JP3269838B2 - 周波数弁別方式 - Google Patents
周波数弁別方式Info
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- JP3269838B2 JP3269838B2 JP04883392A JP4883392A JP3269838B2 JP 3269838 B2 JP3269838 B2 JP 3269838B2 JP 04883392 A JP04883392 A JP 04883392A JP 4883392 A JP4883392 A JP 4883392A JP 3269838 B2 JP3269838 B2 JP 3269838B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は周波数弁別方式に関し、
更に詳しくは多値ＱＡＭ等の位相振幅変調波信号に基づ
く周波数弁別方式に関する。移動体通信等では、厳しい
環境下で通信が行われるために、多値ＱＡＭ等の位相振
幅変調波信号によるディジタル通信が一般的である。ま
た、通信の際には受信周波数の許容変動幅を広げる必要
があり、例えば同期検波を行う場合はローカル発振器に
ＡＦＣをかけることで許容変動幅の拡大を図っている。
そこで、受信周波数誤差の検出を高感度、安定かつ安価
に実現する周波数弁別方式の提供が要望される。
更に詳しくは多値ＱＡＭ等の位相振幅変調波信号に基づ
く周波数弁別方式に関する。移動体通信等では、厳しい
環境下で通信が行われるために、多値ＱＡＭ等の位相振
幅変調波信号によるディジタル通信が一般的である。ま
た、通信の際には受信周波数の許容変動幅を広げる必要
があり、例えば同期検波を行う場合はローカル発振器に
ＡＦＣをかけることで許容変動幅の拡大を図っている。
そこで、受信周波数誤差の検出を高感度、安定かつ安価
に実現する周波数弁別方式の提供が要望される。
【０００２】
【従来の技術】図４は従来の多値ＱＡＭにおける基準搬
送波再生方式のブロック図で、図において３１は多値Ｑ
ＡＭ復調部、３２は受信ＩＦ信号の周波数を弁別する位
相誤差検出部、３３はループフィルタ、３４は加算回
路、３５は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、３６は同期判定
部、３７は掃引発振器である。
送波再生方式のブロック図で、図において３１は多値Ｑ
ＡＭ復調部、３２は受信ＩＦ信号の周波数を弁別する位
相誤差検出部、３３はループフィルタ、３４は加算回
路、３５は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、３６は同期判定
部、３７は掃引発振器である。
【０００３】受信ＩＦ信号と電圧制御発振器３５の基準
搬送波信号との間で多値ＱＡＭ信号に対する直交復調を
行い、Ｉ，Ｑ２系列の復調ベースバンド信号を得る。こ
の２系列の復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑから位相誤差検
出部３２で各符号点からの位相誤差を検出し、さらにル
ープフィルタ３３を経由して電圧制御発振器３５の発振
周波数を制御する。このようなＰＬＬループ制御によっ
て電圧制御発振器３５からは常に受信ＩＦ信号に位相同
期した基準搬送波信号が得られ、同期検波が行われる。
搬送波信号との間で多値ＱＡＭ信号に対する直交復調を
行い、Ｉ，Ｑ２系列の復調ベースバンド信号を得る。こ
の２系列の復調ベースバンド信号Ｉ，Ｑから位相誤差検
出部３２で各符号点からの位相誤差を検出し、さらにル
ープフィルタ３３を経由して電圧制御発振器３５の発振
周波数を制御する。このようなＰＬＬループ制御によっ
て電圧制御発振器３５からは常に受信ＩＦ信号に位相同
期した基準搬送波信号が得られ、同期検波が行われる。
【０００４】図５は従来の多値ＱＡＭにおける周波数弁
別方式を説明する図である。図５の（Ａ）において、電
圧制御発振器３５が受信ＩＦ信号に位相同期している場
合は、もともと位相角π／４を有するようなある多値Ｑ
ＡＭの受信信号は符号点Ｈ22を指すようなベクトルに復
調される。これを図５の（Ｂ）で説明すると、受信ＩＦ
信号とＩ，Ｑ軸の直交検波用信号とでは位相φ0 を基準
にして夫々反対方向に位相がπ／４だけずれており、こ
れによりＩ，Ｑ軸には夫々等しいレベルの復調ベースバ
ンド信号Ｉ，Ｑが得られる。しかし、受信ＩＦ信号の周
波数ｆが変動すると、該受信ＩＦ信号とＩ，Ｑ軸の直交
検波用信号との間の各位相は、π／４を基準にして相互
に逆方向にずれる関係にあるから、結果としてその復調
ベクトルはＩ，Ｑ軸の原点を中心にして時計方向又は反
時計方向に回転することになる。即ち、この例では受信
ＩＦ信号の周波数ｆが大になると復調ベクトルは反時計
方向に回転し、また周波数ｆが小になると復調ベクトル
は時計方向に回転する。
別方式を説明する図である。図５の（Ａ）において、電
圧制御発振器３５が受信ＩＦ信号に位相同期している場
合は、もともと位相角π／４を有するようなある多値Ｑ
ＡＭの受信信号は符号点Ｈ22を指すようなベクトルに復
調される。これを図５の（Ｂ）で説明すると、受信ＩＦ
信号とＩ，Ｑ軸の直交検波用信号とでは位相φ0 を基準
にして夫々反対方向に位相がπ／４だけずれており、こ
れによりＩ，Ｑ軸には夫々等しいレベルの復調ベースバ
ンド信号Ｉ，Ｑが得られる。しかし、受信ＩＦ信号の周
波数ｆが変動すると、該受信ＩＦ信号とＩ，Ｑ軸の直交
検波用信号との間の各位相は、π／４を基準にして相互
に逆方向にずれる関係にあるから、結果としてその復調
ベクトルはＩ，Ｑ軸の原点を中心にして時計方向又は反
時計方向に回転することになる。即ち、この例では受信
ＩＦ信号の周波数ｆが大になると復調ベクトルは反時計
方向に回転し、また周波数ｆが小になると復調ベクトル
は時計方向に回転する。
【０００５】図５の（Ａ）において、従来は、Ｉ，Ｑ軸
の交点を原点とするような復号点ベクトルと符号点ベク
トルとの間の位相誤差Δθに基づいて受信ＩＦ信号の周
波数誤差Δｆを弁別していた。しかし、この方法による
と、位相誤差Δθを求める過程が複雑になる。しかも、
各符号点に引き戻せる位相誤差ΔθはＩ，Ｑ軸の原点か
ら遠ざかる程小さくなる傾向にある。即ち、Δθ1 ＞Δ
θ2 である。このために、実際にＰＬＬループに帰還で
きる周波数誤差Δｆの弁別幅は狭くなり、上記のような
ＰＬＬループ制御のみでは、実際の受信ＩＦ信号周波数
変動幅の引き込みを満足できない。
の交点を原点とするような復号点ベクトルと符号点ベク
トルとの間の位相誤差Δθに基づいて受信ＩＦ信号の周
波数誤差Δｆを弁別していた。しかし、この方法による
と、位相誤差Δθを求める過程が複雑になる。しかも、
各符号点に引き戻せる位相誤差ΔθはＩ，Ｑ軸の原点か
ら遠ざかる程小さくなる傾向にある。即ち、Δθ1 ＞Δ
θ2 である。このために、実際にＰＬＬループに帰還で
きる周波数誤差Δｆの弁別幅は狭くなり、上記のような
ＰＬＬループ制御のみでは、実際の受信ＩＦ信号周波数
変動幅の引き込みを満足できない。
【０００６】このために、従来は、図４に示すようにル
ープフィルタ３３の出力に所定の掃引信号を加算する構
成をとっている。即ち、同期判定部３６は、電圧制御発
振器３５が受信ＩＦ信号と位相同期していないと判定す
ると、掃引発振器３７の掃引を付勢し、これにより掃引
発振器３７は掃引信号を変化させる。さらに、これによ
り電圧制御発振器３５の発振周波数は強制的に変化させ
られ、やがて受信ＩＦ信号周波数に一致することによっ
て位相同期が達成される。同期判定部３６はこの位相同
期状態を判定すると、掃引発振器３７の掃引を停止し、
以後は上記のＰＬＬループ制御によって位相同期状態が
保たれる。
ープフィルタ３３の出力に所定の掃引信号を加算する構
成をとっている。即ち、同期判定部３６は、電圧制御発
振器３５が受信ＩＦ信号と位相同期していないと判定す
ると、掃引発振器３７の掃引を付勢し、これにより掃引
発振器３７は掃引信号を変化させる。さらに、これによ
り電圧制御発振器３５の発振周波数は強制的に変化させ
られ、やがて受信ＩＦ信号周波数に一致することによっ
て位相同期が達成される。同期判定部３６はこの位相同
期状態を判定すると、掃引発振器３７の掃引を停止し、
以後は上記のＰＬＬループ制御によって位相同期状態が
保たれる。
【０００７】しかるに、近年では符号誤り訂正方式の飛
躍的進歩により、通信は受信信号対雑音比Ｃ／Ｎの劣悪
な状態で行われる状況にある。このために、Ｃ／Ｎの悪
い状態では、掃引発振器３７が頻繁に付勢される上、同
期判定部３６における同期判定にもしばしば誤りが生じ
るという問題が生じていた。なお、この同期判定の誤り
を回避するためには、復調データの誤りを訂正した状態
で判別する方法も提案されているが、ハードウェアが増
大する等の問題がある。
躍的進歩により、通信は受信信号対雑音比Ｃ／Ｎの劣悪
な状態で行われる状況にある。このために、Ｃ／Ｎの悪
い状態では、掃引発振器３７が頻繁に付勢される上、同
期判定部３６における同期判定にもしばしば誤りが生じ
るという問題が生じていた。なお、この同期判定の誤り
を回避するためには、復調データの誤りを訂正した状態
で判別する方法も提案されているが、ハードウェアが増
大する等の問題がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】上記のように従来の周
波数弁別方式では、Ｉ，Ｑ軸の交点を原点とする復号点
ベクトルと符号点ベクトルとの間の位相誤差Δθに基づ
いて受信ＩＦ信号の周波数誤差Δｆを弁別していたの
で、実用上十分な帯域幅の周波数誤差の弁別が行えなか
った。
波数弁別方式では、Ｉ，Ｑ軸の交点を原点とする復号点
ベクトルと符号点ベクトルとの間の位相誤差Δθに基づ
いて受信ＩＦ信号の周波数誤差Δｆを弁別していたの
で、実用上十分な帯域幅の周波数誤差の弁別が行えなか
った。
【０００９】本発明の目的は、位相振幅変調波に基づく
周波数誤差検出を高感度、安定かつ安価に実現する周波
数弁別方式を提供することにある。
周波数誤差検出を高感度、安定かつ安価に実現する周波
数弁別方式を提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記の課題は図１の構成
により解決される。即ち、本発明の周波数弁別方式は、
位相振幅変調波信号に基づく直交２系列ディジタル信号
Ｉ，Ｑを夫々折返し２進数に変換し、位相面上の象限及
び各符号点領域を識別する上位ビットを削除して単位領
域に縮退する座標縮退変換部１と、単位領域に縮退した
直交２系列ディジタル信号Ｉ´，Ｑ´を極座標変換する
極座標変換部２とを備え、極座標変換した位相角に基づ
いて周波数を弁別するものである。
により解決される。即ち、本発明の周波数弁別方式は、
位相振幅変調波信号に基づく直交２系列ディジタル信号
Ｉ，Ｑを夫々折返し２進数に変換し、位相面上の象限及
び各符号点領域を識別する上位ビットを削除して単位領
域に縮退する座標縮退変換部１と、単位領域に縮退した
直交２系列ディジタル信号Ｉ´，Ｑ´を極座標変換する
極座標変換部２とを備え、極座標変換した位相角に基づ
いて周波数を弁別するものである。
【００１１】
【作用】図１において、座標縮退変換部１は多値ＱＡＭ
等の位相振幅変調波信号を復調した直交２系列ディジタ
ル信号Ｉ，Ｑを夫々折返し２進数に変換し、かつ位相面
上の象限及び各符号点領域を識別する上位ビットを削除
して単位領域に縮退する。これにより、全符号点におけ
る復号点の位相はこの縮退された単位領域内の位相とし
て同一の方法により求め得る。そして、極座標変換部２
は単位領域に縮退した直交２系列ディジタル信号Ｉ´，
Ｑ´をθ＝ｔａｎ-1Ｑ´／Ｉ´により極座標変換する。
この極座標変換の結果は、縮退された各単位領域の原点
より見た位相角θを与えるものである。そこで、この位
相角θに基づいて周波数の弁別を行う。
等の位相振幅変調波信号を復調した直交２系列ディジタ
ル信号Ｉ，Ｑを夫々折返し２進数に変換し、かつ位相面
上の象限及び各符号点領域を識別する上位ビットを削除
して単位領域に縮退する。これにより、全符号点におけ
る復号点の位相はこの縮退された単位領域内の位相とし
て同一の方法により求め得る。そして、極座標変換部２
は単位領域に縮退した直交２系列ディジタル信号Ｉ´，
Ｑ´をθ＝ｔａｎ-1Ｑ´／Ｉ´により極座標変換する。
この極座標変換の結果は、縮退された各単位領域の原点
より見た位相角θを与えるものである。そこで、この位
相角θに基づいて周波数の弁別を行う。
【００１２】好ましくは、極座標変換した位相角θを時
系列に比較することにより周波数を弁別する。また好ま
しくは、極座標変換した位相角と符号点の位相角とを比
較することにより周波数を弁別する。
系列に比較することにより周波数を弁別する。また好ま
しくは、極座標変換した位相角と符号点の位相角とを比
較することにより周波数を弁別する。
【００１３】
【実施例】以下、添付図面に従って本発明による実施例
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は実施例の多値Ｑ
ＡＭ周波数弁別器のブロック図で、図において１０は実
施例の周波数弁別器、１は座標縮退変換部、１１，１２
はインバータ回路、１３〜１６はＥＸ−ＯＲ回路、２は
極座標変換部、３はメモリ（ＭＥＭ）、４は減算回路で
ある。さらに、２０は準同期復調部、２１，２２は電力
分配器（Ｈ）、２３はπ／２移相器（π／２）、２４，
２５は多値ＱＡＭの位相比較器、２６，２７は８値−２
値変換器、２８は受信ＩＦ信号と同一周波数の発振器で
ある。
を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一
又は相当部分を示すものとする。図２は実施例の多値Ｑ
ＡＭ周波数弁別器のブロック図で、図において１０は実
施例の周波数弁別器、１は座標縮退変換部、１１，１２
はインバータ回路、１３〜１６はＥＸ−ＯＲ回路、２は
極座標変換部、３はメモリ（ＭＥＭ）、４は減算回路で
ある。さらに、２０は準同期復調部、２１，２２は電力
分配器（Ｈ）、２３はπ／２移相器（π／２）、２４，
２５は多値ＱＡＭの位相比較器、２６，２７は８値−２
値変換器、２８は受信ＩＦ信号と同一周波数の発振器で
ある。
【００１４】図３は実施例の多値ＱＡＭ周波数弁別器の
動作を説明する図で、以下、図２，図３を参照して動作
を説明する。図２において、準同期復調部２０は例えば
６４ＱＡＭの受信ＩＦ信号を準同期検波し、直交２系列
Ｉ，Ｑのディジタルベースバンド復調コードＩ0 〜
Ｉ4 ，Ｑ 0 〜Ｑ4 を出力する。
動作を説明する図で、以下、図２，図３を参照して動作
を説明する。図２において、準同期復調部２０は例えば
６４ＱＡＭの受信ＩＦ信号を準同期検波し、直交２系列
Ｉ，Ｑのディジタルベースバンド復調コードＩ0 〜
Ｉ4 ，Ｑ 0 〜Ｑ4 を出力する。
【００１５】図３において、このようなディジタルベー
スバンド復調コードＩ0 〜Ｉ4 ，Ｑ 0 〜Ｑ4 は一般に図
の左下端から各符号点までの距離の直交成分を自然２進
数で表すようなものである場合が多い。そこで、座標縮
退変換部１は、まずこれらの復調コードＩ0 〜Ｉ4 ，Ｑ
0 〜Ｑ4 を夫々Ｉ，Ｑ軸の交点を原点とするような折返
し２進数に変換する。即ち、Ｉ，Ｑ軸の極性を表してい
るＭＳビットＩ4 ，Ｑ 4 を検査することにより、もしＭ
ＳビットＩ4 ，Ｑ4 が０（負）の場合は、該ＭＳビット
Ｉ4 ，Ｑ4 を除く各ビットＩ0 〜Ｉ3 ，Ｑ0 〜Ｑ3 の論
理レベルを反転することにより折返し２進数に変換す
る。例えば、Ｑ軸の復調コードＩ4 〜Ｉ0が「０１１１
１」の場合は「×００００」に、また復調コードＩ4 〜
Ｉ0 が「０１１１０」の場合は「×０００１」に変換す
る。以下同様である。そして、Ｉ軸についても同様であ
る。これにより、ＭＳビットＩ4 ，Ｑ4 を除く下位の各
ビットＩ0 〜Ｉ3 ，Ｑ0 〜Ｑ3 は直交座標軸Ｉ，Ｑ上の
象限が変わっても常に原点からの距離を示すようにな
る。
スバンド復調コードＩ0 〜Ｉ4 ，Ｑ 0 〜Ｑ4 は一般に図
の左下端から各符号点までの距離の直交成分を自然２進
数で表すようなものである場合が多い。そこで、座標縮
退変換部１は、まずこれらの復調コードＩ0 〜Ｉ4 ，Ｑ
0 〜Ｑ4 を夫々Ｉ，Ｑ軸の交点を原点とするような折返
し２進数に変換する。即ち、Ｉ，Ｑ軸の極性を表してい
るＭＳビットＩ4 ，Ｑ 4 を検査することにより、もしＭ
ＳビットＩ4 ，Ｑ4 が０（負）の場合は、該ＭＳビット
Ｉ4 ，Ｑ4 を除く各ビットＩ0 〜Ｉ3 ，Ｑ0 〜Ｑ3 の論
理レベルを反転することにより折返し２進数に変換す
る。例えば、Ｑ軸の復調コードＩ4 〜Ｉ0が「０１１１
１」の場合は「×００００」に、また復調コードＩ4 〜
Ｉ0 が「０１１１０」の場合は「×０００１」に変換す
る。以下同様である。そして、Ｉ軸についても同様であ
る。これにより、ＭＳビットＩ4 ，Ｑ4 を除く下位の各
ビットＩ0 〜Ｉ3 ，Ｑ0 〜Ｑ3 は直交座標軸Ｉ，Ｑ上の
象限が変わっても常に原点からの距離を示すようにな
る。
【００１６】更に、座標縮退変換部１は、この折返し２
進数のコードから位相面上の象限及び各符号点領域を識
別するための上位ビットＩ2 〜Ｉ4 ，Ｑ2 〜Ｑ4 を削除
する。これにより、入力のディジタルベースバンド復調
コードＩ0 〜Ｉ4 ，Ｑ0 〜Ｑ 4 は、最終的には、図の各
符号点領域（単位セル）に対するの直交座標を表すよう
な復調コードＩ0 ´，Ｉ1 ´及びＱ0 ´，Ｑ1 ´に縮退
される。
進数のコードから位相面上の象限及び各符号点領域を識
別するための上位ビットＩ2 〜Ｉ4 ，Ｑ2 〜Ｑ4 を削除
する。これにより、入力のディジタルベースバンド復調
コードＩ0 〜Ｉ4 ，Ｑ0 〜Ｑ 4 は、最終的には、図の各
符号点領域（単位セル）に対するの直交座標を表すよう
な復調コードＩ0 ´，Ｉ1 ´及びＱ0 ´，Ｑ1 ´に縮退
される。
【００１７】以上の処理を図２で説明すると、インバー
タ回路１１はＩ軸の極性を表す復調ビットＩ4 を見てお
り、該復調ビットＩ4 が論理１レベル（正）の場合はこ
れを反転してＥＸ−ＯＲ回路１３，１４の各入力に論理
０レベルを供給する。これにより各ＥＸ−ＯＲ回路１
３，１４は下位の復調ビットＩ0 ，Ｉ1 をそのままの論
理レベルで通過させる。一方、復調ビットＩ4 が論理０
レベル（負）の場合はこれを反転してＥＸ−ＯＲ回路１
３，１４の各入力に論理１レベルを供給する。これによ
り各ＥＸ−ＯＲ回路１３，１４は下位の復調ビット
Ｉ0 ，Ｉ1 の論理レベルを反転して出力する。こうし
て、Ｉ，Ｑ軸の交点を原点とした折返し２進数が形成さ
れる。なお、この座標縮退変換部１は、同時に、位相面
上の象限及び各符号点領域を識別するための上位ビット
Ｉ4 〜Ｉ2 を削除している。Ｑ軸につても同様である。
タ回路１１はＩ軸の極性を表す復調ビットＩ4 を見てお
り、該復調ビットＩ4 が論理１レベル（正）の場合はこ
れを反転してＥＸ−ＯＲ回路１３，１４の各入力に論理
０レベルを供給する。これにより各ＥＸ−ＯＲ回路１
３，１４は下位の復調ビットＩ0 ，Ｉ1 をそのままの論
理レベルで通過させる。一方、復調ビットＩ4 が論理０
レベル（負）の場合はこれを反転してＥＸ−ＯＲ回路１
３，１４の各入力に論理１レベルを供給する。これによ
り各ＥＸ−ＯＲ回路１３，１４は下位の復調ビット
Ｉ0 ，Ｉ1 の論理レベルを反転して出力する。こうし
て、Ｉ，Ｑ軸の交点を原点とした折返し２進数が形成さ
れる。なお、この座標縮退変換部１は、同時に、位相面
上の象限及び各符号点領域を識別するための上位ビット
Ｉ4 〜Ｉ2 を削除している。Ｑ軸につても同様である。
【００１８】極座標変換部２はこれらの下位ビット信号
Ｉ´，Ｑ´をθ＝ｔａｎ-1Ｑ´／Ｉ´により極座標変換
する。これにより、各復号点は、図３に示す如く、各単
位領域の原点（Ｉ´，Ｑ´）＝（０，０）から見た位相
角θを与えることになる。そこで、この位相角θに基づ
いて受信ＩＦ信号の周波数を弁別する。例えば図２の場
合は、現時点で極座標変換した位相角θと例えば１タイ
ムスロット前の位相角θ-1とを比較することにより受信
ＩＦ信号の周波数を弁別する。図３において、受信ＩＦ
信号周波数ｆが大の方向に変化している場合は、θ＞θ
-1の関係にあるから、位相誤差ΔθはΔθ＝θ−θ-1の
演算により簡単に求められ、その間の周波数誤差Δｆは
位相誤差Δθに比例するものとして得られる。また受信
ＩＦ信号周波数ｆが小の方向に変化している場合は、θ
＜θ-1の関係にあるから、求めた位相誤差Δθは負にな
り、その間の周波数誤差Δｆも負の位相誤差Δθに比例
するものとして得られる。
Ｉ´，Ｑ´をθ＝ｔａｎ-1Ｑ´／Ｉ´により極座標変換
する。これにより、各復号点は、図３に示す如く、各単
位領域の原点（Ｉ´，Ｑ´）＝（０，０）から見た位相
角θを与えることになる。そこで、この位相角θに基づ
いて受信ＩＦ信号の周波数を弁別する。例えば図２の場
合は、現時点で極座標変換した位相角θと例えば１タイ
ムスロット前の位相角θ-1とを比較することにより受信
ＩＦ信号の周波数を弁別する。図３において、受信ＩＦ
信号周波数ｆが大の方向に変化している場合は、θ＞θ
-1の関係にあるから、位相誤差ΔθはΔθ＝θ−θ-1の
演算により簡単に求められ、その間の周波数誤差Δｆは
位相誤差Δθに比例するものとして得られる。また受信
ＩＦ信号周波数ｆが小の方向に変化している場合は、θ
＜θ-1の関係にあるから、求めた位相誤差Δθは負にな
り、その間の周波数誤差Δｆも負の位相誤差Δθに比例
するものとして得られる。
【００１９】ところで、符号点が第２象限又は第４象限
にある場合には、受信ＩＦ信号周波数ｆの変動方向に対
してθとθ-1との関係は上記と逆になる。この場合は、
例えば図２の極座標変換部２に対して象限を表すＭＳビ
ットＩ4 ，Ｑ4 を作用させるこによりＩ´とＱ´のデー
タを入れ替えて、θ´＝ｔａｎ-1Ｉ´／Ｑ´の変換を行
わせるようにしても良い。あるいは、図２の減算回路４
に対してＭＳビットＩ 4 ，Ｑ4 を作用させることにより
減算の順序を入れ替えて、Δθ＝θ-1´−θ´の減算を
行わせるようにしても良い。
にある場合には、受信ＩＦ信号周波数ｆの変動方向に対
してθとθ-1との関係は上記と逆になる。この場合は、
例えば図２の極座標変換部２に対して象限を表すＭＳビ
ットＩ4 ，Ｑ4 を作用させるこによりＩ´とＱ´のデー
タを入れ替えて、θ´＝ｔａｎ-1Ｉ´／Ｑ´の変換を行
わせるようにしても良い。あるいは、図２の減算回路４
に対してＭＳビットＩ 4 ，Ｑ4 を作用させることにより
減算の順序を入れ替えて、Δθ＝θ-1´−θ´の減算を
行わせるようにしても良い。
【００２０】なお、この周波数弁別は必ずしも情報の転
送周期である１タイムスロット毎に行う必要はなく、現
時点で極座標変換した位相角θと任意の所定時間前の位
相角θ-1とを比較するように構成しても良い。また図４
のような同期検波に適用する場合は、図３において、現
時点で極座標変換した位相角θM と符号点の位相角θH
とを比較することにより受信ＩＦ信号の周波数を弁別す
るようにしても良い。受信ＩＦ信号周波数ｆが大の方向
に変化している場合は、θM ＞θH の関係にあるから、
位相誤差ΔθはΔθ＝θM −θ H の演算により簡単に求
められ、周波数誤差Δｆは位相誤差Δθに比例するもの
として得られる。また、受信ＩＦ信号周波数ｆが小の方
向に変化している場合は、θM ＜θH の関係にあるか
ら、位相誤差Δθは負になり、周波数誤差Δｆも負の位
相誤差Δθに比例するものとして得られる。
送周期である１タイムスロット毎に行う必要はなく、現
時点で極座標変換した位相角θと任意の所定時間前の位
相角θ-1とを比較するように構成しても良い。また図４
のような同期検波に適用する場合は、図３において、現
時点で極座標変換した位相角θM と符号点の位相角θH
とを比較することにより受信ＩＦ信号の周波数を弁別す
るようにしても良い。受信ＩＦ信号周波数ｆが大の方向
に変化している場合は、θM ＞θH の関係にあるから、
位相誤差ΔθはΔθ＝θM −θ H の演算により簡単に求
められ、周波数誤差Δｆは位相誤差Δθに比例するもの
として得られる。また、受信ＩＦ信号周波数ｆが小の方
向に変化している場合は、θM ＜θH の関係にあるか
ら、位相誤差Δθは負になり、周波数誤差Δｆも負の位
相誤差Δθに比例するものとして得られる。
【００２１】ところで、符号点が第２象限又は第４象限
にある場合は、受信ＩＦ信号周波数ｆの変動方向に対し
てθM とθH との関係は上記と逆になる。この場合は、
前記と同様にして図２の極座標変換部２に対して象限を
表すＭＳビットＩ4 ，Ｑ4 を作用させることによりＩ´
とＱ´のデータを入れ替えて、θ´＝ｔａｎ-1Ｉ´／Ｑ
´の変換を行わせる。あるいは、不図示の減算回路に対
してＭＳビットＩ4 ，Ｑ4 を作用させることにより減算
の順序を入れ替えて、Δθ＝θH −θM の減算を行わせ
る。
にある場合は、受信ＩＦ信号周波数ｆの変動方向に対し
てθM とθH との関係は上記と逆になる。この場合は、
前記と同様にして図２の極座標変換部２に対して象限を
表すＭＳビットＩ4 ，Ｑ4 を作用させることによりＩ´
とＱ´のデータを入れ替えて、θ´＝ｔａｎ-1Ｉ´／Ｑ
´の変換を行わせる。あるいは、不図示の減算回路に対
してＭＳビットＩ4 ，Ｑ4 を作用させることにより減算
の順序を入れ替えて、Δθ＝θH −θM の減算を行わせ
る。
【００２２】かくして、多値ＱＡＭ信号に対する周波数
弁別が行われる。本実施例によれば、極座標変換はＩ，
Ｑ軸の縮退された各２ビットで行えるので、極座標変換
演算は極めて簡単である。しかも、この極座標変換部２
をＲＯＭで構成した場合は、該ＲＯＭの記憶容量を小さ
くできる。更に、従来は、現時点で極座標変換した位相
角θと例えば１タイムスロット前の位相角θ-1とを比較
する際には、第１の位相誤差Δθ＝θ−θ-1から更に両
符号間の位相角θHHを差し引く演算が必要である。しか
し、本実施例によれば、現時点で極座標変換した位相角
θと例えば１タイムスロット前の位相角θ-1とは共に縮
退された単位領域で求めたものであるので、両符号間の
位相角θHHを差し引く演算が省略できる。
弁別が行われる。本実施例によれば、極座標変換はＩ，
Ｑ軸の縮退された各２ビットで行えるので、極座標変換
演算は極めて簡単である。しかも、この極座標変換部２
をＲＯＭで構成した場合は、該ＲＯＭの記憶容量を小さ
くできる。更に、従来は、現時点で極座標変換した位相
角θと例えば１タイムスロット前の位相角θ-1とを比較
する際には、第１の位相誤差Δθ＝θ−θ-1から更に両
符号間の位相角θHHを差し引く演算が必要である。しか
し、本実施例によれば、現時点で極座標変換した位相角
θと例えば１タイムスロット前の位相角θ-1とは共に縮
退された単位領域で求めたものであるので、両符号間の
位相角θHHを差し引く演算が省略できる。
【００２３】更にまた、従来は、各符号点に引き戻せる
位相誤差ΔθはＩ，Ｑ軸の原点から遠ざかる程小さくな
る傾向にあったが、本実施例によれば、各符号点に引き
戻せる位相誤差Δθは、最小でも符号点ベクトルを境に
して略−π／４〜π／４あり、これらは全符号点につい
て同一である。従って、受信周波数の弁別感度が高く、
これをＡＦＣに応用すれば、移動体通信におけるような
受信ＩＦ信号の広い帯域の周波数変動があっても、ＰＬ
Ｌループはこれを十分に引き込める。
位相誤差ΔθはＩ，Ｑ軸の原点から遠ざかる程小さくな
る傾向にあったが、本実施例によれば、各符号点に引き
戻せる位相誤差Δθは、最小でも符号点ベクトルを境に
して略−π／４〜π／４あり、これらは全符号点につい
て同一である。従って、受信周波数の弁別感度が高く、
これをＡＦＣに応用すれば、移動体通信におけるような
受信ＩＦ信号の広い帯域の周波数変動があっても、ＰＬ
Ｌループはこれを十分に引き込める。
【００２４】なお、上記実施例では受信ＩＦ信号の周波
数を弁別する場合を述べたが、例えば受信ＩＦ信号は安
定で、ローカル発振器が不安定のような場合にも本発明
を適用できる。
数を弁別する場合を述べたが、例えば受信ＩＦ信号は安
定で、ローカル発振器が不安定のような場合にも本発明
を適用できる。
【００２５】
【発明の効果】以上述べた如く本発明によれば、位相振
幅変調波信号に基づく直交２系列ディジタル信号Ｉ，Ｑ
を夫々折返し２進数に変換し、位相面上の象限及び各符
号点領域を識別する上位ビットを削除して単位領域に縮
退する座標縮退変換部１と、単位領域に縮退した直交２
系列ディジタル信号Ｉ´，Ｑ´を極座標変換する極座標
変換部２とを備え、極座標変換した位相角に基づいて周
波数を弁別するので、このような周波数の弁別器は高感
度、安定かつ安価に実現できる。
幅変調波信号に基づく直交２系列ディジタル信号Ｉ，Ｑ
を夫々折返し２進数に変換し、位相面上の象限及び各符
号点領域を識別する上位ビットを削除して単位領域に縮
退する座標縮退変換部１と、単位領域に縮退した直交２
系列ディジタル信号Ｉ´，Ｑ´を極座標変換する極座標
変換部２とを備え、極座標変換した位相角に基づいて周
波数を弁別するので、このような周波数の弁別器は高感
度、安定かつ安価に実現できる。
【図１】図１は本発明の原理的構成図である。
【図２】図２は実施例の多値ＱＡＭ周波数弁別器のブロ
ック図である。
ック図である。
【図３】図３は実施例の多値ＱＡＭ周波数弁別器の動作
を説明する図である。
を説明する図である。
【図４】図４は従来の多値ＱＡＭにおける基準搬送波再
生方式のブロック図である。
生方式のブロック図である。
【図５】図５は従来の多値ＱＡＭにおける周波数弁別方
式を説明する図である。
式を説明する図である。
１ 座標縮退変換部 ２ 極座標変換部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭57−112159（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−188144（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−254952（ＪＰ，Ａ) Ｍｉｃｈｅａｌ Ｈ．Ｗ．Ｈｏｆｆｍ ａｎｎ，Ａ ＮＥＷ ＣＡＲＲＩＥＲ ＲＥＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ ＳＣＨＥＭ Ｅ ＦＯＲ ＱＡＭ ＳＩＧＮＡＬＳ, ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＡＮＤ ＳＹＳＴＥ ＭＳ，1988．，ＩＥＥＥ ＩＮＴＥＲＮ ＡＴＩＯＮＡＬ ＳＹＭＰＯＳＩＵＭ ＯＮ ，フィンランド，ＶＯＬ．1988, ＮＯ．ＶＯＬ．１，ＰＡＧＥＳ 599− 602 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/38
Claims (3)
- 【請求項１】 位相振幅変調波信号に基づく直交２系列
ディジタル信号（Ｉ，Ｑ）を夫々折返し２進数に変換
し、位相面上の象限及び各符号点領域を識別する上位ビ
ットを削除して単位領域に縮退する座標縮退変換部
（１）と、 単位領域に縮退した直交２系列ディジタル信号（Ｉ´，
Ｑ´）を極座標変換する極座標変換部（２）とを備え、 極座標変換した位相角に基づいて周波数を弁別すること
を特徴とする周波数弁別方式。 - 【請求項２】 極座標変換した位相角を時系列に比較す
ることにより周波数を弁別することを特徴とする請求項
１の周波数弁別方式。 - 【請求項３】 極座標変換した位相角と符号点の位相角
とを比較することにより周波数を弁別することを特徴と
する請求項１の周波数弁別方式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04883392A JP3269838B2 (ja) | 1992-03-05 | 1992-03-05 | 周波数弁別方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP04883392A JP3269838B2 (ja) | 1992-03-05 | 1992-03-05 | 周波数弁別方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05252219A JPH05252219A (ja) | 1993-09-28 |
| JP3269838B2 true JP3269838B2 (ja) | 2002-04-02 |
Family
ID=12814247
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP04883392A Expired - Fee Related JP3269838B2 (ja) | 1992-03-05 | 1992-03-05 | 周波数弁別方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3269838B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4395044B2 (ja) * | 2003-10-22 | 2010-01-06 | パナソニック株式会社 | 変調装置及び変調方法 |
| JP6294093B2 (ja) * | 2014-02-12 | 2018-03-14 | パナソニック株式会社 | 位相回転補正方法及び位相回転補正装置 |
-
1992
- 1992-03-05 JP JP04883392A patent/JP3269838B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| Ｍｉｃｈｅａｌ Ｈ．Ｗ．Ｈｏｆｆｍａｎｎ，Ａ ＮＥＷ ＣＡＲＲＩＥＲ ＲＥＧＥＮＥＲＡＴＩＯＮ ＳＣＨＥＭＥ ＦＯＲ ＱＡＭ ＳＩＧＮＡＬＳ，ＣＩＲＣＵＩＴＳ ＡＮＤ ＳＹＳＴＥＭＳ，１９８８．，ＩＥＥＥ ＩＮＴＥＲＮＡＴＩＯＮＡＬ ＳＹＭＰＯＳＩＵＭ ＯＮ ，フィンランド，ＶＯＬ．１９８８，ＮＯ．ＶＯＬ．１，ＰＡＧＥＳ ５９９−６０２ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH05252219A (ja) | 1993-09-28 |
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