラジア
ン進んだ信号Ｑ＋α,16の出力ではQ0よりαラジアン遅
れた信号Ｑ−αとなる。ここで,P−α,Q−αの信号は第
２図において,A1〜A16の信号の場合，±3L,±1Lの値を
とる４値信号となるので,A−Ｄ変換器21,24で,0,±1L,
±2L,±3Lの識別レベルで多値識別すれば,A1〜A16の場
合の主信号を再生することができる。同様にＰ＋α,Q
＋αの信号は第２図においてB1〜B16の信号の場合，±3
L,±1Lの値をとる４値信号となるので,A−Ｄ変換器20,2
3で,0,±1L,±2L,±3Lの識別レベルで多値識別すれば,B
1〜B16の場合での主信号を再生することができる。よっ
て，論理回路26でA1〜A16とB1〜B16とを判別する信号と
なる25の出力の副データ信号により，入力信号がA1〜A1
6の場合21,24出力を選択し，入力信号がB1〜B16の場合2
0,23の出力を選択すれば,26の出力で主データ信号X1〜
2,Y1〜２が再生される。26出力のうち,X1,X3,Y1,Y3は論
理回路27に入り，ここでキャリア誤差信号が作成され,2
7出力で電圧制御発振器28を制御すれば，キャリア位相
同期ループが形成される。論理回路27を含む位相同期回
路の動作は，本出願人による「搬送波再生回路」（特願
昭56-15775;特開昭57-131151号公報）に詳記されている
ので詳しい説明は省略する。
第３図は，実施例における論理回路25,26の具体的な構
成を示したものであり,29,30は排他的論理和回路（EX-O
R）,31は多数決論理回路,32は遅延回路,33は選択回路で
ある。Y30とX10,X30とY10をEXOR回路29,30でそれぞれEX
-OR操作すれば,29の出力,30の否定出力として象限によ
らず常にA1〜A15の時には“1",B1〜B15の時には“0"の
データ信号が得られる。副データ信号の符号伝送速度
2は主データ信号の符号伝送速度1の1/mに選択されて
おり,29,30出力は1で動作しているので,29,30出力は
それぞれｍビットの同一信号が連続するはずであるが，
前述した如く，副データ信号の識別余裕は主データ信号
のそれに比して少ないので，同一符号伝送速度で比較し
た場合，副データ信号の符号誤り率特性は悪く,mビット
中に誤りが発生する。
成を示したものであり,29,30は排他的論理和回路（EX-O
R）,31は多数決論理回路,32は遅延回路,33は選択回路で
ある。Y30とX10,X30とY10をEXOR回路29,30でそれぞれEX
-OR操作すれば,29の出力,30の否定出力として象限によ
らず常にA1〜A15の時には“1",B1〜B15の時には“0"の
データ信号が得られる。副データ信号の符号伝送速度
2は主データ信号の符号伝送速度1の1/mに選択されて
おり,29,30出力は1で動作しているので,29,30出力は
それぞれｍビットの同一信号が連続するはずであるが，
前述した如く，副データ信号の識別余裕は主データ信号
のそれに比して少ないので，同一符号伝送速度で比較し
た場合，副データ信号の符号誤り率特性は悪く,mビット
中に誤りが発生する。
そこで,29,30の出力を多数決論理回路31に入力し,2mビ
ットを計数して多数決をとり，その結果をｍビット分引
伸ばして出力する。この多数決論理操作によって，符号
誤り率特性が改善されるが，その改善度は整数ｍの値に
依存するので，その値は主データ信号の符号誤り率特性
に副データ信号の符号誤りがあまり影響しないように十
分大きく選択される必要がある。又，αの値は大きくす
ればするほど副データ信号の符号誤り率特性は良くなる
が，限度があり,16値の場合0.16ラジアン程度となり，
その場合，信号点によって異なるが主信号に対して最小
で6dB程度の劣化量となる。論理回路26は遅延回路32及
び選択回路33から構成されており,33の動作については
前述したとおりである。遅延回路32は31にておよそｍビ
ット遅延するので，その遅延補償用のものである。
ットを計数して多数決をとり，その結果をｍビット分引
伸ばして出力する。この多数決論理操作によって，符号
誤り率特性が改善されるが，その改善度は整数ｍの値に
依存するので，その値は主データ信号の符号誤り率特性
に副データ信号の符号誤りがあまり影響しないように十
分大きく選択される必要がある。又，αの値は大きくす
ればするほど副データ信号の符号誤り率特性は良くなる
が，限度があり,16値の場合0.16ラジアン程度となり，
その場合，信号点によって異なるが主信号に対して最小
で6dB程度の劣化量となる。論理回路26は遅延回路32及
び選択回路33から構成されており,33の動作については
前述したとおりである。遅延回路32は31にておよそｍビ
ット遅延するので，その遅延補償用のものである。
第４図は，本発明による変調側の他の実施例の構成を示
したものであり,3〜7,9は第１図（ａ）のものと同じで,
34〜35はROM,36〜37はＤ−Ａ変換器である。主データ信
号X1〜2,Y1〜２と副データ信号Ｄはともに34,35に入
り，ここで，第２図におけるA1〜16及びB1〜16を得るた
めに必要なＤ−Ａ変換器36,37の入力データ列に変換さ
れる。34〜35及び36〜37に必要なビット数は多ければ多
い程精度の良い複合変調波が得られるが,16値の場合は
８ビット程度で十分と思われる。この実施例によれば，
第１図（ａ）に比して回路規模が小さくなるのはもちろ
んであるが，副データ信号と主信号間においてタイミン
グ合わせの不要なこと，且つ帯域制限を共通に行うこと
ができる利点を有している。
したものであり,3〜7,9は第１図（ａ）のものと同じで,
34〜35はROM,36〜37はＤ−Ａ変換器である。主データ信
号X1〜2,Y1〜２と副データ信号Ｄはともに34,35に入
り，ここで，第２図におけるA1〜16及びB1〜16を得るた
めに必要なＤ−Ａ変換器36,37の入力データ列に変換さ
れる。34〜35及び36〜37に必要なビット数は多ければ多
い程精度の良い複合変調波が得られるが,16値の場合は
８ビット程度で十分と思われる。この実施例によれば，
第１図（ａ）に比して回路規模が小さくなるのはもちろ
んであるが，副データ信号と主信号間においてタイミン
グ合わせの不要なこと，且つ帯域制限を共通に行うこと
ができる利点を有している。
なお，上記第１図〜第４図の実施例においては，主信号
の変調方式を16値直交変調として説明したが，本発明は
16値以上，即ち,32値64値256値…に対しても同様に適用
できることは言うまでもない。その場合には,D−Ａ変換
器及びＡ−Ｄ変換器のビット数を増し，且つ，α及びｍ
の値を変更すれば良い。又，副データ信号と主データ信
号はタイミング同期がとれている必要性はなく，非同期
状態であっても動作する。
の変調方式を16値直交変調として説明したが，本発明は
16値以上，即ち,32値64値256値…に対しても同様に適用
できることは言うまでもない。その場合には,D−Ａ変換
器及びＡ−Ｄ変換器のビット数を増し，且つ，α及びｍ
の値を変更すれば良い。又，副データ信号と主データ信
号はタイミング同期がとれている必要性はなく，非同期
状態であっても動作する。
以上の説明により明らかなように，本発明によれば、副
データ信号の変調位相偏移量α，主データ信号の符号伝
送速度1と副データ信号の符号伝送速度2の比ｍの値
を適当に選択することによって，主データ信号の符号誤
り率特性を劣化させることなく副データ信号を伝送する
ことができる。なお,16値の場合,mの値として８程度ま
で小さくすることが可能であるなど、これによって得ら
れる効果は大きい。
データ信号の変調位相偏移量α，主データ信号の符号伝
送速度1と副データ信号の符号伝送速度2の比ｍの値
を適当に選択することによって，主データ信号の符号誤
り率特性を劣化させることなく副データ信号を伝送する
ことができる。なお,16値の場合,mの値として８程度ま
で小さくすることが可能であるなど、これによって得ら
れる効果は大きい。
第１図（ａ）及び（ｂ）は本発明による実施例のそれぞ
れ変調側および復調側の構成を示すブロック図，第２図
は第１図の実施例における複合変調波の信号配置図，第
３図は第１図における論理回路25,26の具体的な構成を
示すブロック図，第４図は本発明による変調側の他の実
施例の構成を示すブロック図である。 図において,1,2,36,37はＤ−Ａ変換器,3〜４は低域ろ波
器,5〜６は０−π変調器,7はπ/2ラジアン移相器,8は０
−２α変調器,9は局部発振器,10は直交位相検波器,11〜
14は減衰器,15〜16は減算器,17〜18は加算器、19〜24は
Ａ−Ｄ変換器,25〜27は論理回路,28は電圧制御発振器,2
9〜30はEX-OR回路,31は多数決論理回路,32は遅延回路,3
3は選択回路,34〜35はROMである。
れ変調側および復調側の構成を示すブロック図，第２図
は第１図の実施例における複合変調波の信号配置図，第
３図は第１図における論理回路25,26の具体的な構成を
示すブロック図，第４図は本発明による変調側の他の実
施例の構成を示すブロック図である。 図において,1,2,36,37はＤ−Ａ変換器,3〜４は低域ろ波
器,5〜６は０−π変調器,7はπ/2ラジアン移相器,8は０
−２α変調器,9は局部発振器,10は直交位相検波器,11〜
14は減衰器,15〜16は減算器,17〜18は加算器、19〜24は
Ａ−Ｄ変換器,25〜27は論理回路,28は電圧制御発振器,2
9〜30はEX-OR回路,31は多数決論理回路,32は遅延回路,3
3は選択回路,34〜35はROMである。
Claims (1)
- 【請求項１】変調側に，符号伝送速度1なる主データ
信号で変調された直交振幅変調波を符号伝送速度
2（1＞2）なる副データ信号で２αラジアン位相変
調して複合変調波を得る手段を備え，復調側に，前記複
合変調波を直交位相検波して復調信号Ｐ及びＱを得る手
段と，前記Ｐ及びＱ信号を多値識別して得られたデータ
出力を演算して前記副データ信号を再生する手段と，前
記Ｐ及びＱ信号を＋αラジアン移相器及び−αラジアン
移相器を介して多値識別し，得られた出力データを前記
副データ信号により制御して前記主データ信号を再生す
る手段とを備えたことを特徴とするディジタル変復調シ
ステム。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61024950A JPH0712178B2 (ja) | 1986-02-08 | 1986-02-08 | デイジタル変復調システム |
| AU68587/87A AU589084B2 (en) | 1986-02-08 | 1987-02-06 | Multilevel modulator capable of producing a composite modulated signal comprising a quadrature amplitude modulated component and a phase modulated component |
| CA000529181A CA1268828A (en) | 1986-02-08 | 1987-02-06 | Multilevel modulator capable of producing a composite modulated signal comprising a quadrature amplitude modulated component and a phase modulated component |
| EP87101752A EP0238822B1 (en) | 1986-02-08 | 1987-02-09 | Composite qam-psk transmission system |
| US07/012,405 US4751478A (en) | 1986-02-08 | 1987-02-09 | Multilevel modulator capable of producing a composite modulated signal comprising a quadrature amplitude modulated component and a phase modulated component |
| DE8787101752T DE3785781T2 (de) | 1986-02-08 | 1987-02-09 | Zusammengesetztes qam-psk-uebertragungssystem. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61024950A JPH0712178B2 (ja) | 1986-02-08 | 1986-02-08 | デイジタル変復調システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62183648A JPS62183648A (ja) | 1987-08-12 |
| JPH0712178B2 true JPH0712178B2 (ja) | 1995-02-08 |
Family
ID=12152279
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61024950A Expired - Lifetime JPH0712178B2 (ja) | 1986-02-08 | 1986-02-08 | デイジタル変復調システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0712178B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CA1287127C (en) * | 1987-08-29 | 1991-07-30 | Yasuyuki Oishi | Fsk demodulation circuit |
| JP4842224B2 (ja) * | 2007-08-01 | 2011-12-21 | 日本電信電話株式会社 | ディジタル伝送システム |
-
1986
- 1986-02-08 JP JP61024950A patent/JPH0712178B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62183648A (ja) | 1987-08-12 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US4703282A (en) | Digital demodulation system | |
| US4641318A (en) | Method for improving the reliability of data transmission over Rayleigh fading channels | |
| US5661761A (en) | Quasi-synchronous detection and demodulation circuit and frequency discriminator used for the same | |
| US4528512A (en) | Timing synchronizing circuit for demodulators | |
| US4334312A (en) | Phase synchronizing circuit for use in multi-level, multi-phase, superposition-modulated signal transmission system | |
| JPH0714170B2 (ja) | 搬送波再生回路 | |
| GB2044048A (en) | System for multi-level data transmission | |
| JPH0621992A (ja) | 復調器 | |
| JPH0712178B2 (ja) | デイジタル変復調システム | |
| US4726038A (en) | Digital communication system | |
| US4285062A (en) | Digital multi-level multi-phase modulation communication system | |
| EP0206203B1 (en) | Recording and reproducing apparatus using a modulator/demodulator for Offset Quadrature Differential Phase-Shift Keying | |
| US4498050A (en) | Demodulation device for composite PSK-PSK modulated waves | |
| JPS61137446A (ja) | 復調装置 | |
| JP2526540B2 (ja) | 搬送波同期回路 | |
| JPH082045B2 (ja) | デイジタル伝送システム | |
| JP2534650B2 (ja) | 復調装置 | |
| EP0215166A2 (en) | Digital communication system | |
| JP2540958B2 (ja) | ディジタル変復調システム | |
| JPS6239923A (ja) | 復調システム | |
| JPS6342992B2 (ja) | ||
| JPS6316937B2 (ja) | ||
| JPH08307473A (ja) | π／４シフトＱＰＳＫ復調用クロック再生回路 | |
| JPH0326934B2 (ja) | ||
| JPH0797746B2 (ja) | 自動利得制御回路 |