JPH0474905B2 - - Google Patents
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- JPH0474905B2 JPH0474905B2 JP57231634A JP23163482A JPH0474905B2 JP H0474905 B2 JPH0474905 B2 JP H0474905B2 JP 57231634 A JP57231634 A JP 57231634A JP 23163482 A JP23163482 A JP 23163482A JP H0474905 B2 JPH0474905 B2 JP H0474905B2
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- Japan
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- carrier wave
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/066—Carrier recovery circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
- H04L27/3836—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers in which the carrier is recovered using the received modulated signal or the received IF signal, e.g. by detecting a pilot or by frequency multiplication
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Amplitude Modulation (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(1) 発明の技術分野
本発明は無線通信システムに関する。
(2) 技術の背景
送信系より無線によつてデータを送信し、受信
系においてそのデータを復調し再生するという無
線通信システムにおいては、搬送波に対し、デー
タに基づくデイジタル変調が加えられる。このデ
イジタル変調としては従来より種々の方式が実用
に供されている。この中で本発明は特に多値直交
振幅変調方式（QAM：Quadrature Amplitude
Modulation）について言及する。QAM方式の無
線通信システムは、送信すべきデータの搬送波
に、位相成分および振幅成分について変調を加
え、模式的に、データに対応する多数の変調点を
平面上に配置して送信するというものである。こ
のため、一度に多量のデータを送信でき、無線伝
送路の伝送容量を大幅に増大することができる。
系においてそのデータを復調し再生するという無
線通信システムにおいては、搬送波に対し、デー
タに基づくデイジタル変調が加えられる。このデ
イジタル変調としては従来より種々の方式が実用
に供されている。この中で本発明は特に多値直交
振幅変調方式（QAM：Quadrature Amplitude
Modulation）について言及する。QAM方式の無
線通信システムは、送信すべきデータの搬送波
に、位相成分および振幅成分について変調を加
え、模式的に、データに対応する多数の変調点を
平面上に配置して送信するというものである。こ
のため、一度に多量のデータを送信でき、無線伝
送路の伝送容量を大幅に増大することができる。
(3) 従来技術と問題点
QAM方式においては多数の変調点が形成され
るが（前述）、その変調点の数は16値、32値、64
値、128値等に及ぶ。この場合における受信系で
の大事な機能の１つとして、同期検波用の基準搬
送波の再生がある。この再生搬送波は原データの
復調に用いられる。通常は、多値QAM方式の中
で16値QAM方式が主に採用されているが、この
場合の基準搬送波の再生には、一般に４相位相変
調（PSK：Phase Shift Keying）方式で用いら
れているのと同様の手法が用いられている。すな
わち、搬送波再生回路に位相選択制御機能を持た
せたいわゆる逓倍方式（２逓倍、４逓倍等）が良
く知られている。
るが（前述）、その変調点の数は16値、32値、64
値、128値等に及ぶ。この場合における受信系で
の大事な機能の１つとして、同期検波用の基準搬
送波の再生がある。この再生搬送波は原データの
復調に用いられる。通常は、多値QAM方式の中
で16値QAM方式が主に採用されているが、この
場合の基準搬送波の再生には、一般に４相位相変
調（PSK：Phase Shift Keying）方式で用いら
れているのと同様の手法が用いられている。すな
わち、搬送波再生回路に位相選択制御機能を持た
せたいわゆる逓倍方式（２逓倍、４逓倍等）が良
く知られている。
上記の様な従来の搬送波再生回路を用いる場
合、16値ともなると再生搬送波のジツタの抑圧等
の問題が顕著になる。ましてや、32値，64値，
128値となると、この種の搬送波再生回路では実
用的な同期検波用の基準搬送波の再生は殆ど不可
能となる。ここに、従来と異なる新規な方式によ
る無線通信システムを実現し、32値以上の多値直
交変調にも十分適用可能なQAM無線通信システ
ムの実用化が望まれる。
合、16値ともなると再生搬送波のジツタの抑圧等
の問題が顕著になる。ましてや、32値，64値，
128値となると、この種の搬送波再生回路では実
用的な同期検波用の基準搬送波の再生は殆ど不可
能となる。ここに、従来と異なる新規な方式によ
る無線通信システムを実現し、32値以上の多値直
交変調にも十分適用可能なQAM無線通信システ
ムの実用化が望まれる。
(4) 発明の目的
上記の実情に鑑み本発明は32値以上の多値
QAMであつても十分実用に供し得る無線通信シ
ステムを提案することを目的とするものである。
QAMであつても十分実用に供し得る無線通信シ
ステムを提案することを目的とするものである。
(5) 発明の構成
上記目的を達成するために本発明は、送信系に
おいて、送信すべきデータを含む２つの多値直交
信号のうちのいずれか一方に予め直流オフセツト
を加えることにより、変調された信号成分内に搬
送波の漏れを生じさせ、一方、受信系ではその変
調された信号成分中より漏れ搬送波を抽出し、こ
の漏れを搬送波を用いて基準搬送波を再生し原デ
ータの復調を行うようにしたことを特徴とするも
のである。
おいて、送信すべきデータを含む２つの多値直交
信号のうちのいずれか一方に予め直流オフセツト
を加えることにより、変調された信号成分内に搬
送波の漏れを生じさせ、一方、受信系ではその変
調された信号成分中より漏れ搬送波を抽出し、こ
の漏れを搬送波を用いて基準搬送波を再生し原デ
ータの復調を行うようにしたことを特徴とするも
のである。
(6) 発明の実施例
以下図面に従つて本発明を説明する。
第１図は本発明に基づく無線通信システムの一
例を示す回路図である。本図において１００は送
信系、２００は受信系であり、伝送路（無線）１
５０によつて結ばれる。PCM等の送信データDin
は送信系１００の入力段に印加され、直列／並
列・変換器（Ｓ／Ｐ）１０１によつて並列データ
信号に変換される。並列データ信号はデイジタ
ル／アナログ・変換器（Ｄ／Ａ）１０２によつて
アナログデータ信号に変換される。例えば64値の
場合、各３ビツトの２系列に分け、各々８値のア
ナログデータ信号からなる２系列のアナログデー
タ信号DIinおよびDQinを生成する。DIinはいわ
ゆるＩ（Inphase）−ch（channel）データであり、
DQinはいわゆるＱ（Quadrature）−chデータであ
る。Ｉ−chデータDIinおよびＱ−chデータDQin
はそれぞれ送信スペクトラム整形用の低域ろ波器
１０３および１０４を経、さらに高域ろ波器１０
５および１０６（後述）を経、高域ろ波器１０５
の側のみ加算器１０７を経てハイブリツド回路１
１２に至る。
例を示す回路図である。本図において１００は送
信系、２００は受信系であり、伝送路（無線）１
５０によつて結ばれる。PCM等の送信データDin
は送信系１００の入力段に印加され、直列／並
列・変換器（Ｓ／Ｐ）１０１によつて並列データ
信号に変換される。並列データ信号はデイジタ
ル／アナログ・変換器（Ｄ／Ａ）１０２によつて
アナログデータ信号に変換される。例えば64値の
場合、各３ビツトの２系列に分け、各々８値のア
ナログデータ信号からなる２系列のアナログデー
タ信号DIinおよびDQinを生成する。DIinはいわ
ゆるＩ（Inphase）−ch（channel）データであり、
DQinはいわゆるＱ（Quadrature）−chデータであ
る。Ｉ−chデータDIinおよびＱ−chデータDQin
はそれぞれ送信スペクトラム整形用の低域ろ波器
１０３および１０４を経、さらに高域ろ波器１０
５および１０６（後述）を経、高域ろ波器１０５
の側のみ加算器１０７を経てハイブリツド回路１
１２に至る。
加算器１０７およびこれに協動する直流オフセ
ツト源１０８は従来にない新しい構成要素である
（後述）。直流オフセツトVdcは直交信号（DIin，
DQin）のいずれか一方に加えられる。さらにミ
キサ１０９および１１０に至る。ミキサ１０９，
１１０には、π／２移相器１１１により相互にπ／２だ け位相の異なる２つのキヤリアCRが加えられ、
ここで変調が行われる。直交する２系列の信号は
ハイブリツド回路１１２にて合成された後、中間
周波増幅器１１３にて増幅され、所定帯域の信号
成分を帯域ろ波器１１４にて取り出した後、図示
しない高出力送信増幅器にて送信レベルまで増幅
される。増幅された送信信号は伝送路１５０を介
して受信系２００に伝送される。
ツト源１０８は従来にない新しい構成要素である
（後述）。直流オフセツトVdcは直交信号（DIin，
DQin）のいずれか一方に加えられる。さらにミ
キサ１０９および１１０に至る。ミキサ１０９，
１１０には、π／２移相器１１１により相互にπ／２だ け位相の異なる２つのキヤリアCRが加えられ、
ここで変調が行われる。直交する２系列の信号は
ハイブリツド回路１１２にて合成された後、中間
周波増幅器１１３にて増幅され、所定帯域の信号
成分を帯域ろ波器１１４にて取り出した後、図示
しない高出力送信増幅器にて送信レベルまで増幅
される。増幅された送信信号は伝送路１５０を介
して受信系２００に伝送される。
受信系２００では、送信されてきた信号を受信
し、この受信信号はハイブリツド回路２０１にて
２系列に分配された後、ミキサ２０３および２０
４にて復調される。この復調のために用いる同期
検波用搬送波CR′は、搬送波再生回路２０２より
得られたものである。この搬送波再生回路２０２
は従来にない新しい構成要素であり、動作上は送
信系１００の直流オフセツト源１０８に呼応する
ものである（後述）。復調された２系列の受信信
号はそれぞれ低域ろ波器２０５および２０６、低
域ろ波器２０７および２０８（後述）、ベースバ
ンド増幅器２０９および２１０を経て、アナロ
グ／デイジタル・変換器（Ａ／Ｄ）２１１および
２１２に至り、ここでＩ−chのデイジタルデー
タ信号DIoutおよびＱ−chのデイジタルデータ信
号DQoutとなり、並列／直列・変換器（Ｐ／Ｓ）
２１３を介して、原データを、受信データDout
として再生する。
し、この受信信号はハイブリツド回路２０１にて
２系列に分配された後、ミキサ２０３および２０
４にて復調される。この復調のために用いる同期
検波用搬送波CR′は、搬送波再生回路２０２より
得られたものである。この搬送波再生回路２０２
は従来にない新しい構成要素であり、動作上は送
信系１００の直流オフセツト源１０８に呼応する
ものである（後述）。復調された２系列の受信信
号はそれぞれ低域ろ波器２０５および２０６、低
域ろ波器２０７および２０８（後述）、ベースバ
ンド増幅器２０９および２１０を経て、アナロ
グ／デイジタル・変換器（Ａ／Ｄ）２１１および
２１２に至り、ここでＩ−chのデイジタルデー
タ信号DIoutおよびＱ−chのデイジタルデータ信
号DQoutとなり、並列／直列・変換器（Ｐ／Ｓ）
２１３を介して、原データを、受信データDout
として再生する。
再び搬送波再生回路２０２についてみると、こ
れは例えば、漏れ搬送波抽出ろ波器２２２、可変
移相器２２３、π／２移相器２２４、低域ろ波器２ ２５、直流増幅器２２６からなる。この搬送波再
生回路２０２は直流オフセツト源１０８と共に従
来にない構成部分である。これについて詳しく説
明する。
れは例えば、漏れ搬送波抽出ろ波器２２２、可変
移相器２２３、π／２移相器２２４、低域ろ波器２ ２５、直流増幅器２２６からなる。この搬送波再
生回路２０２は直流オフセツト源１０８と共に従
来にない構成部分である。これについて詳しく説
明する。
第２図はＩ−chデータとＱ−chデータの変調
点の分布を模式的に表わしたパターン図であり、
Ｉ−chを横軸Ｉに、Ｑ−chを縦軸Ｑに採つてあ
る。又、64値の場合を示している。本図中の
Q′は従来の一般的な64値QAMにおける縦軸の位
置を示す。ところが、第１図の直流オフセツト源
１０８によつてＩ−chの信号に直流オフセツト
Vdsが加えられているため、本来のQ′軸はVdcだ
けシフトされ、実際にはＱ軸が存在する。通常、
Q′軸を中心として右側の相の成分も左側の相の
成分もほぼ同確率で現われる。なぜなら、64値の
変調点は全くランダムに発生するからである。結
局、Q′軸およびＩ軸に対してランダムに変調点
が発生する場合には特定の方向に搬送波成分が現
われるということはない。ところが強制的にVdc
だけオフセツトをかけ、Q′よりＱ軸へシフトさ
せると、Ｑ軸を中心として右側の相の成分と左側
の成分は、５：３というアンバランスをもつて現
われることになり２（５−３）の分だけ余分にレ
ベルが現われ常時漏れ搬送波が見えてくる。結局
変調信号の中に常に搬送波が立つことになる。
点の分布を模式的に表わしたパターン図であり、
Ｉ−chを横軸Ｉに、Ｑ−chを縦軸Ｑに採つてあ
る。又、64値の場合を示している。本図中の
Q′は従来の一般的な64値QAMにおける縦軸の位
置を示す。ところが、第１図の直流オフセツト源
１０８によつてＩ−chの信号に直流オフセツト
Vdsが加えられているため、本来のQ′軸はVdcだ
けシフトされ、実際にはＱ軸が存在する。通常、
Q′軸を中心として右側の相の成分も左側の相の
成分もほぼ同確率で現われる。なぜなら、64値の
変調点は全くランダムに発生するからである。結
局、Q′軸およびＩ軸に対してランダムに変調点
が発生する場合には特定の方向に搬送波成分が現
われるということはない。ところが強制的にVdc
だけオフセツトをかけ、Q′よりＱ軸へシフトさ
せると、Ｑ軸を中心として右側の相の成分と左側
の成分は、５：３というアンバランスをもつて現
われることになり２（５−３）の分だけ余分にレ
ベルが現われ常時漏れ搬送波が見えてくる。結局
変調信号の中に常に搬送波が立つことになる。
このことを第１図を参照しながら数式で表す
と、次のようになる。まず、第１図のろ波器１０
５から出力されるＩ−chの信号電圧をＩ（ｔ）で
表し、ろ波器１０６から出力されるＱ−chの信
号電圧をＱ（ｔ）で表し、またミキサ１１０への
搬送波CRをsinωtとし、π／２移相器１１１を通し たミキサ１０９への搬送波CRをcosωtとする。
そうすると、加算器１０７の出力は直流オフセツ
トVdcを加えて、（Ｉ（ｔ）＋Vdc）となる。さらに
ミキサ１０９の出力は、 （Ｉ（ｔ）＋Vdc）・cosωt となる。一方、ミキサ１１０の出力は、 Ｑ（ｔ）・sinωt となる。したがつてハイブリツド回路１１２での
合成出力は、 （Ｉ（ｔ）＋Vdc）・cosωt＋Ｑ（ｔ）・sinωt となり、これを変形すると、 Ｉ（ｔ）・cosωt＋Ｑ（ｔ）・sinωt＋Vdc・cosωt となる。ここに前２項、すなわちＩ（ｔ）・cosωt
＋Ｑ（ｔ）・sinωtはQAM信号をなし、第３項、
すなわちVdc・cosωtは前記の漏れ搬送波とな
る。この漏れ搬送波が受信側での同期検波の基準
信号となる。
と、次のようになる。まず、第１図のろ波器１０
５から出力されるＩ−chの信号電圧をＩ（ｔ）で
表し、ろ波器１０６から出力されるＱ−chの信
号電圧をＱ（ｔ）で表し、またミキサ１１０への
搬送波CRをsinωtとし、π／２移相器１１１を通し たミキサ１０９への搬送波CRをcosωtとする。
そうすると、加算器１０７の出力は直流オフセツ
トVdcを加えて、（Ｉ（ｔ）＋Vdc）となる。さらに
ミキサ１０９の出力は、 （Ｉ（ｔ）＋Vdc）・cosωt となる。一方、ミキサ１１０の出力は、 Ｑ（ｔ）・sinωt となる。したがつてハイブリツド回路１１２での
合成出力は、 （Ｉ（ｔ）＋Vdc）・cosωt＋Ｑ（ｔ）・sinωt となり、これを変形すると、 Ｉ（ｔ）・cosωt＋Ｑ（ｔ）・sinωt＋Vdc・cosωt となる。ここに前２項、すなわちＩ（ｔ）・cosωt
＋Ｑ（ｔ）・sinωtはQAM信号をなし、第３項、
すなわちVdc・cosωtは前記の漏れ搬送波とな
る。この漏れ搬送波が受信側での同期検波の基準
信号となる。
第３図は第１図の送信系１００の出力のスペク
トラムを示す図であり、その横軸には周波数ｆ、
縦軸には電圧Ｖを採つて示す、このスペクトラム
は送信系１００（第１図）の出力である変調され
た送信信号を表わすが、通常は第３図中の点線で
示す如くフラツトであり、搬送波成分は全く現わ
れない。ところが、前記の直流オフセツトにより
漏れ搬送波CR′が立つ。つまり搬送波成分が、そ
の変調された送信信号中に同時に現われる。この
場合、好ましくは、その漏れ搬送波CR′の切り出
しが容易になるように、第３図中のCR′の近傍の
信号成分が高域ろ波器１０５および１０６によつ
てフイルタされる（同図中のカーブの谷部３１）。
このフイルタされた分を回復するのが第１図の低
域ろ波器２０７，２０８である。
トラムを示す図であり、その横軸には周波数ｆ、
縦軸には電圧Ｖを採つて示す、このスペクトラム
は送信系１００（第１図）の出力である変調され
た送信信号を表わすが、通常は第３図中の点線で
示す如くフラツトであり、搬送波成分は全く現わ
れない。ところが、前記の直流オフセツトにより
漏れ搬送波CR′が立つ。つまり搬送波成分が、そ
の変調された送信信号中に同時に現われる。この
場合、好ましくは、その漏れ搬送波CR′の切り出
しが容易になるように、第３図中のCR′の近傍の
信号成分が高域ろ波器１０５および１０６によつ
てフイルタされる（同図中のカーブの谷部３１）。
このフイルタされた分を回復するのが第１図の低
域ろ波器２０７，２０８である。
第４図は第１図における漏れ搬送波再生回路２
０２を説明するために用いる波形図であり、横軸
は位相Ｐ、縦軸は電圧Ｖである。同図中正弦波カ
ーブａおよび余弦波カーブｂは、それぞれ第１図
中の点および点に現われる信号の波形を示
す。第１図に戻ると、漏れ搬送波はろ波器２２２
によつて抽出され、さらに最適検波位相になるよ
う可変移相器２２３により位相制御される。その
後、一方は直接ミキサ２０３へ印加され、他方は
π／２移相器２２４を通してπ／２だけ位相をずらして ミキサ２０４へ印加されそれぞれＩ−chおよび
Ｑ−chの同期検波用搬送波とする。かくして変
調されたハイブリツド回路２０１からの受信信号
を、抽出された漏れ搬送波CR′により、ミキサ２
０３，２０４において、同期検波する。第４図は
その同期検波後の位相特性を表わしており、正弦
波カーブａの位相Ｏの点（電圧０）で最適位相と
なる。従つて、第１図の点の電圧すなわちオフ
セツトを加えていないチヤネルにおける出力電圧
が常に０になるように、低域ろ波器２２５、直流
増幅器２２６を介して可変移相器２２３に対しフ
イードバツク制御を加える。このとき、第１図の
点の電圧は最大となる。ミキサ２０４からの信
号はベースバンド信号であるが、この中に前述し
た本来の搬送波成分CRと抽出された漏れ搬送波
CR′とによるビート信号（極めて低周波の正弦波
ａである）が含まれるからこれを取り出すのが前
記低域ろ波器２２５である。他方、低域ろ波器２
０５，２０６はベースバンド信号抽出用のろ波器
である。なお、第１図中の回路２０２は、この構
成に限らず、電圧制御形発振器を用いて自動的に
位相引込みを行う（PLL）ようにしても良い。
０２を説明するために用いる波形図であり、横軸
は位相Ｐ、縦軸は電圧Ｖである。同図中正弦波カ
ーブａおよび余弦波カーブｂは、それぞれ第１図
中の点および点に現われる信号の波形を示
す。第１図に戻ると、漏れ搬送波はろ波器２２２
によつて抽出され、さらに最適検波位相になるよ
う可変移相器２２３により位相制御される。その
後、一方は直接ミキサ２０３へ印加され、他方は
π／２移相器２２４を通してπ／２だけ位相をずらして ミキサ２０４へ印加されそれぞれＩ−chおよび
Ｑ−chの同期検波用搬送波とする。かくして変
調されたハイブリツド回路２０１からの受信信号
を、抽出された漏れ搬送波CR′により、ミキサ２
０３，２０４において、同期検波する。第４図は
その同期検波後の位相特性を表わしており、正弦
波カーブａの位相Ｏの点（電圧０）で最適位相と
なる。従つて、第１図の点の電圧すなわちオフ
セツトを加えていないチヤネルにおける出力電圧
が常に０になるように、低域ろ波器２２５、直流
増幅器２２６を介して可変移相器２２３に対しフ
イードバツク制御を加える。このとき、第１図の
点の電圧は最大となる。ミキサ２０４からの信
号はベースバンド信号であるが、この中に前述し
た本来の搬送波成分CRと抽出された漏れ搬送波
CR′とによるビート信号（極めて低周波の正弦波
ａである）が含まれるからこれを取り出すのが前
記低域ろ波器２２５である。他方、低域ろ波器２
０５，２０６はベースバンド信号抽出用のろ波器
である。なお、第１図中の回路２０２は、この構
成に限らず、電圧制御形発振器を用いて自動的に
位相引込みを行う（PLL）ようにしても良い。
かくの如く、従来にない搬送波再生方式による
無線通信システムが実現される。
無線通信システムが実現される。
(7) 発明の効果
搬送波再生回路２０２の構成は非常にシンプ
ルであり、従来のような複雑な回路構成を必要
としない。
ルであり、従来のような複雑な回路構成を必要
としない。
いわゆる絶対位相変調方式に属し、従来の欠
点である同期位相外れがなくなる。このような
位相の不確定性のためいわゆる差動論理処理を
施すのが従来一般的であつたが、このような差
動論理処理が不要となる。
点である同期位相外れがなくなる。このような
位相の不確定性のためいわゆる差動論理処理を
施すのが従来一般的であつたが、このような差
動論理処理が不要となる。
第１図は本発明に基づく無線通信システムの一
例を示す回路図、第２図はＩ−chデータとＱ−
chデータの変調点の分布を模式的に表わしたパ
ターン図、第３図は第１図の送信系１００の出力
のスペクトラムを示す図、第４図は第１図におけ
る漏れ搬送波再生回路２０２を説明するために用
いる波形図である。 １００……送信系、１０７……加算器、１０８
……直流オフセツト源、１１１……π／２移相器、 １１２……ハイブリツド回路、１５０……伝送
路、２００……受信系、２０１……ハイブリツド
回路、２０２……搬送波再生回路、２０１……ハ
イブリツド回路、２０３，２０４……ミキサ、２
２２……漏れ搬送波抽出用帯域ろ波器、２２３…
…可変移相器、２２４……π／２移相器、２２５… …低域ろ波器、２２６……直流増幅器。
例を示す回路図、第２図はＩ−chデータとＱ−
chデータの変調点の分布を模式的に表わしたパ
ターン図、第３図は第１図の送信系１００の出力
のスペクトラムを示す図、第４図は第１図におけ
る漏れ搬送波再生回路２０２を説明するために用
いる波形図である。 １００……送信系、１０７……加算器、１０８
……直流オフセツト源、１１１……π／２移相器、 １１２……ハイブリツド回路、１５０……伝送
路、２００……受信系、２０１……ハイブリツド
回路、２０２……搬送波再生回路、２０１……ハ
イブリツド回路、２０３，２０４……ミキサ、２
２２……漏れ搬送波抽出用帯域ろ波器、２２３…
…可変移相器、２２４……π／２移相器、２２５… …低域ろ波器、２２６……直流増幅器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ Ｉ（Inphase）−ch（channel）系のデータとＱ
（Quadrature）−ch（channel）系のデータとを、
該Ｉ−ch系のアナログデータ信号および該Ｑ−
ch系のアナログデータ信号にそれぞれ変換し、
これらのアナログデータ信号を相互に位相がπ／２ 異なる２つの搬送波CRでそれぞれ変調したのち
合成した信号を送信する送信系と；伝送路を介し
て送信された前記の合成した信号を受信し、前記
Ｉ−ch系のデータを含む第１受信信号と前記Ｑ
−ch系のデータを含む第２受信信号とに分波し
たのち、搬送波再生回路から出力された相互に位
相がπ／２異なる２つの再生搬送波によつて復調し、 元の前記データを再生する受信系；とを備え、か
つ、前記送信系から送信される前記の合成した信
号の中に漏れ搬送波CR′を形成して前記受信系に
送信するようにしたQAM（Quadrature
Amplitude Modulation）方式による無線通信シ
ステムにおいて、 前記漏れ搬送波CR′を形成するために、前記送
信系内に、前記Ｉ−ch系のアナログデータ信号
又は前記Ｑ−ch系のアナログデータ信号のいず
れか一方に予め直流オフセツトVdcを加える直流
オフセツト源を有し、 一方、前記受信系における前記搬送波再生回路
は、前記直流オフセツトVdcにより前記送信系か
ら送信される前記の合成した信号中に形成される
前記漏れ搬送波CR′を抽出し、抽出された該漏れ
搬送波CR′に位相制御を加えたもので前記第１お
よび第２受信信号を同期検波して復調し、さらに 前記送信系内には、前記漏れ搬送波CR′の周波
数およびその近傍の周波数成分を有する前記Ｉ−
ch系およびＱ−ch系のアナログデータ信号を選
択的に除去するための、前記Ｉ−ch系の高域ろ
波器および前記Ｑ−ch系の高域ろ波器を設け、 前記受信系内には、前記送信系において前記Ｉ
−ch系およびＱ−ch系の各前記高域ろ波器によ
つて選択的に除去された周波数成分を、前記の復
調後の信号において回復するための、前記Ｉ−
ch系の低域ろ波器および前記Ｑ−ch系の低域ろ
波器を設けることを特徴とする無線通信システ
ム。 ２ 前記直流オフセツトVdcを、前記Ｉ−ch系又
はＱ−ch系のアナログデータ信号に対し加算器
を介して加える特許請求の範囲第１項記載の無線
通信システム。 ３ 前記直流オフセツトVdcを前記Ｉ−ch系のア
ナログデータ信号に加える場合、前記搬送波再生
回路が、前記漏れ搬送波CR′を抽出する帯域ろ波
器と、該帯域ろ波器からの出力を入力として一方
の出力が前記Ｉ−ch系のデータを含む第１受信
信号を復調する第１ミキサに印加され他方の出力
がπ／２移相器を介して前記Ｑ−ch系のデタを含む 第２受信信号を復調する第２ミキサに印加される
可変移相器と、前記第２ミキサの出力をフイルタ
する低域ろ波器と、該低域ろ波器からの出力を増
幅する直流増幅器とからなり、該直流増幅器の出
力により前記可変移相器の移相量をフイードバツ
ク制御する特許請求の範囲第１項記載の無線通信
システム。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57231634A JPS59123346A (ja) | 1982-12-29 | 1982-12-29 | 無線通信システム |
| CA000443641A CA1217233A (en) | 1982-12-29 | 1983-12-19 | Qam with dc bias in one channel |
| DE8383307949T DE3379311D1 (en) | 1982-12-29 | 1983-12-23 | Radio communication system |
| EP83307949A EP0113246B1 (en) | 1982-12-29 | 1983-12-23 | Radio communication system |
| KR1019830006248A KR860002217B1 (ko) | 1982-12-29 | 1983-12-28 | 무선통신 시스템 |
| US06/566,401 US4581748A (en) | 1982-12-29 | 1983-12-28 | QAM with DC bias in one channel |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57231634A JPS59123346A (ja) | 1982-12-29 | 1982-12-29 | 無線通信システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59123346A JPS59123346A (ja) | 1984-07-17 |
| JPH0474905B2 true JPH0474905B2 (ja) | 1992-11-27 |
Family
ID=16926577
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57231634A Granted JPS59123346A (ja) | 1982-12-29 | 1982-12-29 | 無線通信システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59123346A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61131658A (ja) * | 1984-11-29 | 1986-06-19 | Fujitsu Ltd | 中継局の障害波及防止方式 |
| US7062228B2 (en) * | 2004-05-10 | 2006-06-13 | Harris Corporation | Cellular communications system using baseband carrier injection and related methods |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50135909A (ja) * | 1974-04-08 | 1975-10-28 |
-
1982
- 1982-12-29 JP JP57231634A patent/JPS59123346A/ja active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50135909A (ja) * | 1974-04-08 | 1975-10-28 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59123346A (ja) | 1984-07-17 |
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