JP2595961B2 - デイジタル変復調システム - Google Patents
デイジタル変復調システムInfo
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/38—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/3818—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers
- H04L27/3827—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation, i.e. using one or more nominally phase synchronous carriers in which the carrier is recovered using only the demodulated baseband signals
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- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
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- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、直交振幅変調方式に基づくディジタル変復
調システムに係り、特に多値数を増加させた大容量伝送
に好適なディジタル変復調システムに関する。
調システムに係り、特に多値数を増加させた大容量伝送
に好適なディジタル変復調システムに関する。
（従来の技術） 近年、搬送波ディジタル伝送方式の発達は目覚しく、
周波数利用効率を増大し高能率な情報伝送を可能にする
ため、直交振幅変復調方式では多値化が図られ、現在で
は256値直交振幅変復調方式の検討をなされている。
周波数利用効率を増大し高能率な情報伝送を可能にする
ため、直交振幅変復調方式では多値化が図られ、現在で
は256値直交振幅変復調方式の検討をなされている。
直交振幅変復調方式に基づくディジタル変復調システ
ムとしては、従来、例えば第５図に示すものが知られて
いる。このディジタル変復調システムは、変調装置（第
５図（ａ））と復調装置（第５図（ｂ））とからなる。
ムとしては、従来、例えば第５図に示すものが知られて
いる。このディジタル変復調システムは、変調装置（第
５図（ａ））と復調装置（第５図（ｂ））とからなる。
第５図（ａ）において、変調装置は、D/A変換器1,同
２と、ローパスフィルタ3,同４と、乗算器5,同６と、搬
送波発振器７と位相推移器28とで基本的に構成される。
２と、ローパスフィルタ3,同４と、乗算器5,同６と、搬
送波発振器７と位相推移器28とで基本的に構成される。
データ信号X1,同Y1は、２列のＮ値ディジタル信号で
あり、例えばデータ信号X1は、Ｐチャネルの信号とし、
またデータ信号Y1は直交関係にあるＱチャネルの信号と
するこれらのデータ信号X1,同Y1は、それぞれD/A変換器
1,同２にてアナログ信号a1,同a2へ変換される。
あり、例えばデータ信号X1は、Ｐチャネルの信号とし、
またデータ信号Y1は直交関係にあるＱチャネルの信号と
するこれらのデータ信号X1,同Y1は、それぞれD/A変換器
1,同２にてアナログ信号a1,同a2へ変換される。
これらのアナログ信号a1,同a2はそれぞれローパスフ
ィルタ3,同４にて帯域制限処理を受けて所要のベースバ
ンド信号b1,同b2となり、これらベースバンド信号b1,同
b2はそれぞれ乗算器5,同６の一方の入力となる。
ィルタ3,同４にて帯域制限処理を受けて所要のベースバ
ンド信号b1,同b2となり、これらベースバンド信号b1,同
b2はそれぞれ乗算器5,同６の一方の入力となる。
搬送波発振器７は所要周波数の搬送波c1を発生し、そ
れを乗算器５の他方の入力と位相推移器28とへ出力す
る。位相推移器28は搬送波c1について位相推移量π/2ラ
ジアンなる位相推移処理を施して搬送波c1とπ/2ラジア
ンなる位相差がある搬送波c2を形成し、それを乗算器６
の他方の入力へ出力する。即ち、位相推移器28は、相互
にπ/2ラジアンなる位相差がある２系統の搬送波c1,同c
2を形成したのである。
れを乗算器５の他方の入力と位相推移器28とへ出力す
る。位相推移器28は搬送波c1について位相推移量π/2ラ
ジアンなる位相推移処理を施して搬送波c1とπ/2ラジア
ンなる位相差がある搬送波c2を形成し、それを乗算器６
の他方の入力へ出力する。即ち、位相推移器28は、相互
にπ/2ラジアンなる位相差がある２系統の搬送波c1,同c
2を形成したのである。
乗算器５ではベースバンド信号b1によって搬送c1を振
幅変調し、また乗算器６ではベースバンド信号b2によっ
て搬送波c2を振幅変調する。その結果、乗算器5,同６の
各出力を合成した被変調信号ｍにおける信号配置は第６
図に示す如くになる。第６図は説明の単純化を図って４
相振幅位相偏移変調の場合の信号配置を示し、互いに直
交するＰ軸、Ｑ軸からなる直交座標の各象限の所定位置
a5,同b5,同c5,同d5が信号点位置であることを示してい
る。
幅変調し、また乗算器６ではベースバンド信号b2によっ
て搬送波c2を振幅変調する。その結果、乗算器5,同６の
各出力を合成した被変調信号ｍにおける信号配置は第６
図に示す如くになる。第６図は説明の単純化を図って４
相振幅位相偏移変調の場合の信号配置を示し、互いに直
交するＰ軸、Ｑ軸からなる直交座標の各象限の所定位置
a5,同b5,同c5,同d5が信号点位置であることを示してい
る。
次に、第５図（ｂ）において、復調装置は、検波器9,
同10と、識別器11,同12と、搬送波再生回路14と、位相
推移器33とで基本的に構成される。
同10と、識別器11,同12と、搬送波再生回路14と、位相
推移器33とで基本的に構成される。
受信入力された被変調信号ｍは、検波器９と同10の一
方の入力へ並列的に入力している。また、搬送波再生回
路14は識別器11,同12からの誤差信号に基づき搬送波を
再生し、その再生搬送波e1を検波器９の他方の入力と位
相推移器33とへ出力する、位相推移器33は再生搬送波e1
について位相推移量π/2ラジアンなる位相推移処理を施
して再生搬送波e1とπ/2ラジアンなる位相差がある搬送
波e2を形成し、それを検波器10の他方の入力へ出力す
る。即ち位相推移器33は、相互にπ/2ラジアンなる位相
差がある２系統の再生搬送波e1,同e2を形成したのであ
る。
方の入力へ並列的に入力している。また、搬送波再生回
路14は識別器11,同12からの誤差信号に基づき搬送波を
再生し、その再生搬送波e1を検波器９の他方の入力と位
相推移器33とへ出力する、位相推移器33は再生搬送波e1
について位相推移量π/2ラジアンなる位相推移処理を施
して再生搬送波e1とπ/2ラジアンなる位相差がある搬送
波e2を形成し、それを検波器10の他方の入力へ出力す
る。即ち位相推移器33は、相互にπ/2ラジアンなる位相
差がある２系統の再生搬送波e1,同e2を形成したのであ
る。
検波器９は被変調信号ｍを再生搬送波e1に基づき同期
検波して得たベースバンド信号d1を識別器11へ出力す
る。また検波器10は被変調信号ｍを再生搬送波e2に基づ
き同期検波して得たベースバンド信号d2を識別器12へ出
力する。
検波して得たベースバンド信号d1を識別器11へ出力す
る。また検波器10は被変調信号ｍを再生搬送波e2に基づ
き同期検波して得たベースバンド信号d2を識別器12へ出
力する。
第６図において、４相直交振幅変調の場合の信号点位
置a5,同b5,同c5,同d5のＰ軸の投影点はa6,b6となり、Ｑ
軸への投影点はc6,d6となるが、この点が復調のアイパ
ターンのサンプリング位置即ち、識別レベルとなるの
で、識別器11,同12ではこのアイパターンを識別し、Ｐ
チャネルのデータ信号X2とＱチャネルのデータ信号Y2を
それぞれ復調出力するとともに、搬送波再生回路14へ前
記誤差信号を送出するのである。
置a5,同b5,同c5,同d5のＰ軸の投影点はa6,b6となり、Ｑ
軸への投影点はc6,d6となるが、この点が復調のアイパ
ターンのサンプリング位置即ち、識別レベルとなるの
で、識別器11,同12ではこのアイパターンを識別し、Ｐ
チャネルのデータ信号X2とＱチャネルのデータ信号Y2を
それぞれ復調出力するとともに、搬送波再生回路14へ前
記誤差信号を送出するのである。
（発明が解決しようとする問題点） ところで、ディジタル変復調システムにあっては、復
調装置において入力した被変調信号を同期検波によって
復調する場合、復調されたディジタル符号が被変調信号
のどの変調位相を表わしているか一義的には決らない。
即ち、引き込み位相の不確定の問題があり、変調装置と
復調装置との間でのＰチャネルとＱチャネルの組み合わ
せが第７図の（ａ）の実線矢印に示す送信側位相に対し
て、第７図の（ｂ）の実線矢印に示す４通りの受信位相
が同期引き込み位相として生起することは周知の通りで
ある。そして、伝送系における線形歪がＰチャネルとＱ
チャネルに与える影響の度合はそれぞれ異なるのが通例
であるから、引き込み位相の不確定性は復調波形を最適
波形から種々の波形へ変化させることとなり、復調ディ
ジタル符号のビット誤り率特性が一定せず大きく変動す
るビット誤り率のバラツキ現象が生じ、ディジタル無線
通信回線の正常な運用維持に支障を来す。
調装置において入力した被変調信号を同期検波によって
復調する場合、復調されたディジタル符号が被変調信号
のどの変調位相を表わしているか一義的には決らない。
即ち、引き込み位相の不確定の問題があり、変調装置と
復調装置との間でのＰチャネルとＱチャネルの組み合わ
せが第７図の（ａ）の実線矢印に示す送信側位相に対し
て、第７図の（ｂ）の実線矢印に示す４通りの受信位相
が同期引き込み位相として生起することは周知の通りで
ある。そして、伝送系における線形歪がＰチャネルとＱ
チャネルに与える影響の度合はそれぞれ異なるのが通例
であるから、引き込み位相の不確定性は復調波形を最適
波形から種々の波形へ変化させることとなり、復調ディ
ジタル符号のビット誤り率特性が一定せず大きく変動す
るビット誤り率のバラツキ現象が生じ、ディジタル無線
通信回線の正常な運用維持に支障を来す。
尚、第７図は、送信側におけるＰチャネル信号とＱチ
ャネル信号の位相が互いに の位相差を有し、且つ受信側におけるP,Q2つのチャネル
信号の位相回転が座標系上でπ/2ずつ左回転したものが
生起する場合を例としている。
ャネル信号の位相が互いに の位相差を有し、且つ受信側におけるP,Q2つのチャネル
信号の位相回転が座標系上でπ/2ずつ左回転したものが
生起する場合を例としている。
通常の直交振幅変調（QAM）の場合は、互いにπ/2の
位相差を有する送信側の送出したＰチャネル信号とＱチ
ャネル信号とが受信される場合、受信側では座標系上
を、左廻りもしくは右廻りにπ/2ずつ位相回転する状態
がランダムに生起し、第７図の場合は（ｂ−１）が送信
側と同相の状態、（ｂ−２）は（ｂ−１）が左廻りにπ
/2位相回転した状態、（ｂ−３）は（ｂ−２）よりもさ
らにπ/2左廻りに位相回転した状態、（ｂ−４）は（ｂ
−３）よりもさらにπ/2左廻りに位相回転した状態で、
（ｂ−４）のπ/2移送状態が次に位相回転すると（ｂ−
１）となる。（ｂ−１）が送信側と同相、（ｂ−２）が
送信側とは逆相、（ｂ−３）が（ｂ−１）を反転した送
信側と同相反転位相、（ｂ−４）が（ｂ−２）を反転し
た逆相反転位相で、受信側ではこれら（ｂ−１）〜（ｂ
−４）の４つの位相状態（左廻り位相回転の場合）のい
ずれかがランダムに生起する。
位相差を有する送信側の送出したＰチャネル信号とＱチ
ャネル信号とが受信される場合、受信側では座標系上
を、左廻りもしくは右廻りにπ/2ずつ位相回転する状態
がランダムに生起し、第７図の場合は（ｂ−１）が送信
側と同相の状態、（ｂ−２）は（ｂ−１）が左廻りにπ
/2位相回転した状態、（ｂ−３）は（ｂ−２）よりもさ
らにπ/2左廻りに位相回転した状態、（ｂ−４）は（ｂ
−３）よりもさらにπ/2左廻りに位相回転した状態で、
（ｂ−４）のπ/2移送状態が次に位相回転すると（ｂ−
１）となる。（ｂ−１）が送信側と同相、（ｂ−２）が
送信側とは逆相、（ｂ−３）が（ｂ−１）を反転した送
信側と同相反転位相、（ｂ−４）が（ｂ−２）を反転し
た逆相反転位相で、受信側ではこれら（ｂ−１）〜（ｂ
−４）の４つの位相状態（左廻り位相回転の場合）のい
ずれかがランダムに生起する。
この問題に対し、従来は、多値数が16値程度と低いの
でベースバンド伝送系の回路調整または等化器の使用等
によって前記異常復調の影響を最小限にとどめ、ビット
誤り率特性が一定となるようにしている。しかし、伝送
容量を増大させるために多値数を増加させ、その多値数
が64値以上となる場合には、伝送系における線系歪の影
響が微妙なものとなり、ベースバンド伝送系の回路調整
または等化器の使用等による対策では前記異常復調に対
する解決策とはなり得ないという問題点がある。
でベースバンド伝送系の回路調整または等化器の使用等
によって前記異常復調の影響を最小限にとどめ、ビット
誤り率特性が一定となるようにしている。しかし、伝送
容量を増大させるために多値数を増加させ、その多値数
が64値以上となる場合には、伝送系における線系歪の影
響が微妙なものとなり、ベースバンド伝送系の回路調整
または等化器の使用等による対策では前記異常復調に対
する解決策とはなり得ないという問題点がある。
本発明は、このような問題点に鑑みなされたもので、
その目的は、多値数を大きくし伝送容量を増大させた場
合にビット誤り特性の一定化を可能としてビット誤り率
のバラツキを圧縮するディジタル変復調システムを提供
することにある。
その目的は、多値数を大きくし伝送容量を増大させた場
合にビット誤り特性の一定化を可能としてビット誤り率
のバラツキを圧縮するディジタル変復調システムを提供
することにある。
（問題点を解決するための手段） 前記目的を達成するために、本発明のディジタル変復
調システムは次の如き構成を有する。
調システムは次の如き構成を有する。
即ち、本発明のディジタル変復調システムは、 相互に の位相差がある２系統の搬送波を形成するための位相推
移処理を施す位相推移器を備え、直交振幅変調によって
前記２系統の搬送波を２系列のベースバンド信号により
変調しＮ（Ｎ＝8,16,32……４×2n、ｎ＝1,2,3……）値
の直交振幅変調信号としての被変調信号を送出する変調
装置と；前記被変調信号を入力して相互に もしくは の位相差がある前記２系統の搬送波を再生するための位
相推移処理を施す位相推移器を備え、受信入力した前記
被変調信号から前記ベースバンド信号の復調信号を得る
復調装置と；からなるディジタル変復調システムであっ
て； 前記変調装置と前記復調装置のそれぞれの備える位相推
移器の位相推移量としての ラジアンもしくは ラジアのπ/2からのずれ量Δθを、前記変調装置におけ
る被変調信号を表現する信号点が前記復調装置において
送信側位相に対してπ/2ラジアン移送した逆相もしくは
この逆相をπラジアン移送した逆相反転位相の何れかに
引き込んだ場合に隣接信号との識別レベルを越えるよう
に設定して、前記復調装置において生起する直交２成分
の４つの同期引き込み位相のうち送信側と同相とこの同
相をπラジアン移送した同相反転位相の何れかの同期引
き込み位相による同期引き込みのみを可能として送信側
と逆相もしくは逆相反転位相での同期引き込み位相によ
る同期引き込みを排除して復調時のビット誤り率のバラ
ツキを圧縮することを特徴とするものである。
移処理を施す位相推移器を備え、直交振幅変調によって
前記２系統の搬送波を２系列のベースバンド信号により
変調しＮ（Ｎ＝8,16,32……４×2n、ｎ＝1,2,3……）値
の直交振幅変調信号としての被変調信号を送出する変調
装置と；前記被変調信号を入力して相互に もしくは の位相差がある前記２系統の搬送波を再生するための位
相推移処理を施す位相推移器を備え、受信入力した前記
被変調信号から前記ベースバンド信号の復調信号を得る
復調装置と；からなるディジタル変復調システムであっ
て； 前記変調装置と前記復調装置のそれぞれの備える位相推
移器の位相推移量としての ラジアンもしくは ラジアのπ/2からのずれ量Δθを、前記変調装置におけ
る被変調信号を表現する信号点が前記復調装置において
送信側位相に対してπ/2ラジアン移送した逆相もしくは
この逆相をπラジアン移送した逆相反転位相の何れかに
引き込んだ場合に隣接信号との識別レベルを越えるよう
に設定して、前記復調装置において生起する直交２成分
の４つの同期引き込み位相のうち送信側と同相とこの同
相をπラジアン移送した同相反転位相の何れかの同期引
き込み位相による同期引き込みのみを可能として送信側
と逆相もしくは逆相反転位相での同期引き込み位相によ
る同期引き込みを排除して復調時のビット誤り率のバラ
ツキを圧縮することを特徴とするものである。
（作 用） 次に、前記の如く構成される本発明のディジタル変復
調システムの作用を説明する。
調システムの作用を説明する。
本発明では、変調装置および復調装置に備える位相推
移器の位相推移量はそれぞれ ラジアンまたは ラジアンである。
移器の位相推移量はそれぞれ ラジアンまたは ラジアンである。
従って、変調装置では、相互に ラジアンまたは ラジアンの位相差がある搬送波を２列の多値（8,16,32,
……４×2n）ベースバンド信号によって直交振幅変調し
て被変調信号を得る。一方、復調装置では、受信入力し
た被変調信号を相互に ラジアンまたは ラジアンの位相差がある再生搬送波でもって同期検波す
るとともに、それを多値識別し、前記ベースバンド信号
を得ることになる。
……４×2n）ベースバンド信号によって直交振幅変調し
て被変調信号を得る。一方、復調装置では、受信入力し
た被変調信号を相互に ラジアンまたは ラジアンの位相差がある再生搬送波でもって同期検波す
るとともに、それを多値識別し、前記ベースバンド信号
を得ることになる。
第７図は、 とした場合であり、（ｂ−１）、（ｂ−３）の１組は送
信側と同相として処理する２つの同組の引き込み位相を
示し、（ｂ−２）、（ｂ−４）の１組は送信側と逆相と
して処理する２つの逆相の引き込み位相を示し、これら
各引き込み位相はいずれもランダムに生起する。
信側と同相として処理する２つの同組の引き込み位相を
示し、（ｂ−２）、（ｂ−４）の１組は送信側と逆相と
して処理する２つの逆相の引き込み位相を示し、これら
各引き込み位相はいずれもランダムに生起する。
ここで、復調装置においては、引き込み位相が変調装
置側と異なる逆相の場合には送信側位相とのずれが大き
くビット誤り率が増大するので、これに対してはΔθの
値を後述する如く適宜設定し、これにより第７図の
（ｂ）における（ｂ−２）、（ｂ−４）の同期引き込み
は排除せしめ、（ｂ−１）、（ｂ−３）の１組の同期引
き込みのみを生起せしめてビット誤り率のバラツキの圧
縮を確保している。
置側と異なる逆相の場合には送信側位相とのずれが大き
くビット誤り率が増大するので、これに対してはΔθの
値を後述する如く適宜設定し、これにより第７図の
（ｂ）における（ｂ−２）、（ｂ−４）の同期引き込み
は排除せしめ、（ｂ−１）、（ｂ−３）の１組の同期引
き込みのみを生起せしめてビット誤り率のバラツキの圧
縮を確保している。
その結果、１組の定まった送信側と同位相での引き込
みが行われ、ビット誤り率特性が一定した復調動作が行
われる。なお、ずれ量「＋Δθラジアン」または同「−
Δθラジアン」は隣接する信号点の識別レベルを越える
程度、即ち、信号点のＰ軸に対する投影点の中間点のし
きい値以上の値として受信側の同期引き込み位相が逆相
な場合の搬送波同期引き込みを排除する必要があるの
で、多値数が小さい場合にはΔθラジアンが大きな値と
なり、逆に多値数が大きくなる程Δθラジアンの値は小
さくなる。従って、本発明のディジタル変復調システム
は多値数が大きい大容量伝送のシステムに好適であると
言える。
みが行われ、ビット誤り率特性が一定した復調動作が行
われる。なお、ずれ量「＋Δθラジアン」または同「−
Δθラジアン」は隣接する信号点の識別レベルを越える
程度、即ち、信号点のＰ軸に対する投影点の中間点のし
きい値以上の値として受信側の同期引き込み位相が逆相
な場合の搬送波同期引き込みを排除する必要があるの
で、多値数が小さい場合にはΔθラジアンが大きな値と
なり、逆に多値数が大きくなる程Δθラジアンの値は小
さくなる。従って、本発明のディジタル変復調システム
は多値数が大きい大容量伝送のシステムに好適であると
言える。
このように、本発明のディジタル変復調システムによ
れば、変調装置および復調装置のそれぞれにおいて２系
統の搬送波の位相差をπ/2ラジアンから適宜角度Δθラ
ジアンずらすようにしたので、復調装置における引き込
み位相を送信側と同相の１組に限定させることができ、
ビット誤り率特性の一定化が可能となる。また、角度Δ
θラジアンの値は多値数が大きくなる程小さい値で済む
から、大容量伝送に好適なディジタル変復調システムを
提供できる効果がある。
れば、変調装置および復調装置のそれぞれにおいて２系
統の搬送波の位相差をπ/2ラジアンから適宜角度Δθラ
ジアンずらすようにしたので、復調装置における引き込
み位相を送信側と同相の１組に限定させることができ、
ビット誤り率特性の一定化が可能となる。また、角度Δ
θラジアンの値は多値数が大きくなる程小さい値で済む
から、大容量伝送に好適なディジタル変復調システムを
提供できる効果がある。
（実 施 例） 以下、本発明の実施例を図面を参照して説明する。
第１図は本発明の一実施例に係るディジタル変復調シ
ステムを示す。なお、第５図と同一構成部分には同一符
号を付し、その説明を省略する。
ステムを示す。なお、第５図と同一構成部分には同一符
号を付し、その説明を省略する。
本実施例に係るディジタル変復調システムでは、変調
装置（第１図（ａ））における位相推移器８および復調
装置（第１図（ｂ））における位相推移器13は、それぞ
れ ラジアンの位相推移量を有するものである。即ち、位相
推移器８は相互に ラジアンの位相差がある搬送波c1および同c2を形成し、
また位相推移器13は相互に ラジアンの位相差がある再生搬送波e1および同e2を形成
している。
装置（第１図（ａ））における位相推移器８および復調
装置（第１図（ｂ））における位相推移器13は、それぞ
れ ラジアンの位相推移量を有するものである。即ち、位相
推移器８は相互に ラジアンの位相差がある搬送波c1および同c2を形成し、
また位相推移器13は相互に ラジアンの位相差がある再生搬送波e1および同e2を形成
している。
その結果、変調装置が出力する被変調信号ｎにおける
信号配置は第２図に示す如くになる（第２図は４相直交
振幅変調の場合を示す）。第６図との比較において明ら
かなように、Ｐ軸とＱ軸は直交状態からΔθラジアン宛
ずれたものとなる。なお、信号点位置e5,同h5,同g5およ
び同f5の識別レベルはＰ軸およびＱ軸に対する垂線の交
点で示されるから、それら交点を結んだ４角形の形状は
第６図と異なっている。
信号配置は第２図に示す如くになる（第２図は４相直交
振幅変調の場合を示す）。第６図との比較において明ら
かなように、Ｐ軸とＱ軸は直交状態からΔθラジアン宛
ずれたものとなる。なお、信号点位置e5,同h5,同g5およ
び同f5の識別レベルはＰ軸およびＱ軸に対する垂線の交
点で示されるから、それら交点を結んだ４角形の形状は
第６図と異なっている。
次に、第３図は復調時の信号配置図を示す。
復調装置においては、復調時の引き込み位相が変調装
置側と同相の場合における信号配置は第３図（ａ）に示
す如く第２図と同様なものとなるから、信号点e5と同
f5,信号点h5と同g5からＱ軸へそれぞれ下ろした垂線と
Ｑ軸との交点はそれぞれ一致しj1,j2となり、Ｐ軸にお
いても同様にi1,i2となる。即ち、正しい復調信号が得
られる。
置側と同相の場合における信号配置は第３図（ａ）に示
す如く第２図と同様なものとなるから、信号点e5と同
f5,信号点h5と同g5からＱ軸へそれぞれ下ろした垂線と
Ｑ軸との交点はそれぞれ一致しj1,j2となり、Ｐ軸にお
いても同様にi1,i2となる。即ち、正しい復調信号が得
られる。
一方、復調時の引き込み位相が変調装置側と異なり、
Ｐチャネルの信号がＱチャネルの信号として引き込まれ
る場合における信号配置は第３図（ｂ）に示す如くにな
る。この場合には、Ｐ軸へ信号点e5から下ろした垂線の
交点はk2となり、信号点f5から下ろした垂線の交点はk1
となり、両者は一致しないことになる。他の信号点につ
いても同様である。要するに、Ｐ軸上の識別レベルはk1
〜k4,Q軸上の識別レベルはl1〜l4とどちらも４値とな
り、さらにΔθを同一象限内の隣接する信号点を識別す
るしきい値を越えるように設定することによって同期引
き込みが得られず、正しい復調信号からはずれた復調信
号となる。即ち、ビット誤りが大きくなる同期引き込み
を排除してビット誤り率のバラツキ抑圧が確保できる。
従って、Δθを前述したしきい値を越えない状態で設定
し、４つの同期引き込み位相のすべてで同期引き込みを
可能とすれば、逆にビット誤り率のバラツキを増大させ
ることとなる。
Ｐチャネルの信号がＱチャネルの信号として引き込まれ
る場合における信号配置は第３図（ｂ）に示す如くにな
る。この場合には、Ｐ軸へ信号点e5から下ろした垂線の
交点はk2となり、信号点f5から下ろした垂線の交点はk1
となり、両者は一致しないことになる。他の信号点につ
いても同様である。要するに、Ｐ軸上の識別レベルはk1
〜k4,Q軸上の識別レベルはl1〜l4とどちらも４値とな
り、さらにΔθを同一象限内の隣接する信号点を識別す
るしきい値を越えるように設定することによって同期引
き込みが得られず、正しい復調信号からはずれた復調信
号となる。即ち、ビット誤りが大きくなる同期引き込み
を排除してビット誤り率のバラツキ抑圧が確保できる。
従って、Δθを前述したしきい値を越えない状態で設定
し、４つの同期引き込み位相のすべてで同期引き込みを
可能とすれば、逆にビット誤り率のバラツキを増大させ
ることとなる。
以上の説明から明らかなように、本発明の趣旨は、送
信側と同相の１組の引き込み位相以外の引き込み位相で
は同期引き込みが行われないようにし、これにより引き
込み可能状態を圧縮して復調時のビット誤り率のバラツ
キを抑圧することである。
信側と同相の１組の引き込み位相以外の引き込み位相で
は同期引き込みが行われないようにし、これにより引き
込み可能状態を圧縮して復調時のビット誤り率のバラツ
キを抑圧することである。
第３図（ｂ）の場合に、この引き込み位相で同期引き
込みを行わないようにするためには、Δθのとるべき値
は、隣接する信号点の識別しきい値を越える程度にする
必要がある。
込みを行わないようにするためには、Δθのとるべき値
は、隣接する信号点の識別しきい値を越える程度にする
必要がある。
第８図に、16相QAMの場合の引き込み位相が送信側と
同相の場合のしきい値（ａ）と、引き込み位相が送信側
と異なる逆相の場合のしきい値（ｂ）とを第2,3象限の
みを対象として示す。第８図の（ａ）の場合は、しきい
値i4はi2とi3の中間点として、また第８図の（ｂ）の場
合は、しきい値i4′はｒとｓの中間点として設定され、
k3がしきい値i4′をオーバーして同期引き込みは確保で
きなくなる。
同相の場合のしきい値（ａ）と、引き込み位相が送信側
と異なる逆相の場合のしきい値（ｂ）とを第2,3象限の
みを対象として示す。第８図の（ａ）の場合は、しきい
値i4はi2とi3の中間点として、また第８図の（ｂ）の場
合は、しきい値i4′はｒとｓの中間点として設定され、
k3がしきい値i4′をオーバーして同期引き込みは確保で
きなくなる。
４値程度の多値数ではΔθは相当大きなものとなるこ
とを示す。逆に言えば、多値数が大きくなれば、Δθの
値は小さくても済むのであり、例えば256値の場合には ラジアン（３゜）と僅かなずれ角となる。
とを示す。逆に言えば、多値数が大きくなれば、Δθの
値は小さくても済むのであり、例えば256値の場合には ラジアン（３゜）と僅かなずれ角となる。
次いで、第４図はずれ角Δθと送信電力（平均値）と
の関係を示す。第４図において、Ｂ軸は従来のＱ軸、c6
は従来のＱ軸上における識別レベルである。e6はΔθラ
ジアン宛Ｂ軸から傾けた本発明のＱ軸へ信号点位置e5,
同f5を投影した本発明における識別レベルである。即ち
本発明では、識別レベルc6と同e6の差値Ａ宛送信電力の
損失があることになる。これが本発明の適用範囲を規定
する要素となる。例えば、多数値が256値の場合には ラジアン（３゜）となり、差値Ａに相当する送信電力の
損失分は0.45dBと僅かである。ところが、多値数が16値
の場合には ラジアン（15゜）となり損失分は2.39dBとかなり大き
く、効率が悪くなる。よって、本発明は、64値以上の直
交振幅変復調方式のシステムに好適であると言える。
の関係を示す。第４図において、Ｂ軸は従来のＱ軸、c6
は従来のＱ軸上における識別レベルである。e6はΔθラ
ジアン宛Ｂ軸から傾けた本発明のＱ軸へ信号点位置e5,
同f5を投影した本発明における識別レベルである。即ち
本発明では、識別レベルc6と同e6の差値Ａ宛送信電力の
損失があることになる。これが本発明の適用範囲を規定
する要素となる。例えば、多数値が256値の場合には ラジアン（３゜）となり、差値Ａに相当する送信電力の
損失分は0.45dBと僅かである。ところが、多値数が16値
の場合には ラジアン（15゜）となり損失分は2.39dBとかなり大き
く、効率が悪くなる。よって、本発明は、64値以上の直
交振幅変復調方式のシステムに好適であると言える。
（発明の効果） 以上詳述したように、本発明のディジタル変復調シス
テムによれば、変調装置および復調装置のそれぞれにお
いて２系統の搬送波の位相差をπ/2ラジアンから復調時
における信号点が、隣接信号点を識別するしきい値を越
える程度とするΔθラジアンずらすようにしたので、復
調装置における引き込み位相を送信側と同相の１組に限
定させることができ、ビット誤り率特性の一定化が可能
となり、ビット誤り率のバラツキを大幅に抑圧すること
ができる。また、角度Δθラジアンの値は多値数が大き
くなる程小さい値で済むから、大容量伝送に好適なディ
ジタル変復調システムを提供できる効果がある。
テムによれば、変調装置および復調装置のそれぞれにお
いて２系統の搬送波の位相差をπ/2ラジアンから復調時
における信号点が、隣接信号点を識別するしきい値を越
える程度とするΔθラジアンずらすようにしたので、復
調装置における引き込み位相を送信側と同相の１組に限
定させることができ、ビット誤り率特性の一定化が可能
となり、ビット誤り率のバラツキを大幅に抑圧すること
ができる。また、角度Δθラジアンの値は多値数が大き
くなる程小さい値で済むから、大容量伝送に好適なディ
ジタル変復調システムを提供できる効果がある。
第１図は本発明の一実施例に係るディジタル変復調シス
テムの構成ブロック図、第２図は変調装置出力の信号配
置図、第３図は復調時の信号配置図、第４図はずれ角Δ
θと送信電力の関係説明図、第５図は従来のディジタル
変復調システムの構成ブロック図、第６図は従来例の信
号配置図、第７図は直交振幅変復調における送信側位相
と、受信側同期引き込み位相の説明図、第８図は16相QA
Mで運用する場合の本実施例の同期引き込みの説明図で
ある。 1,2……D/A変換器、3,4……ローパスフィルタ、5,6……
乗算器、７……搬送波発振器、８……位相推移器、9,10
……検波器、11,12……識別器、13……位相推移器、14
……搬送波再生回路、28,33……位相推移器。
テムの構成ブロック図、第２図は変調装置出力の信号配
置図、第３図は復調時の信号配置図、第４図はずれ角Δ
θと送信電力の関係説明図、第５図は従来のディジタル
変復調システムの構成ブロック図、第６図は従来例の信
号配置図、第７図は直交振幅変復調における送信側位相
と、受信側同期引き込み位相の説明図、第８図は16相QA
Mで運用する場合の本実施例の同期引き込みの説明図で
ある。 1,2……D/A変換器、3,4……ローパスフィルタ、5,6……
乗算器、７……搬送波発振器、８……位相推移器、9,10
……検波器、11,12……識別器、13……位相推移器、14
……搬送波再生回路、28,33……位相推移器。
Claims (1)
- 【請求項１】相互に の位相差がある２系統の搬送波を形成するための位相推
移処理を施す位相推移器を備え、直交振幅変調によって
前記２系統の搬送波を２系列のベースバンド信号により
変調しＮ（Ｎ＝8,16,32……４×2n、ｎ＝1,2,3……）値
の直交振幅変調信号としての被変調信号を送出する変調
装置と；前記被変調信号を入力して相互に もしくは の位相差がある前記２系統の搬送波を再生するための位
相推移処理を施す位相推移器を備え、受信入力した前記
被変調信号から前記ベースバンド信号の復調信号を得る
復調装置と；からなるディジタル変復調システムであっ
て； 前記変調装置と前記復調装置のそれぞれの備える位相推
移器の位相推移量としての ラジアンもしくは ラジアのπ/2からのずれ量Δθを、前記変調装置におけ
る被変調信号を表現する信号点が前記復調装置において
送信側位相に対してπ/2ラジアン移送した逆相もしくは
この逆相をπラジアン移送した逆相反転位相の何れかに
引き込んだ場合に隣接信号との識別レベルを越えるよう
に設定して、前記復調装置において生起する直交２成分
の４つの同期引き込み位相のうち送信側と同相とこの同
相をπラジアン移送した同相反転位相の何れかの同期引
き込み位相による同期引き込みのみを可能として送信側
と逆相もしくは逆相反転位相での同期引き込み位相によ
る同期引き込みを排除して復調時のビット誤り率のバラ
ツキを圧縮することを特徴とするディジタル変復調シス
テム。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62082752A JP2595961B2 (ja) | 1987-04-03 | 1987-04-03 | デイジタル変復調システム |
| US07/177,281 US4881049A (en) | 1987-04-03 | 1988-04-04 | QAM modulator/demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62082752A JP2595961B2 (ja) | 1987-04-03 | 1987-04-03 | デイジタル変復調システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63248257A JPS63248257A (ja) | 1988-10-14 |
| JP2595961B2 true JP2595961B2 (ja) | 1997-04-02 |
Family
ID=13783166
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62082752A Expired - Lifetime JP2595961B2 (ja) | 1987-04-03 | 1987-04-03 | デイジタル変復調システム |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4881049A (ja) |
| JP (1) | JP2595961B2 (ja) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4968956A (en) * | 1989-12-04 | 1990-11-06 | Trw Inc. | Microwave phase modulator having a quadrature path with phase offset |
| JPH03249847A (ja) * | 1990-02-27 | 1991-11-07 | Nec Corp | 変復調装置 |
| JP2969837B2 (ja) * | 1990-07-10 | 1999-11-02 | ヤマハ株式会社 | π／４シフトＱＰＳＫ変調信号の判定回路 |
| JP2968350B2 (ja) * | 1991-01-11 | 1999-10-25 | 三菱電機株式会社 | 直交変調回路 |
| JP2887987B2 (ja) * | 1991-10-23 | 1999-05-10 | 日本電気株式会社 | ディジタル変調回路 |
| JP2727829B2 (ja) * | 1991-10-30 | 1998-03-18 | 日本電気株式会社 | 直交変調回路 |
| US20080107222A1 (en) * | 2006-11-06 | 2008-05-08 | L3 Communications Integrated Systems, L.P. | System and method for signal phase correction |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5980048A (ja) * | 1982-10-30 | 1984-05-09 | Nec Corp | 自動位相調整回路 |
| FR2539261B1 (fr) * | 1983-01-07 | 1989-07-13 | Telecommunications Sa | Emetteur pour faisceaux hertziens numeriques a multi-etats |
| CA1232022A (en) * | 1983-11-30 | 1988-01-26 | Eisuke Fukuda | Radio communication system |
-
1987
- 1987-04-03 JP JP62082752A patent/JP2595961B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1988
- 1988-04-04 US US07/177,281 patent/US4881049A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63248257A (ja) | 1988-10-14 |
| US4881049A (en) | 1989-11-14 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term | ||
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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