KR860002217B1

KR860002217B1 - 무선통신 시스템

Info

Publication number: KR860002217B1
Application number: KR1019830006248A
Authority: KR
Inventors: 스스무 사사끼; 히로시 나까무라; 에이스께 후꾸다
Original assignee: 후지쓰 가부시끼가이샤; 야마모도 다꾸마
Priority date: 1982-12-29
Filing date: 1983-12-28
Publication date: 1986-12-31
Also published as: US4581748A; DE3379311D1; CA1217233A; EP0113246A3; EP0113246B1; KR840007342A; EP0113246A2

Abstract

내용 없음.

Description

무선통신 시스템

제1도는 본 발명의 제1실시예에 따른 무선통신시스템의 블록도.

제2도는 I-ch 및 Q-ch데이타의 코우드화 점의 분포에 관한 개략패턴도.

제3도는 제1도에 표시된 송신기로부터의 출력스펙트럼의 그래프.

제4도는 제1도의 반송파 복구회로를 설명하기 위한 파형도.

제5도는 본 발명의 제2실시예에 따른 무선통신시스템의 블록도.

제6도는 필터의 전달함수특성 그래프.

제7도는 송신기로부터 수신기로 신호흐름순서에 따라 나타나는 중요한 신호의 주파수 스펙트럼 그래프.

제8도는 본 발명에 따라 제1도의 제1실시예를 기초로하여 수정된 무선통신시스템의 블록도.

제9도는 제8도에 표시된 고역필터의 상세예도.

제10도는 제8도에 표시된 저역필터의 상세예도.

제11도는 제8도에 표시된 수신기의 일부분의 수정도.

제12도는 자동레벨조정(ALC)회로가 가해진 제1도에 표시된 무선통신시스템의 블록도.

제13도는 종래의 ACL회로의 예.

제14도는 제12도에 표시된 수신기에서 ALC회로의 상세블록도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

100 : 송신기 150 : 송신선

200 : 수신기 202 : 반송파복구회로

본 발명은 무선통신시스템에 관한 것이다. 송신기로부터 송신선으로 데이타가 송신되고 수신기에서 송신테이타기 복조되고 재발생되는 무선통신시스템에 있어서 반송파는 송신될 데이타에 따라 디지탈로 변조된다.

이러한 디지탈 변조에 관한 여러가지 방법이 제한되어 왔고 실시되어 왔다. 본 발명은 첫째로 직각 진폭변조(quadrature amplitude modulation : QAM)방법에 관한 것이다.

QAM무선통신시스템에 있어서 반송파는 위상변조됨과 동시에 송신될 데이타에 따라서 진폭변조된다. 이에 의해 데이타는 가상평면상에 배치된 많은 내응 코우드화점중의 하나로서 송신된다. 이것은 동시에 많은 데이타가 송신되는 것을 가능하게 하며 따라서 무선송신선의 송신능력을 크게 증가시킨다.

QAM법에 따르면 데이타에 대응하는 많은 코우드화점은 상기와 같이 발생된다. 코우드화점의 수는 16, 32, 64 및 때때로 128과 같은 등등이 될수 있다. QAM법에 있어서 수신기의 중요한 기능중의 하나는 송신신호로부터 기준반송파를 복구하는 것이며 이것은 동기검출에 사용된다. 즉 이렇게 복구된 반송파는 송신 데이타를 복조하여 원래의 데이타를 재발생하는데 사용된다.

가장 흔하게 사용되는 QAM법은 16-치 법이다. 이 경우에 전형적인 4-위상 위상편이 키잉(phase shift keying : PSK)법에 따라 주지된 처리와 동일한 처리가 상기 기준반송파를 복구하는데 통상 이용된다. 즉, 2-체배 또는 4-체배 방법과 같은 소위 체배방법이 이 처리를 실제화하는데 이용된다.

이 경우에 또한 기준방송파 복구회로에는 위상선택제어처리가 갖추어 진다.

16-치 법과 같은 고치 QAM법에 있어서는 종래의 기준반송파 복구회로를 사용하는 때에는 소위 기준 반송파의 지터(변동)를 억압하는데 문제가 발생한다. 32, 64 및 128-치 QAM법일 경우에 종래의 기준반송파 복구회로를 사용하면 동기검출을 위한 기준반송파의 복구는 모든 의도 및 목적에 대해 불가능하다.

이상을 고려할 때 더우기 32-치 또는 그 이이상의 다치 QAM법에 대해 QAM무선통신시스템을 실현시키는 것이 요망된다.

따라서 본 발명의 목적은 32-치 또는 더 높은치의 QAM방법으로 동작되는 무선통신시스템을 제공하는 것이다. 시스템의 송신기에서 직류 오프셋이 송신될 동상(inphase)채널 및 직각채널 데이타중의 하나에 가해진다. 이에 의해 누설송신파는 변조신호에서 발생된다. 시스템의 수신기에서 누설반송파는 수신된 변조신호로부터 추출된다. 이에의해 기준반송파는 이렇게 추출된 누설반송파를 사용함에 의해서 복구된다. 따라서 원래 데이타는 이렇게 복구된 기준반송파를 사용함에 의해서 복조된 후 재발생된다.

본 발명은 첨부된 도면을 참고로하여 계속하는설명으로 좀더 명확해질 것이다.

제1도는 본 발명의 제1실시예에 따른 무선통신시스템의 블록도이다. 제1도에서 참조번호 100은 송신기; 200은 수신기, 150은 양쪽을 접속시키는 송신(무선파)선이다. 예를들어 펄스코우드변조(PCM)에 의해 코우드화되는 송신데이타신호(D_in)는 송신기(101)의 입력단에 공급되어 직렬/병렬 변환기(S/P)(101)를 통하여 병렬데이타 신호로 변환된다.

병렬데이타신호는 또한 디지탈/아날로그 변환기(D/A)(102)를 통하여 아날로그 데이타신호로 변환된다. 더우기 예를들어 64-치 QAM을 취할경우 아날로그 데아타신호는 각각 3-비트신호로 구성된 2루우트신호로 분할된다. 따라서 2루우트 아날로그신호(DI_in및 DO_in)는 그로부터 발생되어 각각 8(2³)치의 데이타를 표시한다. 신호(DI_in)는 소위 동상(I)-채널(ch)데이타신호이다.

신호(DO_in)는 소위 직각 (Q)-ch데이타 신호이다. I-ch데이타신호(DI_in)는 각각 개별적인 송신 스펙트럼을 정형하기 위한 저역필터(103 및 104) 및 고역필터(105 및 106)를 경유하여 하이브리드 회로(H)에 이송된다. 이 경우에 2루우트 아날로그신호중 단지하나, 예를들면 신호(DI_in)가 가산기 (107)를 통하여 이송된다.

가산기(107)와 그들과 함께 작용하는 직류(DC)오프셋원(108)은 종래 시스템에서는 볼 수 없었던 새로운 요소들이다. DC오프셋(V_dc)은 직각신호(D_in, DQ_in)들중의 하나에 주어진다. 가산기(107) 및 필터(106)의 신호는 각각 혼합기(109 및 110)에 해가진다. 한편 반송파(CR)는 직접혼합기(110)에 가해지며 다른한편으로

위상 이상기 (

)(111)를 통하여 혼합기(109)에 가해진다. 따라서 변조동작은 각각의 아날로그 데이타신호에 따라 각 혼합기(109 및 110)에 의해 수행된다. 2루우트의 직각신호는 하이브리드 회로(112)에서 서로 혼합된다. 그후 가산된 신호는 중간주파증폭기(113)에 의해 증폭되며 그 신호의 소망 주파수대 성분이 대역필터(114)에 의해 추출된다.

이렇게 통과된 신호는 그후 고출력 송신증폭기(표시않됨)에 의해 소정 송신레벨까지 증폭된다. 증폭된 신호는 송신선(150)을 경우하여 수신기(200)에 송신된다. 수신기(200)에서 송신된 신호는수신되어 하이브리드회로(201)에 의해 2루우트신호로 분할된다. 2루우트신호는 각각 혼합기(203 및 204)에 의해 복조된다. 복조동작의 경우에 동기검출이 반송파(CR')에 의해 성취되며 반송파(CR')는 반송파복구회로(202)로 부터 공급된다. 또한 반송파복구회로(202)는 종래의 시스템에서는 찾아볼 수 없었던 새로운 요소이며 송신기(100)의 DC오프셋원(108)을 가지는 경우 특히 동작에 긴밀한 관계가 있다. 이렇게 복조된 2루우프 수신신호는 각각 저역필터(205, 206), 저역필터(207, 208) 및 저역(base band)증폭기(209, 210)를 통하여 각각의 아날로그/디지탈변환기(A/D)(211 및 212)에 전송된다. 따라서 I-ch디지탈데이타신호(DI_out) 및 Q-ch디지탈데이타신호(DQ_out)는 변환기(211 및 212)의 출력에서 얻어져서 그 결과 원래의 데이타가 병렬/직렬 변환기(P/S)(213)를 경유하여 수신데이타신호(D_out)로서 재발생될 수 있다.

앞에서 언급한 바와같이 반송파복구회로(202)는 주로 예를들면 누설반송파 추출필터(222), 가변위상 이상기(223),

이상기(224), 저역필터(225) 및 DC증폭기(226)로 구성되어 있다. 회로(202) 및 DC오프셋원(108)은 앞에서 언급한 바와같이 새로운 것들이다. 이두소자에 대하여서는 다음에 상세히 설명될 것이다.

제2도는 I-ch 및 Q-ch데이타의 코오드화점 분포의 개략패턴도이다. 제2도에서 가로축(I)은 예를들어 64-치 QAM의 경우에는 I-ch를 표시하며 세로축(Q)은 Q-ch를 표시한다. 문자(Q')는 종래의 64-치 QAM에 따라 위치된 축의 위치를 표시한다. 그러나 축(Q')는 DC오프셋원(108)의 DC오프셋(V_Jc)이 I-ch데이타신호에 가해지므로 축(Q)이 되도록 V_dc에 의해 오프셋된다.

통상적으로 중앙축(Q')에 애해 우측 위상의 코우드화점에 의해 규정되는 신호성분 및 좌측위상의 코우드화점에 의해 규정되는 신호성분은 일반적으로 64-치 코우드화점은 매우 랜덤하게 발생하기 때문에 거의 동일한 확률을 가지고 발생한다. 결과적으로 코우드화점이 축(Q')과 축(I)에 의해 규정된 평면에 랜덤하게 발생될때 반송파성분이 단지 일특정방향일 가능성은 일반적으로 거의 없다.

반면에 만약 본 발명에 따라서 오프셋(V_dc)을 I-ch데이타신호에 강제적으로 가하여 통상적인 축(Q')을 축(Q)으로 이동하면 중앙축(Q)에 대하여 우측상의 신호성분 및 좌측상의 신호상분은 제2도에 표시된 바와같은 5 : 3의 불평형비로 발생된다. 그러므로 2(=5-3)의 상대적으로 초과하는 레벨이 제공되며 전수한 누설반송파는 항상 얻어질 수 있다. 결과적으로 반송파는 항상 변조된 송신신호에 존재할 수 있다.

제3도는 제1도에 표시된 송신기(100)으로부터의 출력스펙트럼의 그래프이다. 가로축(f)은 주파수를 표시하며 세로축(V)은 전압을 표시한다.

통상적으로 송신기(100)로부터의 출력, 즉 변조된 송신신호는 그래프에 파선으로 표시된 것과같은 스펙트럼의 중심에서 편평한 특성을 표시한다. 그러므로 어떠한 반송파도 얻을 수 없다. 그러나 만약 DC오프셋(V_dc)이 데이타신호에 가해질 경우 누설반송파(CR')는스펙트럼의 중간에 존재한다. 즉 반송파성분은 또한 변조된 송신신호에도 동시에 나타난다.

이경우에 누설반송파(CR')의 주변에 존재하는 신호성분은 바람직하게는 제1도의 고역필터(105 및 106)에 의해 필터되어 (스펙트럼의 V-형의 깊숙한 홈(31)을 참조)누설반송파(CR')를 쉽게 취출한다. 이렇게 필터된 신호성분은 수신기(200)에서 저역필터(207 및 208)에 의해 복구된다.

동시에 송신기(100)의 저역필터(103 및 104)는 처리될 데이타신호의 주파수대를 제한하기 위하여 이런 종류의 무선통신시스템에 있어서는 본래부터 있는 주지된 것이다.

제4도는 제1도의 반송파 복구회로(202)를 설명하기 위한 파형을 표시한다. 그래프에서 가로축(P)은 위상을 표시하며 세로축(V)은 전압을 표시한다. 사인곡선(a) 및 코사인곡선(b)은 각각 부분 ⓐ 및 ⓑ에 나타나는 신호의 파형을 나타낸다. 다시 제1도를 참조하면 누설반송파는 누설반송파 추출필터(222)에 의해 추출된다. 그후 가변이상기(223)에 의해 이렇게 추출된 누설반송파는 누설반송파 추출필터(222)에 의해 추출된다. 그후 가변이상기(223)에 의해 이렇게 추출된 누설반송파에 대해 위상제어가 실행되어 각 혼합기(203 및 204)에서 최적동기검출을 얻을 수 있다.

한편 이렇게 위상제어된 반송파(Cr')는 혼합기(203)에 직접 가해지며 다른 한편으로는

이상기(223)에 의해

의 위상편이를 갖는 혼합기(204)에 가해진다. 따라서 반송파(CR')는 하이브리드회로(201)를 통하여 변조된 송신신호가 수신된 상태, 상세하게는 회로(201)에서 혼합기(203 및 204)로 2루우프 변조된 송신신호가 분지된 상태로 혼합기(203 및 204)에서 I-ch 및 Q-ch동기검출동작을 하는데 사용된다.

특히 제4도의 파형은 이렇게 동기되어 검출된 신호의 위상의 특징을 표시하며 여기에서 최적이상은 사인값이 제로전압을 표시할때 사인곡선(a)의 위상(o)에서 얻어진다. 따라서 피이드백 제어가저역필터(225)및 DC증폭기(226)를 통하여 제로에서 부분 ⓐ의 전압을 유지할 수 있는 방법으로 가변이상기(223)에 주어진다. 이때 부분 ⓑ의 전압은 최대가 된다. 부분 ⓐ의 전압은 상기한 DC 오프셋(V_dc)이 송신기(100)에 가해지지 않은 루우트신호에 대응하는 출력전압을 표시한다.

혼합기(204)로부터의 출력은 저역신호이다. 그러나 저역신호는 고유한 반송파 성분가 추출된 누선반송파성분사 이의 비트신호때문에 매우 낮은 주파수를 갖는 사인파신호(a)를 포함한다. 사인파신호(a)는 저역필터(225)에 의해 추출되어 사인파 값(a)이 제로가 될때까지 증폭기(226)를 통하여 이상기(223)에 피이드백된다.

상기한 바와같이 반송파 복구회로(202)를 구성하는 하아드웨어는 복조에 대해서는 주지의 체배법에 따른 하아드웨어와 비교할때 크게 단순화 될 수 있다. 이것을 DC오프셋으로부터 유도된 누설반송파의 사용에 의해 야기된다. 더우기 제1도의 시스템은 소위 절대위상변조법에 따라 동작되는 것, 즉, 반송파의 그것과 동일한 위상을 가진 변조신호가 고정적으로 데이타를 "0" 또는 "0"이 되도록 할당된다는 것을 인식해야 한다. 절대위상변조법은 데이타 에러율을 감소시키는데에 유용하다는 것은 주지된사실이다. 또한 반송파복구회로(202)대신에 다른 장치가 수신기(200)에 사용될 수 있다. 제5도는 본 발명의 제2실시예에 따른 무선통신시스템의 블록도이다.

여기에서 차이는 단지 반송파 복구회로(221)가 제1실시예의 관련회로(202)에서와 같이 누설반송파 추출필터(222)및 가변이상기(223)를 포함하지 않는다는 것이다. 그러므로 반송파 복구회로(221)는대응하는 회로(202)에서와 같이 누설반송파(CR')를 적극적으로 추출하는 것이 아니라 혼합기(203 및 204)에서 동기검출을 위해 누설반송파를 간접적으로 이용한다. 누설반송파(CR')를 추출하지 않고 동기검출을 성취할 수 있는 이유는 다음과 같다. 송신기(100)의 필터(110)의 출력은 방정식(1)에 의해 표시된다.

f(t)=(V_dc+x(t)) cosω+y(t) sinωt

여기에서 기호 x(t)는 I-ch 데이타신호(DI_in)의 성분을 표시하며 기호 y(t)는 Q-ch 데이타신호(DO_in)의 성분을 표시한다.

cosωt성분 및 sinωt성분은 각각 혼합기(109 및 110)에 주어진다. 신호 f(t)는 수신기(200)에서 혼합기(203 및 204)에 가해져서 sin(ωt+θ)성분과 같이 복조된다. 따라서 f(t)sin(ωt+θ)의 신호는 부분 ⓐ에서 얻어지며 다음과같이 표시된다.

f(t)sin(ωt+θ)=(V_dc+x(t))cosωtsin(ωt+θ)+y(t)sinωt sin(ωt+θ)

=(V_dc+x(t))·

(sin(2ωt+θ)sinθ)-y(t)·

(cos(2ωt+θ)-cosθ)

여기에서 기호 θ는 고유반송파성분과 누설반송파성분 사이이 위상차를 표시한다. 방정식(2)에서 2ωt의 신호 성분은 저역필터(227)에 의해 소거된디. 그러므로 신호 f(t)sin(ωt+θ)는

(V_dc+x(t))sinθ+

y(t)cosθ로 변형된다.

첫번째식, 즉

(V_dc+x(t))sinθ는 I-ch데이타신호(DI_out)의 성분을 표시하며 2번째식, 즉

y(t)cosθ는 Q-ch데이타신호(CQ_out)의 성분을 표시한다. 또한 필터(227)는 x(t) 및 y(t)신호성분을 소거할 수 있다. 그후 단지 출력 V_dcsinθ만이 필터(227)로부터 주어진다. V_dcsinθ는 누설성분이다.

고유반송파성분(sinωt)이 누설반송파 성분 (sin(ωt+θ)을 가진 위상으로 될때 V_dcsinθ는 제로, 즉 θ→0으로 감소될 수 있다. 따라서 필터(227)로부터의 출력(V_Jcsinθ)이 증폭기(228)를 텅하여 전압제어발진기(voltage-controlled oscillator : VCO)(229)이 제어단자에 공급되어 위상(θ)을 제로로 유도한다. 발진기(229)의 발진주파수는 V_dcsinθ=0일때 미리 최적주파수가 되도록 조정된다. 따라서 반송파복구회로(221)는 DC성분(V_dcsinθ)의 제어에따라 소위 위상고정루우프(phase-locked loop : PLL)회로로서 동작을 하여 그것을 제로로 하게 한다. DC성분을 송신기(100)에 어떠한 CD오프셋도가해지지 않은 2루우프신호중의 어떤 하나로 부터 얻어진다는 사실에 주의해야 한다.

더우기 반송파 복구회로(221)는 제1도의 필터와 같은 통상적으로 양질의 팩터(Q)로 인하여 매우 고가인 어떠한 누설반송파 추출필터도 필요하지 않다는 이점이 있다. 더우기 회로(221)는 누설반송파의 주파수가 공칭값으로 부터 약간의 편차를 가질지라도 어떠한 높은 Q필터도 사용되지 않기 때문에 최적 동기 검출을 유지할 수 있다는 이점이 있다.

다시 제3도를 참조하면 V형의 우묵한곳(31)은 누설반송파(CR')와 변조된 송신신호 상이의 확실한 분리의 목적으로 변조된 송신신호 성분을 나타내는 스펙트럼(32)의 중간에 형성된다. 즉, 거기에 반송파(CR')를 포함하는 비교적 협주파수대의 신호성분을 미리 어느정도 억압되어야 한다. 이를 위해 제1도 및 제5도에서 고역필터(105 및 106)는 송신기(100)에 도입된다.

그러나 비록 필터(105 및 106)가 CR'과 송신신호 사이의 상기한 확실한 분리라는 점을 고려할때 유리할지도 역으로 I-ch 및 Q-ch 데이타신호의 저주파수성분이 의도없이 크게 제거된다는 불리한 점이있다. 이것은 수신기측에서 재발생된 데이타신호(DI_out및 DQ_out)에서 데이타 에러의 증가를 필연적으로 야기한다. 이 경우에 만약 저주파수 성분의 필터링 주파수, 즉 차단주파수가 발생될 경우 송신신호의 데이타는 주목할 정도로 악화된다는 양립할 수 없는 관계가 발생한다. 역으로 필터링주파수가 낮을 경우에는 데이타의 질의 저하는 개선되는 반면에 누설반송파(CR')의 S/N 비는 악화된다.

후자의 경우에, 즉 필터링 주송수가 낮은 경우에 상당히 복잡한 반송파 복구회로가 필요로 한다.

수신기(200)에서 고역필터(207 및 208)(제1도, 제5도)는 송신신호의 억압되지 않은 주파수 성분의 레벨에 비교하여 억압된 저주파수 성분의 레벨을 증가시키는 기능을 한다는 사실을 인식하여야 한다.

이 저역필터(207 및 208)는 바람직하게는 각각이 각 고역필터(105 및 106)의 전달함수(H(jω))의 역의 전달함수(H'(jω))를 갖도록 설계된다. 이 상대적으로 역관계는 다음과 같이 표시된다.

즉 H(jω)=A(ω)_ejB(ω)

H(jω)=A'(ω)_cjB'(ω)

이고 동시에

T-1

가 만족된다고 가정하면

T-2

가 얻어지며 여기에서 기호 A(ω) 및 A'(ω)는 진폭성분을 나타내며 B(ω) 및 B (ω)는 각 필터를 통하여 통과한 신호의 위상성분을 나타낸다.

방정식(5)은 각 저역필터(207, 208)의 전달함수와 각 고역필터(105, 106)의 전달함수 사이에 상대적으로 역인 특성을 보여준다는 것을 이해해야 한다.

제6도는 필터(105, 106, 207, 208)의 전달함수특성의 그래프이다. 가로축(f)은 주파수를 표시하며 세로축(L)은 관련필터의 출력레벨을 표시한다. 기호 HPF(고역필터)는 송신기(100)의 고역필터(105 및 106) 각각의 전달함수곡선을 표시하며 LPF(저역주파수)는 수신기(200)의 저역필터(207 및 208)각각의 전달함수곡선을 표시한다.

전달함수에 대해서 상대적으로 역인 특성이 존재하므로 곡선(HPF 및 LPF)의 출력레벨(L)은 곡선(HPF)의 최종레벨이 -KdB인 것으로 가정될때 그들사이의 크로스오버주파수(f_co)에서

dB의 동일레벨에 도달하다. 만약 이와같이 상대적으로 역인특성이 만족될수 없는 경우에는 소망하지 않은 데이타의 왜곡은 수신측에서 데이타 재발생동안에 불가피하게 발생된다.

제7도는 송신기(100)로 부터 수신기(200)로 신호흐름의 순서에 따라 발생하는 주신호의 주파수 스펙트럼의 그래프를 표시한다. 각 그래프에서 세로축(V)은 신호의 전압레벨을 표시하며 가로축(f)은 그것의 주파수를 표시한다.

그래프(a)는 데이타신호(DI_in)(DO_in과 동일)의 송신스펙트럼을 표시한다. 그래프(a)의 스펙트럼은 고역필터(105)(필터(106)과 동일함(에 의해 그래프(b)의 스펙트럼으로 변형된다. 그후 필터(105)의 출력신호는 혼합기(109)(혼합기(110)과 동일함)에서 변조되어 그래프(c)의 스펙트럼은 필터(114)의 출력에서 얻어지며 그것은 제3도의 그래프와 실질적으로 동일하다.

수신기(200)에서 송신신호는 혼합기(203)(혼합기(204)와 동일함)에 의해 복조되어 필터(205)(206)의 출력에서 그래프(d)의 스펙트럼을 발생한다. 더우기 저역필터(207)(필터(208)과 동일함)에서 송신기(100)에서 미리 억압된 저주파수 성분의 레벨은 비교적 증가된다. "비교적"이란 용어는 신호의 고주파성분측이 필터(217)(218)의 출력에 관한 그래프(e)에서 빗금친부분으로 표시된 것과 같이 억압된 것을 의미한다. 점선곡선(LPF)은 저역필터의 필터링 특성을 표시한다. 결국 필터(207)(208)로 부터의 신호는 그래프(f)의 스펙트럼을 발생하도록 증폭되어 이 스펙트럼은 재발생된 저역신호의 스펙트럼을 표시한다. 신호의 증폭은 저역증폭기(209)(210)에 의해 성취된다.

제8도는 본 발명에 따른 제1도의 제1실시예에 기초하여 수정된 무선통신시스템의 블록도이다. 여기에는 고역필터(115)(필터(105)에 대응함)(및 저역필터(217)(필터(207)에 대응함는 방정식(5)에 따르면 서로를 비교할때 전달함수에 있어서 역의 특성을 갖는다. 동일하게 고역필터(116)(필터(106)에 대응함) 및 저역필터(218)(필터(208)에 대응함)는 방정식(5)에 따르면 서로를 비교할때 전달함수에 있어서 역의특성을 갖는다.

제9도는 제8도에 표시된 고역필터(115)(116)의 상세한 예를 보여준다. 제10도는 제8도에 표시된 저역필터(217)(218)의 상세한 예를 보여준다. 양도면에서 기호 C는 캐패시터, R은 저항, L은 코일을 표시한다. 또한 수동필터(C, R, L)대신에 연산증폭기를 사용한 소위 능동필터를 이용하는 것도 가능하다.

제8, 9및 10도를 참조로한 상기설명은 제1실시예에 따라서 이루어진다. 또한 동일한 설명이 제2실시예에 가해지는 것은 물론이다. 다시 제7도로 돌아가면 특히 그래프(e)로부터 (f)까지 변화를 참조하면 관련된 신호가 예를들면 수십 dB만큼 높게 증폭되는 것이 요구된다. 이를 위해 제1도(또한 제5도)의 저역증폭기(209)(증폭기(210)과 동일함)는 실제에 있어서 직렬로 접속된 다단증폭기로서 구성되어야만 한다. 즉 비록 데이타왜곡은 고역필터(115)(116) 및 저역필터(217)(218)의 조합에 의해 개선될수 있을지라도 수십 dB와 같이 높은 증폭동작이 역으로 수신기(100)에 요구된다. 그래프(d)부터(e)까지 변화를 다시참조하면 관련된 신호의 레벨은 저역필터(217)(필터(218)와 동일함)의 존재로 인하여 감소된다는 사실은 명확하다. 그러므로 증폭기능을 그래프(e)의 과정에서 처리하는 것이 바람직하며 그결과 그래프(f)의 증폭기능은 수신기(200)로부터 근본적으로 제거될수 있다.

상세히 설명하면 저역필터링 기능을 가지며 고역필터(115)(116)에 의한 특성에 비교할때 역의특성을 나타내는 피이드백 증폭기를 사용하는 것이 바람직하며 이에 의해 저역필터(217)(218)가 수신기(200)로부터 근본적으로 제거되도록 한다. 이 경우에 피이드백 증폭기는 단일단의 증폭기이면 충분하며 직렬 접속된 다단증폭기일 필요는 없다.

제11도는 제8도에 표시된 수신기(200)의 일부분의 수정을 표시한다. 피이드백 증폭기는 부재 217 및 209의 조합대신 번호 219로 그리고 부재 218 및 210 대신에 번호 220으로 표시된다. 제8도의 시스템과 같이 제11도의 수신기를 갖춘 시스템은 데이타의 질의 저하를 최소한으로 할 수 있다.

끝으로 자동레벨제어(automatic level control ALC) 즉 소위 AGC에 대해서는 다음에 기술될 것이다. ALC는 통상 수신기의 입력단에 도입된다. ALC는 특히 수신기에 있어서 중요하며 특히 상세하게는 수신기가 전송의 질이 매우 나쁜 송신선에 접송된다.

제12도는 ALC회로를 갖춘 제1도 회로에 표시된 무선통신 시스템의 블록도이다. ALC회로는 번호 230°으로 표시된다. 종래에 있어서는 ALC회로는 가변이득증폭기, 가변이득증폭기의 출력으로부터 저주파성분을 추출하기 위한 필터 및 DC증폭기로 통상적으로 구성된다. 제13도는 종래의 ALC회로의 예를 표시한다. 종래의 부재들은 특히 가변이득증폭기(AMP), 검파기(DET) 및 저역필터(LPF)로 표시된다.

제13도의 ALC회로는 소위 자기제어회로로서 기능을 한다. 그러므로 ALC는 송신선을 통하여 수신된 신호의 평균전력을 갖도록 수행된다. 따라서 정확한 ALC동작을 수행하는 것은 쉽지 않다.

본 발명의 시스템에서 다른 ALC회로 구성이 혼합기(203)를 사용함에 의해서 실현될 수 있다. 혼합기(203)는 고유한 복조기능에 덧붙여서 검파기(DET)(제13도)의 기능과 동일한 기능을 갖고 동작하다. 혼합기(203 및 204)는 각각 0 및

의 위상차를 가진 반송파성분(CR)에 대해 동기검파를 성취한다. 따라서 앞에서 설명한 바와 같이 사인파곡선(a) 및 코사인파곡선(b)(제4도 참조)은 반송파성분(CR)과 동기를 완료한 후에 각각 부분 ⓐ 및 ⓑ(제8도)에 일정하게 나타난다.

동기검파는 사인파(a)(제4도)를 따라 위상 0인 점을 추적하는 방식에 따라서 수행한다. 역으로 위상 0에 있어서 코사인파곡선의 레벨은 최대에 도달한다. 이것은 부분(b)의 혼합기(203)의 출력이 항상 수신된 신호의 피이크레벨을 제공한다는 것을 의미한다. 그러므로 또한 ALC기능은 피이크레벨을 추적함에 의해서 수행될 수 있는 것으로 여겨진다.

제14도는 제12도에 표시된 수신기(200)에 있는 ALC회로(230)의 상세한 블록도이다. 제14도로부터 보여지는 바와 같이 ALC회로(230)는 저역필터(231), DC증폭기(232), 감산기(233) 및 가변이득증폭기(234)로 구성된다. 혼합기(203)의 출력은 저역신호이다. 그러나 저역신호는 필요불가결하게 고유한 반송파성분(CR)과 누설반송파 성분(CR')사이의 비트신호로 인한 매우 낮은 저주파수를 갖는 코사인파신호(b)를 포함한다. 코사인파신호(b)는 저역필터(231)에 의해 추출된다. 필터(231)의 출력은 DC증폭기(232)에 의해 DC증폭된다.

그러므로 증폭기(232)의 출력은 수신된 송신신호의 레벨에 따라서 레벨이 변화한다. 동시에 증폭기(232)의 출력레벨은 또한 기준이득제어제압(V_c)에 따라 변화한다. 따라서 수신된 신호레벨의 변화는 감산기(233)의 출력으로써 검파될 수 있으며 그것은 증폭기(232)의 출력과 기준전압(V_c)사이의 레벨차를 발생한다. 이렇게 검파된 레벨변화에 따라서 증폭기(234)는 이득제어되어 ALC동작을 성취한다. ALC회로는 앞에서 개시한 바와 같은 제1 실시예의 수신기(200)뿐 아다라 제2 실시예의 수신기에도 적용가능한다.

앞에서 상세히 설명한 바와 같이 본 발명은 다치 QAM법에 따라서 동작되는 무선통신 시스템을 제공할 수 있으며 이것은 32 또는 더 높은 다치를 가질지라도 상업적으로 유용하다.

Claims

상호간에
의 위상차를 갖고 있는 2반송파에 의하여 동상체널(I-ch) 데이타신호 및 직각채널(Q-ch) 데이타신호를 변조하고 이렇게 변조된 신호를 서로 가산하여 송신신호를 송신하는 송신기, 및 상기 송신신호를 통하여 상기 송신신호를 수신하여 상기 송신신호를 상기 I-ch 데이타신호를 표시하는 제1 수신신호와 상기 Q-ch 데이타신호를 표시하는 제2 수신신호로 분리하고 서로
의 위상차를 갖고 있으며 반송파 복구회로로부터 출력되는 2반송파에 의하여 제1 및 제2 수신신호를 복조하여 이렇게 복조된 신호로부터 원래의 데이타신호를 재발생하는 수신기를 포함하는 직각진폭변조(QAM)법에 따라 동작되는 무선통신 시스템에 있어서, 송신기에 직류(DC) 오프셋원이 도입되어 상기 I-ch 및 Q-ch 데이타신호중 하나에 DC오프셋을 가하며, 수신기에 복조동작은 상기 DC오프셋에 의해 발생되며 상기 송신신호에 포함되는 누설반송파를 이용함에 의해서 상기 제1 및 제2 수신신호에 대한 동기검출을 통하여 수행되며, 누설반송파는 위상제어되고 상기 반송파 복구회로에서 서로
의 위상차를 가진 2누설반송파로 변환되며 상기 동기검출을 위해 각각 상기 제1 및 제2수신신호에 가해지는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
제1항에 있어서, 상기 DC오프셋의 부가는 가산기에 의해 수행되는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
제2항에 있어서, 상기 송신기는 제1 고역필터 및 제2 고역필터를 포함하며, 양자는 상기 I-ch 및 Q-ch 데이타신호에 할당되어 상기 송신신호성분의 스펙트럼에서 상기 누설반송파 성분의 근처에 V-형 리세스(recess)를 형성하도록 동작하며; 상기 수신기는 제1 저역필터 및 제2 고역필터를 포함하며 양자는 상기 I-ch 및 Q-ch 데이타신호에 할당되어 송신기내의 상기 제1 및 제2 고역필터에 의하여 필터된 신호성분을 복구하도록 동작하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
제3항에 있어서, 수신기에서 동기검파에 이용되는 상기 누설반송파는 필터수단에 의해 상기 송신신호로부터 추출되는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
제4항에 있어서, 상기 반송파 복구회로는 상기 필터수단으로써 상기 누설반송파를 추출하기 위한 데역필터 ; 입력측에서 대역필터로부터 출력을 수신하여 그의 출력을
이상기를 통하여 제1 혼합기에 공급하여 I-ch 수신신호를 복조하며 다른 한편으로 상기 DC오프셋이 상기 I-ch 데이타신호에 가해질 경우에는 제2 혼합기에 그 출력을 가하여 Q-ch 수신신호를 복조하는 가변이상기; 제2 혼합기의 출력을 필터링하는 저역필터; 저역필터의 출력을 DC증폭하는 DC증폭기로 구성되며, 가변이상기에서의 이상동작은 상기 DC증폭기로부터의 출력에 따라 피이드백 제어되는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
제5항에 있어서, 수신기의 상기 제1 저역필터 및 상기 제2 저역필터는 송신기의 상기 제1 고역필타 및 상기 제2 고역필타에 대하여 역의 전달함수 특성을 가지며, 제1 및 제2 저역필터의 출력은 각각 제1 및 제2 저역증폭기에 의해 증폭되는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
제6항에 있어서, 수신기에서 상기 제1 저역필터는 독립적이 아니고 피이드백 통로에서 상기 제1저역증폭기로 도입되며 또한 상기 제2 저역필터도 독립적이 아니고 피이드백 통로에서 상기 제2 저역증폭기로 도입되는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
제7항에 있어서, 수신기에 있어서 자동레벨제어(ALC)회로는 상기 송신신호를 수신하는 입력단에 채용되어 상기 DC오프셋이 상기 I-ch 데이타신호에 가할 경우에는 상기 혼합기의 출력에 나타나는 코사인파 성분의 레벨을 검출하도록 동작하며 이렇게 검출된 코사인파 성분레벨에 따라서 ALC동작을 성취하는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
제8항에 있어서, 상기 ALC회로는 상기 제1 혼합기의 출력으로부터의 상기 코사인파성분을 추출하는 저역필터, 이 저역필터로부터의 출력을 증폭하는 DC증폭기, 이 DC증폭기의 출력에 따라서 이득제어되는 가변이득 증폭기 및 상기 가변이등 중폭기 고유의 소정기준 이득제어 전압과 상기 DC증폭기의 출력전압사이의 전압차를 발생하여 이렇게 발생된 전압차에 따라서 상기 가변이득 증폭기에 대한 이득제어동작을 성취하는 감산기로 구성되는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
제3항에 있어서, 수신기에 있어서 동기검파에 이용되는 상기 누설반송파 성분은 상기 송신신호로부터 적극적으로 누설반송파를 추출하는 것 없이 위상고정 루우프(PLL)회로로서 상기 반송파 복구회로를 구성하기 위한 피이드백 신호로서 사용되는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
제10항에 있어서, 상기 PLL회로는 상기 DC오프셋이상기 I-ch 데이타신호에 가해질 경우에 Q-ch 수신신호를 복조하는 제2 혼합기의 출력으로부터의 누설반송파 성분을 추출하는 저역필터, 이 저역필터의 출력을 증폭하는 증폭기, 이 증폭기의 출력에 의해 발진주파수가 제어되는 전압제어형 발진기로 구성되며 그 발진출력은 한편으로는
이상기를 경유하여 상기 제2 혼합기에 가해지며 다른 한편으로는 I-ch 수신신호를 복조하는 제1 혼합기에 가해지는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
제11항에 있어서, 수신기의 상기 제1 저역필터 및 상기 제2 저역필터는 송신기에 있는 상기 제1 고역필터 및 상기 제2 필터에 대하여 역특성의 전달함수를 가지며 제1 및 제2 저역필터의 출력은 각각 제1 및 제2 저역증폭기에 의해 증폭되는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
제12항에 있어서, 수신기에 있어서 상기 제1 저역필터는 독립적인 것이 아니고 그것의 피이드백 통로에 상기 제1 저역증폭기로 도입되며 또한 상기 제2 저역필터도 독립적이 아니며 그것의 피이드백 경로에서 상기 제2 저역증폭기로 도입되는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
제13항에 있어서, 수신기에 있어서 자동레벨제어(ALC)회로는 상기 송신신호를 수신하는 입력단에 채용되어 상기 DC오프셋이 상기 I-ch 데이타신호에 가해질 경우에는 상기 제1 혼합기의 출력에 나타나는 코사인파 성분의 레벨을 검출하도록 동작하여 이렇게 검출된 코사인파 성분레벨에 따라서 ALC동작을 성취시키는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.
제14항에 있어서, 상기 ALC회로는 상기 제1 혼합기의 출력으로부터의 상기 코사인파성분을 추출하는 저역필터, 이 저역필터의 출력을 증폭하는 DC증폭기, 이 DC증폭기의 출력에 따라서 이득제어되는 가변이득 증폭기 및 상기 가변이득증폭기 고유의 소정기준 이득제어전압과 상기 DC증폭기의 출력전압사이의 전압차를 발생하여 이렇게 발생된 전압차에 따라서 상기 가변이득 증폭기에 대한 이득제어동작을 성취시키는 감산기로 구성되는 것을 특징으로 하는 무선통신 시스템.