JPS61116455A

JPS61116455A - 復調回路

Info

Publication number: JPS61116455A
Application number: JP59235995A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Takahara; 高原　滋
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1984-11-10
Filing date: 1984-11-10
Publication date: 1986-06-03

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明はデータ伝送方式に使用される位相変調信号の復
調装置に関し、特に、主信号に加えて補助信号としてＡ
Ｍ信号を複合変調して送信するＰＳＫ−ＡＭ変調方式に
おけるＡＭ信号の復調方式に関するものである。

〔従来の技術〕

デジタル無線回線の監視信号としては従来から用いられ
ている複合変調方式がシステムコスト的見地からしても
利点が多く高品質であるために現在も広く使用されてい
る。特に、アナログＦＭ複合変調に比べてＡＭ複合変調
は伝送速度の点で高くとることが可能であ９２回線の監
視及び切替等の制御の点で優れている。

従来、　ＰＳＫ−ＡＭ複合変調方式において、監視信号
として使用されるＡＭ信号（補助信号）を、復調回路の
中間周波数帯でダイオード検波回路等の専用回路を用い
て抽出検波をしていた。

〔発明が解決しようとする問題点〕

このように、ＡＭ信号を抽出検波するために。

専一用回路を必要とし２部品点数が増加するという欠点
があった。

〔問題点を解決するだめの手段及び作用〕本発明によれ
ば、主信号の同期検波を行なう為の直交位相検波手段と
８位相検波手段の局部信号を得るための電圧制御型発振
手段と２位相検波手段の出力信号を入力として２値識別
する手段とを具備する直交復調器において、該主信号を
同期検波するために必要な同期再生搬送波を制御する自
動位相制御信号（これは位相検波出力と識別器出力との
掛算により得られる誤差信号と互いに直交する識別器出
力信号との掛算出力の和で与えられる）のうち同相成分
のみを抽出し各々と合成し適宜なる低域ろ波器を通すこ
とで該補助信号の検波出力波形とすることを特徴とする
復調装置が得られる。

即ち主信号を同期検波する為に必要な搬送波再生回路に
おける制御信号の一部を分岐し各々の和をとる回路を付
加することで、補助信号が再生可能となる。

以下糸口〔実施例〕以下図面を用いて詳細に説明する。

第１図が本発明の一実施例を示した要部ブロック図であ
る。

第１図において、端子２０に入力された中間周波数（Ｉ
Ｆ）帯のＰＳＫ信号−は第１の信号分岐回路２１により
２分岐され、それぞれの信号は第１および第２の位相検
波回路２２．２３に供給される。第１および第２の位相
検波回路２２．２３では。

９０°位相推移回路２５と第２の信号分岐回路２４から
の直交した局部信号を使用して同期検波を行う。この時
、第１および第２の位相検波回路２２゜２３の出力をそ
れぞれり、　、　Ｄ、とする。ＤｐおよびＤｑは第１お
よび第２の２値識別回路２８’、２９で△△ ２値化され、Ｄ、およびＤｑから出力データＤｐ、Ｄ。

が得られる。まだ、Ｄｐおよびり、はさらに、それぞれ
波形の中心レベルを基準にして全波整流回路２６’、２
７によって整流され、１値の波形に変換される。上記の
２値出力はそれぞれ１値のレベルを閾値として第１およ
び第２の２値識別回路３０゜３１により識別され、誤差
信号丸、気　を得ている。第２図において、　Ｑ）　ｓ
　（２）は上記第１および第２の闇値レベルＴｈｔ　ｓ
　Ｔｈ２と整流−後の波形を示す図である。第２図（１
）において、第２の閾値レベルＴｈ２は第１および第２
の識別回路２８．２９により識別される閾値を示し、第
１の閾値レベルＴｈｌは第１および第２の識別回路３０
　、　’３１によって識別される閾値を示している。第
２図（１）では。

Ｄ、およびＤ９を４つの領域に分解している。すなわち
、第１の排他的論理ＮＯＲ回路３２には企、とは合、と
令、とを入力して、誤差信号仝、と仝９とを得ている。

すなわち。

９′諌■気　　　・・・・・・・・・（２）ｑここで、■は排他的論理ＮＯＲを表わす。第２図仝９の
真理値表を示した図である。

次に、搬送波を再生するためのＡＰＣ信号について説明
する。等価ベースバンド信号をＤｐ十ｊＤ９（ｊ−〆＝
１）であると定義し、基準搬送波”の正規の位相からの
ずれをΔθとすると、第１および第２の位相検波器２２
．２３の出力可、　Ｄ５は０６　＋ｊＤ４＝　（Ｄｐ＋
ｊＤ、）　（ｃｏｓΔθ十ｊｓ石Δθ）＝（Ｄｐｃｏｓ
Δθ〜Ｄ、癲Δθ）＋　　ｊ　　（ＤｑＣＯＳΔθ　＋Ｄｐｓ石Δθ　）　
　　　　・（３）となる。

Δθ＝０　のときの復調波形Ｄｐ、Ｄ、のレベルに対し
て闇値レベルＴｈ１が設定されているためり。

およびり、などのレベルの差はや、およびゃなどの変化
となって検出される。従って、上記誤差信号９ｐおよび
令９１−を令＝Ｄ’　−Ｄ　　　　・・・・・・・；・（５）ｑ　
　　　ｑ　　　　ｑで与えられる。ここで、Δθが小さいとすれば９−Ｄｓ
ｉｎΔθ　　・・・・・・・・・（７）ｑ　　　　　ｐ △ ””　（Ｄｐ　”　Ｑｐ　＋Ｄｑ　’　Ｄｑ　）　Ｓ石
Δθ　　−（８）△　　　　　△ であり、Ｄｐ−Ｄｐ十り、・Ｄｑ−一定であるから、こ
れをＫとすれば。

べ〉ｐ　・イ）ｐ　−べ≧ｑ　・イ）、　−ＫＳ石Δθ
二に・Δθ　　　・・・（９）となシ２位相変動分に対応してＡＰＣ信号が送出されて
いることが判る。

本実施例においては、第（８）式および第（９）式によ
り表わされるＡＰＣ信号は、ディジタル排他的論理和回
路により実現できることを利用し、第１の排的論理和回
路３５で９′９・Ａｑを求めて両者の差４・芋差回路３
６により求められる。なお、低域沖波回路３７は雑音を
除去するために設けられ、低域Ｆ波器１２の出力は−に
Δθとなって制御信号端子４０に出力される−０したがって、制御信号端子４０に出力される信号を電圧
制御型発振器の入力とすれば２通常のＰＬＬ　（位相同
期系）として動作し、同期搬送波を再生することが出来
、これによって同期検波が行なわれ端子３８．３７には
、主信号が識別再生されることとなる。

一方、第２図（１）　ｌ　（２）を参照すると、　Ｄ、
（Ｄ、）は。

その波形の大小に対応して領域１，４・領域２゜３に入
る確率が高くなるだめに、第２図（２）に示さる確率が
高くなる。このことからＱ、（Ｑｑ）には振幅情報が含
まれることが分かる。更に９局部信号が正規の位相から
ズレだ時（例えば、ＩＦ入力周波数にオフセットがあシ
定常位相誤差を生じた場合等）、即ち搬送波回路が非同
期の場合でも該振幅情報を正確に得る為には気とＱｑと
の和をとる必要が生じる。何故なら式（３）から分かる
様に。

ＩＦ振幅が一定であっても位相変化に対しては△　△ Ｅｐ−Ｅｑのレベル変化方向が逆であり１片側だけでは
正確な振幅情報とはならないからである。このＱｐとＡ
ｑとの和をとる回路、即ちＡｐ＋Ａｑを得るための回路
が第１図に示しだ４２である。したがってＩＦ入力信号
の振幅が一定で局発信号の位相が変−化しているとして
も、このときＡｐ＋Ａ、　−。

となシ正確な振幅情報を得ることができる。したがって
この信号を低域−ろ−波器４３に通すことで補助信号成
分が再生されることとなる。

ろ波器４３にて主信号成分は充分に除去することは可能
である。

〔発明の効果〕

以上述べた様に２本発明によれば、主信号を再生する位
相復調器の制御回路に、若干の回路を付加することで該
補助信号を再生することが可能である。即ち構成が比較
的簡単でかつ再現性の高い補助信号再生回路を構成する
ことが可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の実施例を示す要部ブロッ久構成図、第
２図は第１図における各識別器の閾値しく９）ペルと誤差信号の真理値表を示した図である。２０・・・ＰＳＫ信号入力端子、２１・・・信号分岐回
路。２２．２３・・・位相検波器、２４・・・信号分岐回路
。２５・・・９００位相推移器、２６．２７・・・全波整
流器。２８〜３１・・・２値識別器、３２．３３・・・排他的
論理ＮＯＲ回路、３４．３５・・・排他的論理和回路。３６・・・差回路、３７・・・低域ろ波器、３８．３９
・・・復調信号出力端子、４０・・・制御信号出力端子
。４１・・・基準搬送波入力端子、４２・・・和回路、４
３・・・低域ろ波器、４４・・・補助信号出力端子。（＋）、　　　　　　　　　　　　（２）第２図

Claims

【特許請求の範囲】

１、主信号に加えて補助信号としてＡＭ信号を複合変調
して送信するＰＳＫ−ＡＭ変調方式における、主信号の
同期検波を行なう為の直交位相検波手段と、位相検波手
段の局部信号を得るための電圧制御型発振手段と、位相
検波手段の出力信号を受けて２値信号を識別する手段と
を具備する直交位相復調器において、前記位相検波出力
と前記識別器出力との掛算により得られる誤差信号のう
ち同相成分のみを抽出する手段を設け、該抽出信号を前
記補助信号の検波出力信号とすることを特徴とする復調
回路。