JPS60117946A - 搬送波再生回路 - Google Patents
搬送波再生回路Info
- Publication number
- JPS60117946A JPS60117946A JP58224441A JP22444183A JPS60117946A JP S60117946 A JPS60117946 A JP S60117946A JP 58224441 A JP58224441 A JP 58224441A JP 22444183 A JP22444183 A JP 22444183A JP S60117946 A JPS60117946 A JP S60117946A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- carrier wave
- phase
- output signal
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
- H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
発明の技術分野
本発明は、送信スペクトラムに漏れ搬送波を含ませた多
値ＱＡＭ信号を送信し、受信側では多値ＱＡＭ信号に含
まれる漏れ搬送波成分を抽出して搬送波を再生する搬送
波再生回路に関するものである。
値ＱＡＭ信号を送信し、受信側では多値ＱＡＭ信号に含
まれる漏れ搬送波成分を抽出して搬送波を再生する搬送
波再生回路に関するものである。
従来技術と問題点
ディジクル無線方式に於いては、４相、８相。
１６相等の位相変調（Ｐ Ｓ Ｋ ： Ｐｈａｓｅ Ｓ
ｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ’）方式や、１６値等の直交振幅
変調（ＱＡＭ ： Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｎ＋ｐｌ
ｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式等が用いられ
ている。このＱＡＭ方式は、直交位相の搬送波をそれぞ
れ送信データにより振幅変調し、この振幅変開披を合成
して送信するものである。この送信変調波は、搬送波が
抑圧されており、又直交座標上に存在する変調点の数に
より１６値、３２値、６４値、１２８値等の多値ＱＡＭ
信号となる。受信側では、受信多植ＱＡＭ信号から搬送
波を再生し、それぞれ直交する搬送波を形成して受信多
値ＱＡＭ信号を同期検波し、そさぞれ直交する成分につ
いて振幅識別を行って、データを復調するものである。
ｈｉｆｔＫｅｙｉｎｇ’）方式や、１６値等の直交振幅
変調（ＱＡＭ ： Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｎ＋ｐｌ
ｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式等が用いられ
ている。このＱＡＭ方式は、直交位相の搬送波をそれぞ
れ送信データにより振幅変調し、この振幅変開披を合成
して送信するものである。この送信変調波は、搬送波が
抑圧されており、又直交座標上に存在する変調点の数に
より１６値、３２値、６４値、１２８値等の多値ＱＡＭ
信号となる。受信側では、受信多植ＱＡＭ信号から搬送
波を再生し、それぞれ直交する搬送波を形成して受信多
値ＱＡＭ信号を同期検波し、そさぞれ直交する成分につ
いて振幅識別を行って、データを復調するものである。
このように、受信側では受信多値ＱＡＭ信号を同期検波
する為の搬送波が必要であり、例えば、１６値ＱＡＭ方
式に於いては、４相ＰＳＫ方式に於ける逓倍方式やコス
タスループ方式等の搬送波再生回路を応用した回路構成
により、受信１６値ＱＡＭ信号から搬送波を再生するこ
とができる。
する為の搬送波が必要であり、例えば、１６値ＱＡＭ方
式に於いては、４相ＰＳＫ方式に於ける逓倍方式やコス
タスループ方式等の搬送波再生回路を応用した回路構成
により、受信１６値ＱＡＭ信号から搬送波を再生するこ
とができる。
しかし、データ伝送容量の増大の要望等により、変調点
数を３２以上とした多値ＱＡＭ方式の実現が期待されて
いる。このような多値ＱＡＭ方式に於ける搬送波再生回
路を、前述のような４相ｐｓＫ方式に於ける搬送波再生
回路を応用して構成した場合は、再生搬送波のジッタ等
の問題が太き（なり、この問題を解決する為には回路規
模が真人となって、経済的にも又技術的にも実現が困難
となるものであった。
数を３２以上とした多値ＱＡＭ方式の実現が期待されて
いる。このような多値ＱＡＭ方式に於ける搬送波再生回
路を、前述のような４相ｐｓＫ方式に於ける搬送波再生
回路を応用して構成した場合は、再生搬送波のジッタ等
の問題が太き（なり、この問題を解決する為には回路規
模が真人となって、経済的にも又技術的にも実現が困難
となるものであった。
発明の目的
本発明の目的は、多値ＱＡＭ方式に於いて、多値数が３
２以上のように多い場合でも、受信側で受信多値ＱＡＭ
信号を同期検波する為の搬送波を容易に再生し得るよう
にすることにある。
２以上のように多い場合でも、受信側で受信多値ＱＡＭ
信号を同期検波する為の搬送波を容易に再生し得るよう
にすることにある。
本発明の他の目的は、再生搬送波の位相を最適位相に制
御することにある。
御することにある。
本発明の更に他の目的は、再生搬送波のシックを抑圧す
ることにあ。
ることにあ。
発明の構成
本発明は、送信スペクトラムに漏れ搬送波を含む多値Ｑ
ＡＭ信号を送信し、受信側では該多値ＱＡＭ信号に含ま
れる漏れ搬送波を抽出して該多値ＱＡＭ信号を同期検波
する為の搬送波を再生する搬送波再生回路に於いて、前
記多値ＱＡＭ信号の同期検波出力信号に含まれる前記漏
れ搬送波による信号成分を位相制御信号として出力する
位相制御回路と、該位相制御回路からの位相制御信号に
より出力信号位相が制御される電圧制御発振器とにより
位相同期回路を構成し、前記電圧制御発振器の出力信号
を再生搬送波とするものであり、漏れ搬送波を利用して
容易に搬送波を再生することができるものである。以下
実施例について詳細に説明する。
ＡＭ信号を送信し、受信側では該多値ＱＡＭ信号に含ま
れる漏れ搬送波を抽出して該多値ＱＡＭ信号を同期検波
する為の搬送波を再生する搬送波再生回路に於いて、前
記多値ＱＡＭ信号の同期検波出力信号に含まれる前記漏
れ搬送波による信号成分を位相制御信号として出力する
位相制御回路と、該位相制御回路からの位相制御信号に
より出力信号位相が制御される電圧制御発振器とにより
位相同期回路を構成し、前記電圧制御発振器の出力信号
を再生搬送波とするものであり、漏れ搬送波を利用して
容易に搬送波を再生することができるものである。以下
実施例について詳細に説明する。
発明の実施例
第１図は、送信側のブロック図であり、送信データＤｉ
ｎは、直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）１により並列データに
変換されて、多値変換器２に加えられる。例えば、６４
値ＱＡＭ方式の場合は、２値の送信データＤｉｎを直列
並列変換器ｌにより各３ビツトの２系列の並列データと
し、これらの並列データを多値変換器２により８値デー
タに変換するものである。ローパスフィルタ３．４及び
バイパスフィルタ５．６は、送信スペクトラム整形用で
あり、原理的には省略することができるものである。多
値変換器２からのＩチャネルの多値データＤＩは、ロー
パスフィルタ３及びバイパスフィルタ５を介して加算器
７に加えられ、加算器７に於いて直流電源８からのオフ
セット電圧■。。
ｎは、直列並列変換器（Ｓ／Ｐ）１により並列データに
変換されて、多値変換器２に加えられる。例えば、６４
値ＱＡＭ方式の場合は、２値の送信データＤｉｎを直列
並列変換器ｌにより各３ビツトの２系列の並列データと
し、これらの並列データを多値変換器２により８値デー
タに変換するものである。ローパスフィルタ３．４及び
バイパスフィルタ５．６は、送信スペクトラム整形用で
あり、原理的には省略することができるものである。多
値変換器２からのＩチャネルの多値データＤＩは、ロー
パスフィルタ３及びバイパスフィルタ５を介して加算器
７に加えられ、加算器７に於いて直流電源８からのオフ
セット電圧■。。
が多値データＤＩに加算され、その出力信号が変調器９
に加えられる。又多値変換器２からのＱチャネルの多値
データＤＱは、ローパスフィルタ４及びバイパスフィル
タ６を介して変調器１０に加えられる。
に加えられる。又多値変換器２からのＱチャネルの多値
データＤＱは、ローパスフィルタ４及びバイパスフィル
タ６を介して変調器１０に加えられる。
搬送波信号ＣＲば変調器１０には直接的に加えられ、変
調器９には９０度移相器１１を介して加えられる。従っ
て、変調器９，１０には、直交位相の搬送波信号が加え
られることになる。変調器１０に於いては、Ｑチャネル
の多値データＤＱにより搬送波信号ＣＲを変調すること
になり、又変調器９に於いては、■チャネルの多値デー
タＤＩにオフセット電圧Ｖ。ｆを加算し、その加算出力
信号により搬送波信号を変調することになる。各変調器
９，１０からの変調出力信号は、それぞれ直交位相の搬
送波を多値データで振幅変調したものとなり、又変調器
９からの変調出力信号には、オフセット電圧■。、によ
り多値データＤ、Ｉにオフセットを与えたことによる搬
送波成分が含まれたものとなる。
調器９には９０度移相器１１を介して加えられる。従っ
て、変調器９，１０には、直交位相の搬送波信号が加え
られることになる。変調器１０に於いては、Ｑチャネル
の多値データＤＱにより搬送波信号ＣＲを変調すること
になり、又変調器９に於いては、■チャネルの多値デー
タＤＩにオフセット電圧Ｖ。ｆを加算し、その加算出力
信号により搬送波信号を変調することになる。各変調器
９，１０からの変調出力信号は、それぞれ直交位相の搬
送波を多値データで振幅変調したものとなり、又変調器
９からの変調出力信号には、オフセット電圧■。、によ
り多値データＤ、Ｉにオフセットを与えたことによる搬
送波成分が含まれたものとなる。
変調器９，１０からの変調出力信号は、ハイブリッド回
路１２により合成されて多値ＱＡＭ信号となり、増幅器
１３により増幅され、バンドパスフィルタ１４により不
要帯域の信号成分が除去されて無線送信部（図示せず）
に加えられる。６４値ＱＡＭ方式に於いては、■チャネ
ルの多値データＤＩが２値データの３ビツトを表し、Ｑ
チャネルの多値データＤＱが２値デークの３ビツトを表
すので、合成された多値ＱＡＭ信号により、２値データ
の６ビツトを同時に伝送することができることになる。
路１２により合成されて多値ＱＡＭ信号となり、増幅器
１３により増幅され、バンドパスフィルタ１４により不
要帯域の信号成分が除去されて無線送信部（図示せず）
に加えられる。６４値ＱＡＭ方式に於いては、■チャネ
ルの多値データＤＩが２値データの３ビツトを表し、Ｑ
チャネルの多値データＤＱが２値デークの３ビツトを表
すので、合成された多値ＱＡＭ信号により、２値データ
の６ビツトを同時に伝送することができることになる。
第２図は、６４値ＱＡＭ信号の変調点の説明図であり、
横軸をＩ、縦軸をＱとして示す。オフセット電圧■。、
をＩチャネルのデータＤＩに加算しない場合は、鎖線で
示す位置にＱ軸が存在することになるが、オフセット電
圧Ｖｏｆを加算することより、実線で示す位置にシフト
することになる。
横軸をＩ、縦軸をＱとして示す。オフセット電圧■。、
をＩチャネルのデータＤＩに加算しない場合は、鎖線で
示す位置にＱ軸が存在することになるが、オフセット電
圧Ｖｏｆを加算することより、実線で示す位置にシフト
することになる。
これらの軸１．Ｑ上のＸ印は、多値データＤＩ。
ＤＱによる８値の振幅変調点を示し、これらの直交した
振幅変調信号をベクトル合成することにより、・印で示
す６４個の変調点となる。これらの変調点は全くランダ
ムに発生ずるものであり、多値データＤＩにオフセット
電圧ｖｏｆを加算することにより、Ｑ軸の位置が何れか
一方にシフトした状態となり、Ｑ軸を中心とした変調点
の発生確率は、シフトした側が小さくなる。なおＩ軸を
中心とした変調点の発生確率は同じものとなる。前述の
ように、変調点の発生確率の不平衡により、搬送波が多
値ＱＡＭ信号に漏れて送信されることになる。
振幅変調信号をベクトル合成することにより、・印で示
す６４個の変調点となる。これらの変調点は全くランダ
ムに発生ずるものであり、多値データＤＩにオフセット
電圧ｖｏｆを加算することにより、Ｑ軸の位置が何れか
一方にシフトした状態となり、Ｑ軸を中心とした変調点
の発生確率は、シフトした側が小さくなる。なおＩ軸を
中心とした変調点の発生確率は同じものとなる。前述の
ように、変調点の発生確率の不平衡により、搬送波が多
値ＱＡＭ信号に漏れて送信されることになる。
第３図は、送信スペクトラムの説明図であり、漏れ搬送
波を含まない従来の多値ＱＡＭ信号は、点線で示すよう
に搬送波周波数ｆ０を中心として比較的平坦なスペクト
ラムを有するものである。
波を含まない従来の多値ＱＡＭ信号は、点線で示すよう
に搬送波周波数ｆ０を中心として比較的平坦なスペクト
ラムを有するものである。
一方前述のように、オフセット電圧■。、を何れか一方
のチャネルの多値データに加算することにより、実線で
示すスペクトラムとなり、漏れ搬送波ＣＲ’が含まれた
ものとなる。この周波数ｆ、の漏れ搬送波ＣＲ’ の抽
出を容易にする為には、搬送波周波数ｆ０近傍の変調信
号成分を低減させることが好適である。即ち、第１図の
ローパスフィルタ３ａ、３ｂやバイパスフィルタ４ａ、
４ｂ等により搬送波周波数ｒ０近傍の信号成分を低減さ
せることにより、漏れ搬送波ＣＲ’ の抽出が容易とな
る。
のチャネルの多値データに加算することにより、実線で
示すスペクトラムとなり、漏れ搬送波ＣＲ’が含まれた
ものとなる。この周波数ｆ、の漏れ搬送波ＣＲ’ の抽
出を容易にする為には、搬送波周波数ｆ０近傍の変調信
号成分を低減させることが好適である。即ち、第１図の
ローパスフィルタ３ａ、３ｂやバイパスフィルタ４ａ、
４ｂ等により搬送波周波数ｒ０近傍の信号成分を低減さ
せることにより、漏れ搬送波ＣＲ’ の抽出が容易とな
る。
送信変調波に搬送波成分を含ませる為には、前述のよう
なオフセット電圧Ｖ。ｆを何れか一方のチャネルの多値
データに加算する方式以外に、他の方式によることも勿
論可能である。
なオフセット電圧Ｖ。ｆを何れか一方のチャネルの多値
データに加算する方式以外に、他の方式によることも勿
論可能である。
第４図は、本発明の実施例の受信側のブロック図であり
、２１は受信多値ＱＡＭ信号を２分岐するハイブリッド
回路、２２．２３は同期検波器、２４．２５は増幅器、
２６．２７はローパスフィルタ、２８．２９は識別器、
３０は並列直列変換器、３１は位相制御回路、３２はロ
ーパスフィルタ、３３は電圧制御発振器、３４は９０度
ハイブリッド回路である。受信多値ＱＡＭ信号はハイブ
リッド回路２１により分岐されて同期検波器２２．２３
に加えられる。これらの同期検波器２２゜２３には９０
度ハイブリッド回路３４を介して電圧制御発振器３３か
らの出力信号が相互に９０度位相で加えられる。即ち、
電圧制御発振器３３の出力信号を再生搬送波とし、受信
多値ＱＡＭ信号が同期検波される。
、２１は受信多値ＱＡＭ信号を２分岐するハイブリッド
回路、２２．２３は同期検波器、２４．２５は増幅器、
２６．２７はローパスフィルタ、２８．２９は識別器、
３０は並列直列変換器、３１は位相制御回路、３２はロ
ーパスフィルタ、３３は電圧制御発振器、３４は９０度
ハイブリッド回路である。受信多値ＱＡＭ信号はハイブ
リッド回路２１により分岐されて同期検波器２２．２３
に加えられる。これらの同期検波器２２゜２３には９０
度ハイブリッド回路３４を介して電圧制御発振器３３か
らの出力信号が相互に９０度位相で加えられる。即ち、
電圧制御発振器３３の出力信号を再生搬送波とし、受信
多値ＱＡＭ信号が同期検波される。
同期検波出力信号は増幅器２４．２５により増幅され、
ローパスフィルタ２６．２７を介して識別器２８．２９
に加えられ、■チャネルの多値データＤＩと、Ｑチャネ
ルの多値データＤＱとのレベル識別が行われて、例えば
３ビツトの並列データとして出力され、並列直列変換器
３０により■チャネルとＱチャネルの各３ビツトの並列
データが直列に変換され、送信データと同し受信データ
Ｄｏｕｔが出力されることになる。
ローパスフィルタ２６．２７を介して識別器２８．２９
に加えられ、■チャネルの多値データＤＩと、Ｑチャネ
ルの多値データＤＱとのレベル識別が行われて、例えば
３ビツトの並列データとして出力され、並列直列変換器
３０により■チャネルとＱチャネルの各３ビツトの並列
データが直列に変換され、送信データと同し受信データ
Ｄｏｕｔが出力されることになる。
同期検波器２３の出力信号のＱチャネルの多値データＤ
Ｑに漏れ搬送波と再生搬送波との周波数差及び位相差に
対応したレベルの信号が現れる。
Ｑに漏れ搬送波と再生搬送波との周波数差及び位相差に
対応したレベルの信号が現れる。
この信号を零にするように、位相同期回路を構成して電
圧制御発振器３３の出力信号位相即ち再生搬送波位相を
制御することにより、再生搬送波の位相を漏れ搬送波の
位相に同期させることができるものである。例えば、送
信側に於けるＩチャネルの多値データＤＩをｘ （ｔ）
とし、Ｑチャネルの多値データＤＱをｙ （ｔ）とする
と、■チャネルの多値データＤＩにオフセット電圧を加
算しない場合の変調波ｒ （ｔ）は、 ｆ（ｔ） ＝ｘ（ｔ） Ｃｏｓωｔ＋ｙ（ｔ）Ｓｉｎω
ｔ・・・（１）又オフセット電圧Ｖ。ｆを加算した場合
の変調波ｒ （ｔ）は、 ｆ（ｔ）＝ （Ｖｏｔ＋ｘ（ｔ）） ｃｏｓ ωｔ ＋
ｙ（ｔ） ｓｉｎωｔ・ ・ ・（２） となる。受信側で５ｉｎ（ωを十〇）の搬送波で受信多
値ＱＡＭ信号を同期検波すると、 ｆ（ｔ）ｓｉｎ（ωを十〇） ＝ （Ｖｏｔ＋ｘ（ｔ）） ｃｏｓωｔ ５ｉｎ（ωを
十〇）＋ｙ（ｔ） ｓｉｎωｔ ５ｉｎ（ωｔ＋θ）＝
（Ｖｏｔ＋ｘ（ｔ）） ’Ａ （ｓｉｎ（２ωｔ＋θ
）＋ｓｉｎ θ〕Ｖ（ｔ） ’Ａ （ｃｏｓ（２ωｔ＋
θ） −ｃｏｓ θ）・（３）となる。２倍波（２ωｔ
）成分をローパスフィルタ等により除去すると、 ’Ａ ＣＶｏｒ＋ｘ（ｔ）） ｓｉｎ θ十％ｙ（ｔ）
ｃｏｓ θとなる。この第１項は漏れ搬送波成分を示し
、第２項はＱチャネルのデータ成分を示す。漏れ搬送波
成分を抽出して、これを零とするように再生搬送波の位
相を制御するものであり、θ＝０、即ち再生搬送波５ｉ
ｎ（ωｔ＋θ）と送信側からの漏れ搬送ｓｉｎωｔとの
位相あ（一致するように電圧制御発振器３３を制御する
ものである。
圧制御発振器３３の出力信号位相即ち再生搬送波位相を
制御することにより、再生搬送波の位相を漏れ搬送波の
位相に同期させることができるものである。例えば、送
信側に於けるＩチャネルの多値データＤＩをｘ （ｔ）
とし、Ｑチャネルの多値データＤＱをｙ （ｔ）とする
と、■チャネルの多値データＤＩにオフセット電圧を加
算しない場合の変調波ｒ （ｔ）は、 ｆ（ｔ） ＝ｘ（ｔ） Ｃｏｓωｔ＋ｙ（ｔ）Ｓｉｎω
ｔ・・・（１）又オフセット電圧Ｖ。ｆを加算した場合
の変調波ｒ （ｔ）は、 ｆ（ｔ）＝ （Ｖｏｔ＋ｘ（ｔ）） ｃｏｓ ωｔ ＋
ｙ（ｔ） ｓｉｎωｔ・ ・ ・（２） となる。受信側で５ｉｎ（ωを十〇）の搬送波で受信多
値ＱＡＭ信号を同期検波すると、 ｆ（ｔ）ｓｉｎ（ωを十〇） ＝ （Ｖｏｔ＋ｘ（ｔ）） ｃｏｓωｔ ５ｉｎ（ωを
十〇）＋ｙ（ｔ） ｓｉｎωｔ ５ｉｎ（ωｔ＋θ）＝
（Ｖｏｔ＋ｘ（ｔ）） ’Ａ （ｓｉｎ（２ωｔ＋θ
）＋ｓｉｎ θ〕Ｖ（ｔ） ’Ａ （ｃｏｓ（２ωｔ＋
θ） −ｃｏｓ θ）・（３）となる。２倍波（２ωｔ
）成分をローパスフィルタ等により除去すると、 ’Ａ ＣＶｏｒ＋ｘ（ｔ）） ｓｉｎ θ十％ｙ（ｔ）
ｃｏｓ θとなる。この第１項は漏れ搬送波成分を示し
、第２項はＱチャネルのデータ成分を示す。漏れ搬送波
成分を抽出して、これを零とするように再生搬送波の位
相を制御するものであり、θ＝０、即ち再生搬送波５ｉ
ｎ（ωｔ＋θ）と送信側からの漏れ搬送ｓｉｎωｔとの
位相あ（一致するように電圧制御発振器３３を制御する
ものである。
その為に同期検波器２３の出力信号を位相制御回路３１
を介してローパスフィルタ３２に加えて、漏れ搬送波成
分のうちの直流成分の■。１ｓｉｎ θを抽出し、−こ
れを電圧制御発振器３３の制御電圧とし、直流成分■。
を介してローパスフィルタ３２に加えて、漏れ搬送波成
分のうちの直流成分の■。１ｓｉｎ θを抽出し、−こ
れを電圧制御発振器３３の制御電圧とし、直流成分■。
１ｓｉｎθが零となるように、電圧制御発振器３３の出
力信号位相を制御する位相同期回路を構成するものであ
る。
力信号位相を制御する位相同期回路を構成するものであ
る。
位相制御回路３１は、前述のように、単に同期検波器２
３の出力信号をローパスフィルタ３２に加える構成でも
良いが、識別器２８．２９へ加えられる多値データＤＩ
、ＤＱのアイパターンが完全に開くように位相制御する
構成、或いは同期検波出力信号に含まれる雑音成分を除
去した位相制御信号を形成する構成とすることができる
。即ち、同期検波器２３の出力信号と、識別器２９力λ
ら −の位相誤差信号、又は識別器２８．２９の入出力
信号或いは識別器２９の出力信号とを入力して、電圧制
御発振器３３を制御する位相制御信号を出力する構成と
することができる。
３の出力信号をローパスフィルタ３２に加える構成でも
良いが、識別器２８．２９へ加えられる多値データＤＩ
、ＤＱのアイパターンが完全に開くように位相制御する
構成、或いは同期検波出力信号に含まれる雑音成分を除
去した位相制御信号を形成する構成とすることができる
。即ち、同期検波器２３の出力信号と、識別器２９力λ
ら −の位相誤差信号、又は識別器２８．２９の入出力
信号或いは識別器２９の出力信号とを入力して、電圧制
御発振器３３を制御する位相制御信号を出力する構成と
することができる。
第５図は、前述の識別器の入出力信号から位相誤差信号
をめて、再生搬送波位相を制御する本発明の実施例のブ
ロック図であり、第４図と同一符号は同一部分を示す。
をめて、再生搬送波位相を制御する本発明の実施例のブ
ロック図であり、第４図と同一符号は同一部分を示す。
第５図に於いて、３５゜３６は乗算器、３７は減算器、
３８はローノくスフィルタ、３９は演算増幅器、Ｒ１−
Ｒ４は抵抗であって、位相制御回路３１を構成して（す
るものである。識別器２８の入力信号をｌ５ｉｎ θ、
識別５２９の入力信号をＱ ｃｏｓ θとし、識別器２
８の出力信号をｌ５ｉｎθ。、識別器２９の出力信号を
Ｑｃｏｓ θ。とすると、アイパターンが完全に関しλ
でいると、θ−θ。となるが、アイパターンが完全に開
いていないと、θ≠θ。となる。
３８はローノくスフィルタ、３９は演算増幅器、Ｒ１−
Ｒ４は抵抗であって、位相制御回路３１を構成して（す
るものである。識別器２８の入力信号をｌ５ｉｎ θ、
識別５２９の入力信号をＱ ｃｏｓ θとし、識別器２
８の出力信号をｌ５ｉｎθ。、識別器２９の出力信号を
Ｑｃｏｓ θ。とすると、アイパターンが完全に関しλ
でいると、θ−θ。となるが、アイパターンが完全に開
いていないと、θ≠θ。となる。
そこで、ｓｉｎ α＝ｓｉｎ （θ−θ。）とすると、
ｓｉｎα＝０となるように、電圧制御発振器３３を制御
すれば良いことになる。このような点から、乗算器３５
で、Ｉ ｓｉｎθ。・Ｑｃｏｓ θをめ、乗算器３６で
、Ｑ ｃｏｓ θｏ’１ｓｉｎθをめ、減算器３７によ
りそれぞれの乗算結果の差をめると、５ｉｎ（θ−〇。
ｓｉｎα＝０となるように、電圧制御発振器３３を制御
すれば良いことになる。このような点から、乗算器３５
で、Ｉ ｓｉｎθ。・Ｑｃｏｓ θをめ、乗算器３６で
、Ｑ ｃｏｓ θｏ’１ｓｉｎθをめ、減算器３７によ
りそれぞれの乗算結果の差をめると、５ｉｎ（θ−〇。
）の成分がまることになる。
この信号成分をローパスフィルタ３８を介して演算増幅
器３９の十端子に加え、又この演算増幅器３９の一端子
に同期検波器２３の出力信号を加えるもので、漏れ搬送
波位相に同期すると共に、識別器２８．２９への久方信
号のアイパターンが完全に開くように、即ちｓｉｎα＝
０となるように、電圧制御発振器３３が制御され、最適
位相の搬送波が再生されることになる。
器３９の十端子に加え、又この演算増幅器３９の一端子
に同期検波器２３の出力信号を加えるもので、漏れ搬送
波位相に同期すると共に、識別器２８．２９への久方信
号のアイパターンが完全に開くように、即ちｓｉｎα＝
０となるように、電圧制御発振器３３が制御され、最適
位相の搬送波が再生されることになる。
第６図は、本発明の他の実施例のブロック図であり、第
４図と同一符号は同一部分を示す。同図に於いて、４ｏ
はＤＡ変換器、４１加算器であって、位相制御回路３１
を構成している。同期検波器２３の出力信号には、前述
のように、漏れ搬送波成分とデータ成分とを含むもので
あり、ローパスフィルタ３２で高調波成分を除去したと
しても、ベースバンド信号成分を含む雑音成分が残存し
、電圧制御発振器３３の出力信号の再生搬送波のジッタ
を充分に抑圧することができないものであった。そこで
、識別器２９の出力信号をＤＡ変換器４０によりアナロ
グ信号に変換し、加算器４１により同期検波器２３の出
力信号からＤＡ変換器４０の出力信号を減算して、ベー
スバンド信号成分からなる雑音成分を除去し、加算器４
１の出力信号をローパスフィルタ３２を介して電圧制御
発振器３３の位相制御信号とするものである。このよう
に、位相制御信号は、ベースバンド信号成分による雑音
成分を除去したものとなるので、再生搬送波のジッタを
少なくことができる。
４図と同一符号は同一部分を示す。同図に於いて、４ｏ
はＤＡ変換器、４１加算器であって、位相制御回路３１
を構成している。同期検波器２３の出力信号には、前述
のように、漏れ搬送波成分とデータ成分とを含むもので
あり、ローパスフィルタ３２で高調波成分を除去したと
しても、ベースバンド信号成分を含む雑音成分が残存し
、電圧制御発振器３３の出力信号の再生搬送波のジッタ
を充分に抑圧することができないものであった。そこで
、識別器２９の出力信号をＤＡ変換器４０によりアナロ
グ信号に変換し、加算器４１により同期検波器２３の出
力信号からＤＡ変換器４０の出力信号を減算して、ベー
スバンド信号成分からなる雑音成分を除去し、加算器４
１の出力信号をローパスフィルタ３２を介して電圧制御
発振器３３の位相制御信号とするものである。このよう
に、位相制御信号は、ベースバンド信号成分による雑音
成分を除去したものとなるので、再生搬送波のジッタを
少なくことができる。
発明の詳細
な説明したように、第１の発明は、送信スペクトラムに
漏れ搬送波を含む多値ＱＡＭ信号を送信して、受信側に
於ける搬送波再生に於いて、位相同期回路を構成し、漏
れ搬送波による信号成分を抽出して、再生搬送波の位相
同期を行うものであり、３く値以上の多値ＱＡＭ信号に
対しても、充分な精度で搬送波を再生することができる
ものとなる。即ち、送信側がら搬送波成分を送信するも
のであるから、受信側に於いては、容易に搬送波を再生
することができるものである。又第２の発明は、識別器
２８．２９に入力される多値データのアイパターンを完
全に開くように電圧制御発振器３３を制御することがで
きるので、多値データの識別が容易となる利点がある。
漏れ搬送波を含む多値ＱＡＭ信号を送信して、受信側に
於ける搬送波再生に於いて、位相同期回路を構成し、漏
れ搬送波による信号成分を抽出して、再生搬送波の位相
同期を行うものであり、３く値以上の多値ＱＡＭ信号に
対しても、充分な精度で搬送波を再生することができる
ものとなる。即ち、送信側がら搬送波成分を送信するも
のであるから、受信側に於いては、容易に搬送波を再生
することができるものである。又第２の発明は、識別器
２８．２９に入力される多値データのアイパターンを完
全に開くように電圧制御発振器３３を制御することがで
きるので、多値データの識別が容易となる利点がある。
又第３の発明は、同期検波器２゛３の出力信号に含まれ
るベースバンド信号成分を打ち消した位相制御信号を電
圧制御発振器３３に加えることができるので、再生搬送
波のジッタを抑圧することができる利点がある。
るベースバンド信号成分を打ち消した位相制御信号を電
圧制御発振器３３に加えることができるので、再生搬送
波のジッタを抑圧することができる利点がある。
第１図は送信側のブロック図、第２図は６４値ＱＡＭ信
号の変調点の説明図、第３図は送信スペクトラムの説明
図、第４図、第５図及び第６図は本発明の実施例のブロ
ック図である。 １は直列並列変換器、２は多値変換器、３，４はローパ
スフィルタ、５．６はバイパスフィルタ、７は加算器、
８は直流電源、９．１０は変調器、１１は移相器、１２
はハイブリッド回路、１３は増幅器、１４はバンドパス
フィルタ、２１はハイブリッド回路、２２．２３は同期
検波器、２４、−２５は増幅器、２６．２７はローパス
フィルタ、２８．２９は識別器、３０は並列直列変換器
、３１は位相制御回路、３２はローパスフィルタ、３３
は電圧制御発振器、３４は９０度ハイブリッド回路、３
５．３６は乗算器、３７は減算器、３８はローパスフィ
ルタ、３９は演算増幅器、４０はＤＡ変換器、４１は加
算器である。 特許出願人 富士通株式会社 代理人弁理士 相 谷 昭 司 代理人弁理士 渡 邊 弘 −
号の変調点の説明図、第３図は送信スペクトラムの説明
図、第４図、第５図及び第６図は本発明の実施例のブロ
ック図である。 １は直列並列変換器、２は多値変換器、３，４はローパ
スフィルタ、５．６はバイパスフィルタ、７は加算器、
８は直流電源、９．１０は変調器、１１は移相器、１２
はハイブリッド回路、１３は増幅器、１４はバンドパス
フィルタ、２１はハイブリッド回路、２２．２３は同期
検波器、２４、−２５は増幅器、２６．２７はローパス
フィルタ、２８．２９は識別器、３０は並列直列変換器
、３１は位相制御回路、３２はローパスフィルタ、３３
は電圧制御発振器、３４は９０度ハイブリッド回路、３
５．３６は乗算器、３７は減算器、３８はローパスフィ
ルタ、３９は演算増幅器、４０はＤＡ変換器、４１は加
算器である。 特許出願人 富士通株式会社 代理人弁理士 相 谷 昭 司 代理人弁理士 渡 邊 弘 −
Claims (3)
- （１）送信スペクトラムに漏れ搬送波を含む多値ＱＡＭ
信号を送信し、受信側では該多値。ＡＭ信号に含まれる
漏れ搬送波を抽出して該多値ＱＡＭ信号を同期検波する
為の搬送波を再生する搬送波再生回路に於いて、前記多
値ＱＡＭ信号の同期検波出力信号に含まれる前記漏れ搬
送波による信号成分を位相制御信号として出力する位相
制御回路と、該位相制御回路がらの位相制御信号により
出力信号位相が制御される電圧制御発振器とにより位相
同期回路を構成し、前記電圧制御発振器の出力信号を再
生搬送波とすることを特徴とする搬送波再生回路。 - （２）送信スペクトラムに漏れ搬送波を含む多値。 ＡＭ信号を送信し、受信側では該多値ＱＡＭ信号に含ま
れる漏れ搬送波を抽出して該多値。ＡＭ信号を同期検波
する為の搬送波を再生する搬送波再生回路に於いて、前
記多値ＱＡＭ信号の同期検波出力信号に含まれる前記漏
れ搬送波による信号成分と、前記同期検波出力信号のレ
ベル識別を行う識別器の入出力信号からめた位相誤差成
分とを加える演算増幅器を有する位相制御回路と、該位
相制御回路からの位相制御信号により出力信号位相が制
御される電圧制御発振器とにより位相同期回路を構成し
、前記電圧制御発振器の出力信号を再生搬送波とするこ
とを特徴とする搬送波再生回路。 - （３）送信スペクトラムに漏れ搬送波を含む多値ＱＡＭ
信号を送信し、受信側では該多値ＱＡＭ信号に含まれる
漏れ搬送波を抽出して該多値ＱＡＭ信号を同期検波する
為の搬送波を再生する搬送波再生回路に於いて、前記多
値ＱＡＭ信号の同期検波出力信号に含まれる前記漏れ搬
送波による信号成分と、前記同期検波出力信号のレベル
識別を行う識別器の出力信号をアナログ信号に変換し該
アナログ信号との差をめて位相制御信号を出力する位相
制御回路と、該位相制御回路からの位相制御信号により
出力信号位相が制御される電圧制御発振器とにより位相
同期回路を構成し、前記電圧制御発振器の出力信号を再
生搬送波とすることを特徴とする搬送波再生回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58224441A JPH0714170B2 (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 搬送波再生回路 |
| CA000468236A CA1238370A (en) | 1983-11-30 | 1984-11-20 | Receiver unit in radio communication system |
| US06/674,314 US4633484A (en) | 1983-11-30 | 1984-11-23 | Receiver unit in radio communication system |
| KR1019840007501A KR890002727B1 (ko) | 1983-11-30 | 1984-11-29 | 무선 통신 시스템내의 수신기 유니트 |
| DE8484114523T DE3478556D1 (en) | 1983-11-30 | 1984-11-30 | Receiver unit in radio communication system |
| EP84114523A EP0143469B1 (en) | 1983-11-30 | 1984-11-30 | Receiver unit in radio communication system |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP58224441A JPH0714170B2 (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 搬送波再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60117946A true JPS60117946A (ja) | 1985-06-25 |
| JPH0714170B2 JPH0714170B2 (ja) | 1995-02-15 |
Family
ID=16813816
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58224441A Expired - Lifetime JPH0714170B2 (ja) | 1983-11-30 | 1983-11-30 | 搬送波再生回路 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4633484A (ja) |
| EP (1) | EP0143469B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0714170B2 (ja) |
| KR (1) | KR890002727B1 (ja) |
| CA (1) | CA1238370A (ja) |
| DE (1) | DE3478556D1 (ja) |
Families Citing this family (17)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS62142440A (ja) * | 1985-12-17 | 1987-06-25 | Fujitsu Ltd | 変復調装置 |
| US5040194A (en) * | 1986-07-15 | 1991-08-13 | Hayes Microcomputer Products, Inc. | Method and apparatus for providing for automatic gain control of incoming signals in a modem |
| GB2207582B (en) * | 1987-07-30 | 1991-04-24 | Stc Plc | Phase error correction and carrier recovery |
| FR2644638B1 (ja) * | 1989-03-14 | 1991-05-31 | Labo Electronique Physique | |
| GB2232852B (en) * | 1989-05-31 | 1993-10-27 | Technophone Ltd | Offset correction |
| FR2649845B1 (fr) * | 1989-07-12 | 1994-05-13 | Alcatel Transmission Faisceaux H | Dispositif de reception pour faisceau hertzien numerique |
| GB8918431D0 (en) * | 1989-08-12 | 1989-09-20 | Lucas Ind Plc | Apparatus for aircraft flight |
| US5233634A (en) * | 1989-10-18 | 1993-08-03 | Nokia Mobile Phones Ltd. | Automatic gain control circuit in a radio telephone receiver |
| FR2655788B1 (fr) * | 1989-12-11 | 1995-08-04 | France Etat | Systeme de transmission a modulation d'amplitude a porteuse supprimee, conservant la polarite du signal transmis. |
| DE4041701C1 (ja) * | 1990-12-24 | 1992-06-25 | Ant Nachrichtentechnik Gmbh, 7150 Backnang, De | |
| KR930009458B1 (ko) * | 1991-01-25 | 1993-10-04 | 삼성전자 주식회사 | 차량 추적 장치에 있어서 송신메세지 신호발생방법 및 회로 |
| US5493581A (en) * | 1992-08-14 | 1996-02-20 | Harris Corporation | Digital down converter and method |
| US5786865A (en) * | 1996-06-28 | 1998-07-28 | Zilog, Inc. | Apparatus and method for digital amplitude and phase detection |
| US6433906B1 (en) * | 1999-09-22 | 2002-08-13 | Scientific-Atlanta, Inc. | Digital optical receiver for cable television systems |
| US7801250B2 (en) * | 2006-05-24 | 2010-09-21 | General Dynamics Advanced Information Systems, Inc. | Low latency analog QAM coherent demodulation algorithm |
| US7622987B1 (en) | 2007-01-25 | 2009-11-24 | Pmc-Sierra, Inc. | Pattern-based DC offset correction |
| US10979277B1 (en) * | 2019-12-31 | 2021-04-13 | Texas Instruments Incorporated | Carrier frequency recovery in a receiver |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50135909A (ja) * | 1974-04-08 | 1975-10-28 |
Family Cites Families (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3196352A (en) * | 1962-12-18 | 1965-07-20 | Ibm | Multilevel vestigial sideband suppressed carrier data transmission system |
| US3518680A (en) * | 1967-10-02 | 1970-06-30 | North American Rockwell | Carrier phase lock apparatus using correlation between received quadrature phase components |
| BE766847A (fr) * | 1971-05-07 | 1971-11-08 | Acec | Procede de transmission d'informations avec restitution automatique de l'onde porteuse dans le recepteur, |
| DE2245189C3 (de) * | 1971-09-18 | 1980-09-25 | Fujitsu Ltd., Kawasaki, Kanagawa (Japan) | Vorrichtung zur Übertragung eines restseitenbandträgermodulierten Mehrpegelsignals und eines Synchronisier-Pilotsignals |
| US3818347A (en) * | 1972-10-10 | 1974-06-18 | Intertel Inc | Receiver for amplitude modulated quadrature carrier signals |
| US3849730A (en) * | 1973-06-20 | 1974-11-19 | Bell Telephone Labor Inc | Carrier recovery in vestigial sideband data receivers |
| JPS5224410A (en) * | 1975-08-20 | 1977-02-23 | Fujitsu Ltd | Carrier wave regenerative circuit |
| US4355397A (en) * | 1980-10-15 | 1982-10-19 | Rixon, Inc. | Full duplex communication system for voice grade channels |
| US4358853A (en) * | 1981-01-22 | 1982-11-09 | Codex Corporation | Digital modem transmitter |
| US4470145A (en) * | 1982-07-26 | 1984-09-04 | Hughes Aircraft Company | Single sideband quadricorrelator |
| CA1217233A (en) * | 1982-12-29 | 1987-01-27 | Susumu Sasaki | Qam with dc bias in one channel |
-
1983
- 1983-11-30 JP JP58224441A patent/JPH0714170B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1984
- 1984-11-20 CA CA000468236A patent/CA1238370A/en not_active Expired
- 1984-11-23 US US06/674,314 patent/US4633484A/en not_active Expired - Fee Related
- 1984-11-29 KR KR1019840007501A patent/KR890002727B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1984-11-30 DE DE8484114523T patent/DE3478556D1/de not_active Expired
- 1984-11-30 EP EP84114523A patent/EP0143469B1/en not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS50135909A (ja) * | 1974-04-08 | 1975-10-28 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0143469B1 (en) | 1989-05-31 |
| DE3478556D1 (en) | 1989-07-06 |
| KR850005189A (ko) | 1985-08-21 |
| EP0143469A3 (en) | 1986-07-30 |
| JPH0714170B2 (ja) | 1995-02-15 |
| EP0143469A2 (en) | 1985-06-05 |
| KR890002727B1 (ko) | 1989-07-25 |
| US4633484A (en) | 1986-12-30 |
| CA1238370A (en) | 1988-06-21 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS60117946A (ja) | 搬送波再生回路 | |
| US3984778A (en) | Carrier recovery scheme for a SSB-SC signal | |
| US4521878A (en) | Data transmitting-receiving system | |
| JPS5911226B2 (ja) | 一定振幅の角度変調搬送波を用いるデ−タ通信方式 | |
| EP0113246B1 (en) | Radio communication system | |
| JPH06311507A (ja) | 差動符号化４分位相遷移変調方法及びその装置 | |
| US4186348A (en) | Receiver for data transmitted by means of the interleaved binary phase shift keyed modulation technique | |
| JP3444938B2 (ja) | 準同期検波復調回路 | |
| JP3558811B2 (ja) | 変調器及び変調方法、復調器及び復調方法 | |
| JPH0474905B2 (ja) | ||
| JP2975390B2 (ja) | 多値数可変変復調器 | |
| JP2986399B2 (ja) | 差動直交位相変調による配電線搬送方法 | |
| GB2213663A (en) | Data demodulator carrier phase locking | |
| JP2787607B2 (ja) | Ｐｓｋ復調回路 | |
| JPH06105898B2 (ja) | 干渉補償回路 | |
| JP2545882B2 (ja) | データ再生装置 | |
| JPS60189354A (ja) | 通信方式 | |
| JPS61177054A (ja) | 位相変調信号の受信回路 | |
| JPS61224763A (ja) | ４相ｄｐｓｋ波の復調回路 | |
| JPH10322406A (ja) | クロック再生方式 | |
| JPH11163769A (ja) | 直交振幅変調による配電線搬送方法 | |
| JPH059979B2 (ja) | ||
| JP2002094581A (ja) | 階層化伝送方式による送信装置および受信装置 | |
| JPS61105933A (ja) | サ−ビスチヤンネル信号抽出方式 | |
| JPS6351706A (ja) | 同期検波回路 |