JPH0714170B2 - 搬送波再生回路 - Google Patents
搬送波再生回路Info
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- JPH0714170B2 JPH0714170B2 JP58224441A JP22444183A JPH0714170B2 JP H0714170 B2 JPH0714170 B2 JP H0714170B2 JP 58224441 A JP58224441 A JP 58224441A JP 22444183 A JP22444183 A JP 22444183A JP H0714170 B2 JPH0714170 B2 JP H0714170B2
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- phase
- output signal
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 発明の技術分野 本発明は、多値QAM方式に於ける搬送波再生回路に関す
るものであり、送信スペクトラムに漏れ搬送波を含ませ
た多値QAM信号、即ち、多値データにオフセットを加え
ることにより生じる搬送波成分を含む多値QAM信号を送
信し、受信側では、この多値QAM信号に含まれる漏れ搬
送波成分を抽出して搬送波を再生する構成の搬送波再生
回路に関する。
るものであり、送信スペクトラムに漏れ搬送波を含ませ
た多値QAM信号、即ち、多値データにオフセットを加え
ることにより生じる搬送波成分を含む多値QAM信号を送
信し、受信側では、この多値QAM信号に含まれる漏れ搬
送波成分を抽出して搬送波を再生する構成の搬送波再生
回路に関する。
従来技術と問題点 ディジタル無線方式に於いて、４相,8相,16相等の位相
変調（PSK:Phase Shift Keying）方式、或いは16値等の
直交振幅変調（QAM:Quadrature Amplitude Modulatio
n）方式が用いられている。このQAM方式は、直交位相の
搬送波をそれぞれ送信データにより振幅変調し、この振
幅変調波を合成して送信するものであり、この送信変調
波は、送信波が抑圧されており、又直交座標上に存在す
る変調点の数により、16値,32値,64値,128値,256値等の
多値QAM信号となる。
変調（PSK:Phase Shift Keying）方式、或いは16値等の
直交振幅変調（QAM:Quadrature Amplitude Modulatio
n）方式が用いられている。このQAM方式は、直交位相の
搬送波をそれぞれ送信データにより振幅変調し、この振
幅変調波を合成して送信するものであり、この送信変調
波は、送信波が抑圧されており、又直交座標上に存在す
る変調点の数により、16値,32値,64値,128値,256値等の
多値QAM信号となる。
受信側では、受信多値QAM信号から搬送波を再生し、そ
れぞれ直交する搬送波を形成して受信多値QAM信号を同
期検波し、それぞれ直交する成分について振幅識別を行
って、データを復調するものである。
れぞれ直交する搬送波を形成して受信多値QAM信号を同
期検波し、それぞれ直交する成分について振幅識別を行
って、データを復調するものである。
このように、受信側では、受信多値QAM信号を同期検波
する為の搬送波が必要であり、例えば、16値QAM方式に
於いては、４相PSK方式に於ける逓倍方式やコスタスル
ープ方式等の搬送波再生回路を応用した回路構成によ
り、受信16値QAM信号から搬送波を再生することができ
る。
する為の搬送波が必要であり、例えば、16値QAM方式に
於いては、４相PSK方式に於ける逓倍方式やコスタスル
ープ方式等の搬送波再生回路を応用した回路構成によ
り、受信16値QAM信号から搬送波を再生することができ
る。
しかし、データ伝送容量の増大の要望等により、変調点
数を32以上とした多値QAM方式の実現が要望されてい
る。このような多値QAM方式に於ける搬送波再生回路
を、前述のような４相PSK方式に於ける搬送波再生回路
を応用して構成した場合、再生搬送波のジッタ等の問題
が大きくなり、この問題を解決する為には、回路規模が
非常に大きくなって、経済的にも又技術的にも実現が困
難となる欠点があった。
数を32以上とした多値QAM方式の実現が要望されてい
る。このような多値QAM方式に於ける搬送波再生回路
を、前述のような４相PSK方式に於ける搬送波再生回路
を応用して構成した場合、再生搬送波のジッタ等の問題
が大きくなり、この問題を解決する為には、回路規模が
非常に大きくなって、経済的にも又技術的にも実現が困
難となる欠点があった。
発明の目的 本発明の目的は、多値QAM方式に於いて、多値数が32以
上のように多い場合でも、受信側で受信多値QAM信号を
同期検波する為の搬送波の位相を最適位相に制御し、ジ
ッタを抑圧することにある。
上のように多い場合でも、受信側で受信多値QAM信号を
同期検波する為の搬送波の位相を最適位相に制御し、ジ
ッタを抑圧することにある。
発明の構成 本発明の搬送波再生回路は、送信スペクトラムに漏れ搬
送波を含む多値QAM信号を送信し、受信側では該多値QAM
信号に含まれる漏れ搬送波を抽出して該多値QAM信号を
同期検波する為の搬送波を再生する搬送波再生回路に於
いて、多値QAM信号のI,Qチャネルの何れか一方の同期検
波出力信号に含まれる前記漏れ搬送波による信号成分
と、この同期検波出力信号のレベル識別を行う識別器の
出力信号とを基に位相制御信号を出力する位相制御回路
と、この位置制御回路からの位相制御信号により出力信
号位相が制御される電圧制御発振器とにより位相同期回
路を構成し、この電圧制御発振器の出力信号を再生搬送
波とするものである。以下実施例について詳細に説明す
る。
送波を含む多値QAM信号を送信し、受信側では該多値QAM
信号に含まれる漏れ搬送波を抽出して該多値QAM信号を
同期検波する為の搬送波を再生する搬送波再生回路に於
いて、多値QAM信号のI,Qチャネルの何れか一方の同期検
波出力信号に含まれる前記漏れ搬送波による信号成分
と、この同期検波出力信号のレベル識別を行う識別器の
出力信号とを基に位相制御信号を出力する位相制御回路
と、この位置制御回路からの位相制御信号により出力信
号位相が制御される電圧制御発振器とにより位相同期回
路を構成し、この電圧制御発振器の出力信号を再生搬送
波とするものである。以下実施例について詳細に説明す
る。
発明の実施例 第１図は、送信側のブロック図であり、送信データDin
は、直列並列変換器（S/P）１により並列データに変換
されて、多値変換器２に加えられる。例えば、64値QAM
方式の場合、２値の送信データDinを直列並列変換器１
により各３ビットの２系列の並列データとし、これらの
並列データを多値変換器２により８値データに変換す
る。
は、直列並列変換器（S/P）１により並列データに変換
されて、多値変換器２に加えられる。例えば、64値QAM
方式の場合、２値の送信データDinを直列並列変換器１
により各３ビットの２系列の並列データとし、これらの
並列データを多値変換器２により８値データに変換す
る。
多値変換器２からＩチャネルの多値データDIは、ローパ
スフィルタ３及びハイパスフィルタ５を介して加算器７
に加えられ、この加算器７に於いて直流電源８からオフ
セット電圧Vofが多値データDIに加算され、その出力信
号が変調器９に加えられる。又多値変換器２からのＱチ
ャネルの多値データDQは、ローパスフィルタ４及びハイ
パスフィルタ６を介して変調器10に加えられる。ローパ
スフィルタ3,4及びハイパスフィルタ5,6は、送信スペク
トラム整形用であり、原理的には省略することができ
る。
スフィルタ３及びハイパスフィルタ５を介して加算器７
に加えられ、この加算器７に於いて直流電源８からオフ
セット電圧Vofが多値データDIに加算され、その出力信
号が変調器９に加えられる。又多値変換器２からのＱチ
ャネルの多値データDQは、ローパスフィルタ４及びハイ
パスフィルタ６を介して変調器10に加えられる。ローパ
スフィルタ3,4及びハイパスフィルタ5,6は、送信スペク
トラム整形用であり、原理的には省略することができ
る。
搬送波信号CRは、変調器10には直接的に加えられ、変調
器９には90度移相器11を介して加えられる。従って、変
調器9,10には、直交位相の搬送波信号が加えられること
になる。変調器10に於いては、Ｑチャネルの多値データ
DQにより搬送波信号CRを変調することになり、又変調器
９に於いては、Ｉチャネルを多値データDIにオフセット
電圧Vofを加算し、その加算出力信号により搬送波信号
を変調することになる。各変調器9,10からの変調出力信
号は、それぞれ直交位相の搬送波を多値データで振幅変
調したものとなり、又変調器９からの変調出力信号に
は、オフセット電圧Vofにより多値データDIにオフセッ
トが与えられたことによる搬送波成分が含まれたものと
なる。
器９には90度移相器11を介して加えられる。従って、変
調器9,10には、直交位相の搬送波信号が加えられること
になる。変調器10に於いては、Ｑチャネルの多値データ
DQにより搬送波信号CRを変調することになり、又変調器
９に於いては、Ｉチャネルを多値データDIにオフセット
電圧Vofを加算し、その加算出力信号により搬送波信号
を変調することになる。各変調器9,10からの変調出力信
号は、それぞれ直交位相の搬送波を多値データで振幅変
調したものとなり、又変調器９からの変調出力信号に
は、オフセット電圧Vofにより多値データDIにオフセッ
トが与えられたことによる搬送波成分が含まれたものと
なる。
変調器9,10からの変調出力信号は、ハイブリッド回路12
により合成されて多値QAM信号となり、増幅器13により
増幅され、バンドパスフィルタ14により不要帯域の信号
成分が除去されて無線送信部（図示せず）に加えられ
る。64値QAM方式に於いては、Ｉチャネルの多値データD
Iが２値データの３ビットを表し、Ｑチャネルの多値デ
ータDQが２値データの３ビットを表すので、合成された
多値QAM信号により、２値データの６ビットを同時に伝
送することができる。
により合成されて多値QAM信号となり、増幅器13により
増幅され、バンドパスフィルタ14により不要帯域の信号
成分が除去されて無線送信部（図示せず）に加えられ
る。64値QAM方式に於いては、Ｉチャネルの多値データD
Iが２値データの３ビットを表し、Ｑチャネルの多値デ
ータDQが２値データの３ビットを表すので、合成された
多値QAM信号により、２値データの６ビットを同時に伝
送することができる。
第２図は、64値QAM信号の変調点の説明図であり、横軸
をＩ、縦軸をＱとして示す。オフセット電圧VofをＩチ
ャネルの多値データDIに加算しない場合は、鎖線で示す
位置にＱ軸が存在することになるが、オフセット電圧Vo
fをＩチャネルの多値データDIに加算することにより、
Ｉ軸上に沿ってシフトして、実線位置で示す位置にＱ軸
が存在することになる。
をＩ、縦軸をＱとして示す。オフセット電圧VofをＩチ
ャネルの多値データDIに加算しない場合は、鎖線で示す
位置にＱ軸が存在することになるが、オフセット電圧Vo
fをＩチャネルの多値データDIに加算することにより、
Ｉ軸上に沿ってシフトして、実線位置で示す位置にＱ軸
が存在することになる。
実線で示す軸I,Q上の×印は、多値データDI,DQによる８
値の振幅変調点を示し、これらの直交した振幅変調点を
ベクトル合成することにより、・印で示す64個の変調点
となる。これらの変調点は、例えば、連続“1"のデータ
の場合であっても、スクランブル等による不連続となる
ように処理されて送信されるから、ランダム的に変化す
ることになり、従って、多値データDIにオフセット電圧
Vofを加算した場合は、Ｑ軸位置が何れか一方にシフト
した状態となり、Ｑ軸を中心とした変調点の発生確率は
シフトした側が小さくなる。第２図に於いては、Ｑ軸の
左側の発生確率が小さくなる。なお、この場合のＩ軸を
中心とした変調点の発生確率は同じものとなる。前述の
ように、変調点の発生確率の不平衡により、搬送波が多
値QAM信号に漏れて送信されることになる。
値の振幅変調点を示し、これらの直交した振幅変調点を
ベクトル合成することにより、・印で示す64個の変調点
となる。これらの変調点は、例えば、連続“1"のデータ
の場合であっても、スクランブル等による不連続となる
ように処理されて送信されるから、ランダム的に変化す
ることになり、従って、多値データDIにオフセット電圧
Vofを加算した場合は、Ｑ軸位置が何れか一方にシフト
した状態となり、Ｑ軸を中心とした変調点の発生確率は
シフトした側が小さくなる。第２図に於いては、Ｑ軸の
左側の発生確率が小さくなる。なお、この場合のＩ軸を
中心とした変調点の発生確率は同じものとなる。前述の
ように、変調点の発生確率の不平衡により、搬送波が多
値QAM信号に漏れて送信されることになる。
第３図は、送信スペクトラムの説明図であり、漏れ搬送
波を含まない従来の多値QAM信号は、点線で示すよう
に、搬送波周波数f0を中心として比較的平坦なスペクト
ラムを有するものであるが、前述のように、オフセット
電圧Vofを、ＩチャネルとＱチャネルとの何れか一方の
チャネルの多値データに加算することにより、実線で示
すスペクトラムとなる。即ち、搬送波周波数f0の漏れ搬
送波CR′が含まれたものとなる。この周波数f0の漏れ搬
送波CR′の抽出を容易にする為に、搬送波周波数f0の近
傍の変調信号成分を低減させることが好適である。
波を含まない従来の多値QAM信号は、点線で示すよう
に、搬送波周波数f0を中心として比較的平坦なスペクト
ラムを有するものであるが、前述のように、オフセット
電圧Vofを、ＩチャネルとＱチャネルとの何れか一方の
チャネルの多値データに加算することにより、実線で示
すスペクトラムとなる。即ち、搬送波周波数f0の漏れ搬
送波CR′が含まれたものとなる。この周波数f0の漏れ搬
送波CR′の抽出を容易にする為に、搬送波周波数f0の近
傍の変調信号成分を低減させることが好適である。
送信変調波に搬送波成分を含ませる為には、前述のよう
なオフセット電圧Vofを何れか一方のチャネルの多値デ
ータに加算する方式以外に、他の方式によることも勿論
可能である。
なオフセット電圧Vofを何れか一方のチャネルの多値デ
ータに加算する方式以外に、他の方式によることも勿論
可能である。
第４図は、本発明の実施例の受信側のブロック図であ
り、21は受信多値QAM信号を２分岐するハイブリッド回
路、22,23は同期検波器、24,25は増幅器、26,27はロー
パスフィルタ、28,29は識別器、30は並列直列変換器、3
1は位相制御回路、32はローパスフィルタ、33は電圧制
御発振器、34は90度ハイブリッド回路である。
り、21は受信多値QAM信号を２分岐するハイブリッド回
路、22,23は同期検波器、24,25は増幅器、26,27はロー
パスフィルタ、28,29は識別器、30は並列直列変換器、3
1は位相制御回路、32はローパスフィルタ、33は電圧制
御発振器、34は90度ハイブリッド回路である。
前述の漏れ搬送波成分含む多値QAM信号を受信し、その
多値QAM信号はハイブリッド回路21により分岐されて同
期検波器22,23に加えられ、各同期検波器22,23には90度
ハイブリッド回路34を介して電圧制御発振器33の出力信
号が相互に90度位相で加えられる。即ち、電圧制御発振
器33の出力信号を再生搬送波とし、同期検波器22,23に
於いて受信多値QAM信号の同期検波が行われる。
多値QAM信号はハイブリッド回路21により分岐されて同
期検波器22,23に加えられ、各同期検波器22,23には90度
ハイブリッド回路34を介して電圧制御発振器33の出力信
号が相互に90度位相で加えられる。即ち、電圧制御発振
器33の出力信号を再生搬送波とし、同期検波器22,23に
於いて受信多値QAM信号の同期検波が行われる。
同期検波器22,23による同期検波出力信号は増幅器24,25
により増幅され、ローパスフィルタ26,27を介して識別
器28,29に加えられ、Ｉチャネルの多値データDIと、Ｑ
チャネルの多値データDQとのレベル識別が行われ、前述
のように、64値QAM方式の場合は、３ビットの並列デー
タとして出力され、並列直列変換器30によりＩチャネル
とＱチャネルとのそれぞれ３ビットの並列データが直列
データに変換され、送信データと同じ受信データDoutが
出力される。
により増幅され、ローパスフィルタ26,27を介して識別
器28,29に加えられ、Ｉチャネルの多値データDIと、Ｑ
チャネルの多値データDQとのレベル識別が行われ、前述
のように、64値QAM方式の場合は、３ビットの並列デー
タとして出力され、並列直列変換器30によりＩチャネル
とＱチャネルとのそれぞれ３ビットの並列データが直列
データに変換され、送信データと同じ受信データDoutが
出力される。
同期検波器23の出力信号のＱチャネルの多値データDQに
漏れ搬送波と再生搬送波との周波数差及び位相差に対応
したレベルの信号が現れる。この周波数差及び位相差の
成分を含む信号を用いて、位相同期回路を構成する電圧
制御発振器33の出力信号位相、即ち、再生搬送波位相を
制御することも可能であるが、本発明に於いて、同期検
波出力信号と、レベル識別を行う識別器29の出力信号と
を基に、電圧制御発振器33の出力位相を制御するもので
ある。
漏れ搬送波と再生搬送波との周波数差及び位相差に対応
したレベルの信号が現れる。この周波数差及び位相差の
成分を含む信号を用いて、位相同期回路を構成する電圧
制御発振器33の出力信号位相、即ち、再生搬送波位相を
制御することも可能であるが、本発明に於いて、同期検
波出力信号と、レベル識別を行う識別器29の出力信号と
を基に、電圧制御発振器33の出力位相を制御するもので
ある。
例えば、送信側に於けるＩチャネルの多値データDIをｘ
（ｔ）とし、Ｑチャネルの多値データDQをｙ（ｔ）とす
ると、Ｉチャネルの多値データDIにオフセット電圧を加
算しない場合の変調波ｆ（ｔ）は、 ｆ（ｔ）＝ｘ（ｔ）cosωｔ＋ｙ（ｔ）sinωｔ…（１） と表すことができる。又オフセット電圧Vofを加算した
場合の変調波fof（ｔ）は、 fof（ｔ）＝〔Vof＋ｘ（ｔ）〕cosωｔ＋ｙ（ｔ）sinω
ｔ ＝〔ｘ（ｔ）cosωｔ＋ｙ（ｔ）sinωｔ〕＋
Vofcosωｔ ＝ｆ（ｔ）＋Vofcosωｔ …（２） と表すことができる。即ち、変調波fof（ｔ）は、オフ
セット電圧を加えない場合の変調波ｆ（ｔ）に対して、
漏れ搬送波Vofcosωｔが加えられたものとなる。
（ｔ）とし、Ｑチャネルの多値データDQをｙ（ｔ）とす
ると、Ｉチャネルの多値データDIにオフセット電圧を加
算しない場合の変調波ｆ（ｔ）は、 ｆ（ｔ）＝ｘ（ｔ）cosωｔ＋ｙ（ｔ）sinωｔ…（１） と表すことができる。又オフセット電圧Vofを加算した
場合の変調波fof（ｔ）は、 fof（ｔ）＝〔Vof＋ｘ（ｔ）〕cosωｔ＋ｙ（ｔ）sinω
ｔ ＝〔ｘ（ｔ）cosωｔ＋ｙ（ｔ）sinωｔ〕＋
Vofcosωｔ ＝ｆ（ｔ）＋Vofcosωｔ …（２） と表すことができる。即ち、変調波fof（ｔ）は、オフ
セット電圧を加えない場合の変調波ｆ（ｔ）に対して、
漏れ搬送波Vofcosωｔが加えられたものとなる。
受信側でsin（ωｔ＋θ）の搬送波で同期検波すると、 fof（ｔ）・sin（ωｔ＋θ） ＝〔Vof＋ｘ（ｔ）〕cosωｔ・sin（ωｔ＋θ） ＋ｙ（ｔ）sinωｔ・sin（ωｔ＋θ） …（３） となり、位相制御回路31のローパスフィルタ等によって
高周波成分を除去すると、 fof（ｔ）・sin（ωｔ＋θ） ≒（1/2）・{〔Vof＋ｘ（ｔ）〕sinθ＋ｙ（ｔ）cosθ}
…（４） となる。ここ、位相差θが充分に小さい値の場合は、si
nθ≒θ、cosθ≒１とすることができる。従って、前記
（４）式は、 1/2｛Vof＋ｘ（ｔ）〕θ＋ｙ（ｔ）｝ とすることができる。即ち、位相制御回路31は、同期検
波出力信号から復調データｙ（ｔ）を減算する構成を含
むことにより、位相差θに比例した成分を出力すること
ができる。
高周波成分を除去すると、 fof（ｔ）・sin（ωｔ＋θ） ≒（1/2）・{〔Vof＋ｘ（ｔ）〕sinθ＋ｙ（ｔ）cosθ}
…（４） となる。ここ、位相差θが充分に小さい値の場合は、si
nθ≒θ、cosθ≒１とすることができる。従って、前記
（４）式は、 1/2｛Vof＋ｘ（ｔ）〕θ＋ｙ（ｔ）｝ とすることができる。即ち、位相制御回路31は、同期検
波出力信号から復調データｙ（ｔ）を減算する構成を含
むことにより、位相差θに比例した成分を出力すること
ができる。
この位相差θに比例した成分をローパスフィルタ32を介
して電圧制御発振器33の制御電圧とし、再生搬送波sin
（ωｔ＋θ）の位相と、受信変調波は含まれる漏れ搬送
波Vofcosωｔの位相とが一致するように制御する。
して電圧制御発振器33の制御電圧とし、再生搬送波sin
（ωｔ＋θ）の位相と、受信変調波は含まれる漏れ搬送
波Vofcosωｔの位相とが一致するように制御する。
又位相制御回路31は、識別器28,29へ加えられる多値デ
ータDI,DQのアイパターンが完全に開くように位相制御
する構成、或いは同期検波出力信号に含まれる雑音成分
を除去する位相制御信号を形成する構成とすることがで
きる。即ち、同期検波器23の出力信号と、識別器29から
の位相誤差信号、又は識別器28,29の入出力信号或いは
識別器29の出力信号とを入力して、電圧制御発振器33を
制御する位相制御信号を出力する構成とすることもでき
る。
ータDI,DQのアイパターンが完全に開くように位相制御
する構成、或いは同期検波出力信号に含まれる雑音成分
を除去する位相制御信号を形成する構成とすることがで
きる。即ち、同期検波器23の出力信号と、識別器29から
の位相誤差信号、又は識別器28,29の入出力信号或いは
識別器29の出力信号とを入力して、電圧制御発振器33を
制御する位相制御信号を出力する構成とすることもでき
る。
第５図は、第４図に示す実施例の位相制御回路31をDA変
換器40と加算器41とを含む構成とした場合の実施例を示
し、第４図に於ける並列直列変換器は図示を省略してい
る。又第４図と同一符号は同一部分を示す。
換器40と加算器41とを含む構成とした場合の実施例を示
し、第４図に於ける並列直列変換器は図示を省略してい
る。又第４図と同一符号は同一部分を示す。
同期検波器23の出力信号には、前述のように、漏れ搬送
波成分とデータ成分とを含むものであり、ローパスフィ
ルタ32で高調波成分を除去してとしても、ベースバンド
信号成分を含む雑音成分が残存し、電圧制御発振器33の
出力信号の再生搬送波のジッタを充分に抑圧することが
できない。
波成分とデータ成分とを含むものであり、ローパスフィ
ルタ32で高調波成分を除去してとしても、ベースバンド
信号成分を含む雑音成分が残存し、電圧制御発振器33の
出力信号の再生搬送波のジッタを充分に抑圧することが
できない。
そこで、I,Qチャネルの復調された多値データDI,DQを、
識別器28,29によりレベル識別を行い、識別器29の多値
レベルを示す複数ビット構成の出力信号をDA変換器40に
よりアナログ信号に変換し、加算器41に於いて同期検波
器23の出力信号からDA変換器40の出力信号を減算（図示
の極性で加算）して、ベースバンド信号成分からなる雑
音成分を除去し、加算器41の出力信号をローパスフィル
タ32を介して電圧制御発振器33の位相制御信号とするも
のである。
識別器28,29によりレベル識別を行い、識別器29の多値
レベルを示す複数ビット構成の出力信号をDA変換器40に
よりアナログ信号に変換し、加算器41に於いて同期検波
器23の出力信号からDA変換器40の出力信号を減算（図示
の極性で加算）して、ベースバンド信号成分からなる雑
音成分を除去し、加算器41の出力信号をローパスフィル
タ32を介して電圧制御発振器33の位相制御信号とするも
のである。
この実施例に於けるDA変換器40は、復調データ信号を得
る為のものであり、加算器41に於いて漏れ搬送波成分を
含む同期検波出力信号から復調データ信号を減算するこ
とにより、位相差θ成分のみを出力することができる。
る為のものであり、加算器41に於いて漏れ搬送波成分を
含む同期検波出力信号から復調データ信号を減算するこ
とにより、位相差θ成分のみを出力することができる。
又漏れ搬送波成分を含まない受信変調波の場合は、
（４）式に於けるVofθの成分がなく、ｘ（ｔ）θの成
分が残ることになり、このｘ（ｔ）θは、正負何れにな
るか確定されていないので、位相のずれの方向を識別す
ることができないものとなる。しかし、本発明のよう
に、多値データにオフセットを加えることにより生じる
搬送波成分、即ち、漏れ搬送波成分を含ませることによ
り、オフセット電圧VofによるVofθの成分が残ることに
なり、実際の位相差θに対応した成分を得ることができ
るから、受信変調波に位相同期した搬送波を容易に引込
んで再生することができる。
（４）式に於けるVofθの成分がなく、ｘ（ｔ）θの成
分が残ることになり、このｘ（ｔ）θは、正負何れにな
るか確定されていないので、位相のずれの方向を識別す
ることができないものとなる。しかし、本発明のよう
に、多値データにオフセットを加えることにより生じる
搬送波成分、即ち、漏れ搬送波成分を含ませることによ
り、オフセット電圧VofによるVofθの成分が残ることに
なり、実際の位相差θに対応した成分を得ることができ
るから、受信変調波に位相同期した搬送波を容易に引込
んで再生することができる。
発明の効果 以上説明したように、本発明は、多値データにオフセッ
トを加えることによって生じる搬送波成分、即ち、漏れ
搬送波成分を送信スペクトラムを含む多値QAM信号を送
信し、その多値QAM信号を受信して復調する為の搬送波
を再生する構成に於いて、電圧制御発振器33を含む位相
同期回路を構成し、I,Qチャネルの何れか一方の同期検
波出力信号に含まれる前記漏れ搬送波による信号成分
と、この同期検波出力信号のレベル識別を行う識別器の
出力信号とを基に位相制御回路31から位相制御信号を出
力して、位相同期回路の電圧制御発振器33を制御するも
のであり、単に中心周波数f0のバンドパスフィルタによ
って漏れ搬送波成分を抽出する構成に比較して経済的且
つ安定な構成となり、且つ同期検波出力信号と識別出力
信号とを用いて位相差θが零となるように制御すること
により、漏れ搬送波位相に再生搬送波位相を容易且つ安
定に引込むことできる利点がある。
トを加えることによって生じる搬送波成分、即ち、漏れ
搬送波成分を送信スペクトラムを含む多値QAM信号を送
信し、その多値QAM信号を受信して復調する為の搬送波
を再生する構成に於いて、電圧制御発振器33を含む位相
同期回路を構成し、I,Qチャネルの何れか一方の同期検
波出力信号に含まれる前記漏れ搬送波による信号成分
と、この同期検波出力信号のレベル識別を行う識別器の
出力信号とを基に位相制御回路31から位相制御信号を出
力して、位相同期回路の電圧制御発振器33を制御するも
のであり、単に中心周波数f0のバンドパスフィルタによ
って漏れ搬送波成分を抽出する構成に比較して経済的且
つ安定な構成となり、且つ同期検波出力信号と識別出力
信号とを用いて位相差θが零となるように制御すること
により、漏れ搬送波位相に再生搬送波位相を容易且つ安
定に引込むことできる利点がある。
第１図は送信側のブロック図、第２図は64値QAM信号の
変調点の説明図、第３図は送信スペクトラムの説明図、
第４図及び第５図は本発明の実施例のブロック図であ
る。 １は直列並列変換器（S/P）、２は多値変換器、3,4はロ
ーパスフィルタ、5,6はハイパスフィルタ、７は加算
器、８は直流電源、9,10は変調器、11は移相器、12はハ
イブリッド回路、13は増幅器、14はバンドパスフィル
タ、21はハイブリッド回路、22,23は同期検波回路、24,
25は増幅器、26,27はローパスフィルタ、28,29は識別
器、30は並列直列変換器、31は位相制御回路、32はロー
パスフィルタ、33は電圧制御発振器、34は90度ハイブリ
ッド回路、40はDA変換器、41は加算器である。
変調点の説明図、第３図は送信スペクトラムの説明図、
第４図及び第５図は本発明の実施例のブロック図であ
る。 １は直列並列変換器（S/P）、２は多値変換器、3,4はロ
ーパスフィルタ、5,6はハイパスフィルタ、７は加算
器、８は直流電源、9,10は変調器、11は移相器、12はハ
イブリッド回路、13は増幅器、14はバンドパスフィル
タ、21はハイブリッド回路、22,23は同期検波回路、24,
25は増幅器、26,27はローパスフィルタ、28,29は識別
器、30は並列直列変換器、31は位相制御回路、32はロー
パスフィルタ、33は電圧制御発振器、34は90度ハイブリ
ッド回路、40はDA変換器、41は加算器である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 福田 英輔 神奈川県川崎市中原区上小田中1015番地 富士通株式会社内 (56)参考文献 特開 昭50−135909（ＪＰ，Ａ) 特開 昭51−39810（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−84671（ＪＰ，Ａ)
Claims (1)
- 【請求項１】送信スペクトラムに漏れ搬送波を含む多値
QAM信号を送信し、受信側では該多値QAM信号に含まれる
漏れ搬送波を抽出して該多値QAM信号を同期検波する為
の搬送波を再生する搬送波再生回路に於いて、 前記多値QAM信号のI,Qチャネルの何れか一方の同期検波
出力信号に含まれる前記漏れ搬送波による信号成分と、
該一方の同期検波出力信号のレベル識別を行う識別器の
出力信号とを基に位相制御信号を出力する位相制御回路
と、該位相制御回路からの位相制御信号により出力信号
位相が制御される電圧制御発振器とにより位相同期回路
を構成し、前記電圧制御発振器の出力信号を再生搬送波
とすることを特徴とする搬送波再生回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58224441A JPH0714170B2 (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 搬送波再生回路 |
| CA000468236A CA1238370A (en) | 1983-11-30 | 1984-11-20 | Receiver unit in radio communication system |
| US06/674,314 US4633484A (en) | 1983-11-30 | 1984-11-23 | Receiver unit in radio communication system |
| KR1019840007501A KR890002727B1 (ko) | 1983-11-30 | 1984-11-29 | 무선 통신 시스템내의 수신기 유니트 |
| DE8484114523T DE3478556D1 (en) | 1983-11-30 | 1984-11-30 | Receiver unit in radio communication system |
| EP84114523A EP0143469B1 (en) | 1983-11-30 | 1984-11-30 | Receiver unit in radio communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58224441A JPH0714170B2 (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60117946A JPS60117946A (ja) | 1985-06-25 |
| JPH0714170B2 true JPH0714170B2 (ja) | 1995-02-15 |
Family
ID=16813816
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58224441A Expired - Lifetime JPH0714170B2 (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 搬送波再生回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4633484A (ja) |
| EP (1) | EP0143469B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0714170B2 (ja) |
| KR (1) | KR890002727B1 (ja) |
| CA (1) | CA1238370A (ja) |
| DE (1) | DE3478556D1 (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62142440A (ja) * | 1985-12-17 | 1987-06-25 | Fujitsu Ltd | 変復調装置 |
| US5040194A (en) * | 1986-07-15 | 1991-08-13 | Hayes Microcomputer Products, Inc. | Method and apparatus for providing for automatic gain control of incoming signals in a modem |
| GB2207582B (en) * | 1987-07-30 | 1991-04-24 | Stc Plc | Phase error correction and carrier recovery |
| FR2644638B1 (ja) * | 1989-03-14 | 1991-05-31 | Labo Electronique Physique | |
| GB2232852B (en) * | 1989-05-31 | 1993-10-27 | Technophone Ltd | Offset correction |
| FR2649845B1 (fr) * | 1989-07-12 | 1994-05-13 | Alcatel Transmission Faisceaux H | Dispositif de reception pour faisceau hertzien numerique |
| GB8918431D0 (en) * | 1989-08-12 | 1989-09-20 | Lucas Ind Plc | Apparatus for aircraft flight |
| US5233634A (en) * | 1989-10-18 | 1993-08-03 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Automatic gain control circuit in a radio telephone receiver |
| FR2655788B1 (fr) * | 1989-12-11 | 1995-08-04 | France Etat | Systeme de transmission a modulation d'amplitude a porteuse supprimee, conservant la polarite du signal transmis. |
| DE4041701C1 (ja) * | 1990-12-24 | 1992-06-25 | Ant Nachrichtentechnik Gmbh, 7150 Backnang, De | |
| KR930009458B1 (ko) * | 1991-01-25 | 1993-10-04 | 삼성전자 주식회사 | 차량 추적 장치에 있어서 송신메세지 신호발생방법 및 회로 |
| US5493581A (en) * | 1992-08-14 | 1996-02-20 | Harris Corporation | Digital down converter and method |
| US5786865A (en) * | 1996-06-28 | 1998-07-28 | Zilog, Inc. | Apparatus and method for digital amplitude and phase detection |
| US6433906B1 (en) * | 1999-09-22 | 2002-08-13 | Scientific-Atlanta, Inc. | Digital optical receiver for cable television systems |
| US7801250B2 (en) * | 2006-05-24 | 2010-09-21 | General Dynamics Advanced Information Systems, Inc. | Low latency analog QAM coherent demodulation algorithm |
| US7622987B1 (en) | 2007-01-25 | 2009-11-24 | Pmc-Sierra, Inc. | Pattern-based DC offset correction |
| US10979277B1 (en) * | 2019-12-31 | 2021-04-13 | Texas Instruments Incorporated | Carrier frequency recovery in a receiver |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3196352A (en) * | 1962-12-18 | 1965-07-20 | Ibm | Multilevel vestigial sideband suppressed carrier data transmission system |
| US3518680A (en) * | 1967-10-02 | 1970-06-30 | North American Rockwell | Carrier phase lock apparatus using correlation between received quadrature phase components |
| BE766847A (fr) * | 1971-05-07 | 1971-11-08 | Acec | Procede de transmission d'informations avec restitution automatique de l'onde porteuse dans le recepteur, |
| DE2245189C3 (de) * | 1971-09-18 | 1980-09-25 | Fujitsu Ltd., Kawasaki, Kanagawa (Japan) | Vorrichtung zur Übertragung eines restseitenbandträgermodulierten Mehrpegelsignals und eines Synchronisier-Pilotsignals |
| US3818347A (en) * | 1972-10-10 | 1974-06-18 | Intertel Inc | Receiver for amplitude modulated quadrature carrier signals |
| US3849730A (en) * | 1973-06-20 | 1974-11-19 | Bell Telephone Labor Inc | Carrier recovery in vestigial sideband data receivers |
| JPS50135909A (ja) * | 1974-04-08 | 1975-10-28 | ||
| JPS5224410A (en) * | 1975-08-20 | 1977-02-23 | Fujitsu Ltd | Carrier wave regenerative circuit |
| US4355397A (en) * | 1980-10-15 | 1982-10-19 | Rixon, Inc. | Full duplex communication system for voice grade channels |
| US4358853A (en) * | 1981-01-22 | 1982-11-09 | Codex Corporation | Digital modem transmitter |
| US4470145A (en) * | 1982-07-26 | 1984-09-04 | Hughes Aircraft Company | Single sideband quadricorrelator |
| CA1217233A (en) * | 1982-12-29 | 1987-01-27 | Susumu Sasaki | Qam with dc bias in one channel |
-
1983
- 1983-11-30 JP JP58224441A patent/JPH0714170B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1984
- 1984-11-20 CA CA000468236A patent/CA1238370A/en not_active Expired
- 1984-11-23 US US06/674,314 patent/US4633484A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-11-29 KR KR1019840007501A patent/KR890002727B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1984-11-30 EP EP84114523A patent/EP0143469B1/en not_active Expired
- 1984-11-30 DE DE8484114523T patent/DE3478556D1/de not_active Expired
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4633484A (en) | 1986-12-30 |
| KR850005189A (ko) | 1985-08-21 |
| CA1238370A (en) | 1988-06-21 |
| EP0143469B1 (en) | 1989-05-31 |
| DE3478556D1 (en) | 1989-07-06 |
| JPS60117946A (ja) | 1985-06-25 |
| KR890002727B1 (ko) | 1989-07-25 |
| EP0143469A3 (en) | 1986-07-30 |
| EP0143469A2 (en) | 1985-06-05 |
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