JPS62183648A - デイジタル変復調システム - Google Patents
デイジタル変復調システムInfo
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- JPS62183648A JPS62183648A JP61024950A JP2495086A JPS62183648A JP S62183648 A JPS62183648 A JP S62183648A JP 61024950 A JP61024950 A JP 61024950A JP 2495086 A JP2495086 A JP 2495086A JP S62183648 A JPS62183648 A JP S62183648A
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- Japan
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- 239000002131 composite material Substances 0.000 claims description 6
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 abstract description 2
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 abstract description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
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- 230000018109 developmental process Effects 0.000 description 1
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- 230000008929 regeneration Effects 0.000 description 1
- 238000011069 regeneration method Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は大容量データ回線に小容量データ信号を複合変
調させて伝送することのできるディジタル変復調システ
ムに関する。
調させて伝送することのできるディジタル変復調システ
ムに関する。
近年、搬送波ディジタル伝送方式の発達はめざましく、
すでに種々の実用回線が存在しているが。
すでに種々の実用回線が存在しているが。
最近では求められる伝送方式が多様化する傾向があり、
運用効率の高い伝送方式について検討がなされ始めた。
運用効率の高い伝送方式について検討がなされ始めた。
その１つとして本発明者等が昭和５３年３月２９日に出
願した「搬送波ディノタル伝送方式」（特開昭５４−１
４２００８ ）がある。
願した「搬送波ディノタル伝送方式」（特開昭５４−１
４２００８ ）がある。
これは、 ＰＳＫ変調を用いた主データ回線に２相ＰＳ
Ｋ変調でもって副データ信号を複合伝送させるものであ
る。この方法によると副データ信号の符号伝送速度を主
データ信号のそれに比して、ある比率以下にすれば、主
データ信号の誤り率に影響を与えることなく、副データ
信号を効率よく伝送することができる。
Ｋ変調でもって副データ信号を複合伝送させるものであ
る。この方法によると副データ信号の符号伝送速度を主
データ信号のそれに比して、ある比率以下にすれば、主
データ信号の誤り率に影響を与えることなく、副データ
信号を効率よく伝送することができる。
しかしながら、この方式は主データ信号の変調方式がＰ
ＳＫ変調に限られ、現在主流となりつつある１６値、あ
るいは６４値直交振幅変調には適用できないという欠点
があった。そこで１本発明の目的は、直交振幅変調を用
いた主データ回線に副データ信号を効率よく複合伝送さ
せることによって、上記の欠点を除去することのできる
ディジタル変復調システムを提供することにある。
ＳＫ変調に限られ、現在主流となりつつある１６値、あ
るいは６４値直交振幅変調には適用できないという欠点
があった。そこで１本発明の目的は、直交振幅変調を用
いた主データ回線に副データ信号を効率よく複合伝送さ
せることによって、上記の欠点を除去することのできる
ディジタル変復調システムを提供することにある。
本発明のディジタル変復調システムは、変調側に、符号
伝送速度ｆ□なる主データ信号で変調された直交振幅変
調波を符号伝送速度ｆ２Ｃｆ１＞ｆ、）なる副データ信
号で２αラジアン位相変調して複合変調波を得る手段を
備え、復調側に、複合変調波を直交位相検波し復調信号
Ｐ及びＱを得る手段と、前記Ｐ及びＱ信号を多値識別し
て得られたデータ出力を演算して前記副データ信号を再
生する手段と、前記Ｐ及びＱ信号を＋αラジアン移相器
及び−αラジアン移相器を介して多値識別し、得られた
出力データを前記副データ信号により制御して前記主デ
ータ信号を再生する手段とを備えたことを特徴とする。
伝送速度ｆ□なる主データ信号で変調された直交振幅変
調波を符号伝送速度ｆ２Ｃｆ１＞ｆ、）なる副データ信
号で２αラジアン位相変調して複合変調波を得る手段を
備え、復調側に、複合変調波を直交位相検波し復調信号
Ｐ及びＱを得る手段と、前記Ｐ及びＱ信号を多値識別し
て得られたデータ出力を演算して前記副データ信号を再
生する手段と、前記Ｐ及びＱ信号を＋αラジアン移相器
及び−αラジアン移相器を介して多値識別し、得られた
出力データを前記副データ信号により制御して前記主デ
ータ信号を再生する手段とを備えたことを特徴とする。
次に１本発明による実施例について図面を参照して説明
する。
する。
第１図（、）および（ｂ）は１本発明による実施例のそ
れぞれ変調側および復調側を示すブロック図、第振幅変
調を用いた例を示している。１及び２はＤ−Ａ変換器、
３及び４は低域ろ波器、５及び６は０−π変調器、７は
Ｔフジアン移相器、８はＯ−２α変調器、９は局部発振
器、１０は直交位相検波器、１１〜１４は減衰器、１５
及び１６は減算器、１７及び１８は加算器、１９〜２４
はＡ−Ｄ変換器、２５〜２７は論理回路、２８は電圧制
御発振器である。
れぞれ変調側および復調側を示すブロック図、第振幅変
調を用いた例を示している。１及び２はＤ−Ａ変換器、
３及び４は低域ろ波器、５及び６は０−π変調器、７は
Ｔフジアン移相器、８はＯ−２α変調器、９は局部発振
器、１０は直交位相検波器、１１〜１４は減衰器、１５
及び１６は減算器、１７及び１８は加算器、１９〜２４
はＡ−Ｄ変換器、２５〜２７は論理回路、２８は電圧制
御発振器である。
変調側について説明すると、 Ｄ／Ａ変換器１，２゜Ｌ
ＰＦ３，４．〇−π変調器５，６．了移相器７゜局部発
振器９で□構成される従来の１６値直交振幅変調装置に
、９の出力に０−２α変調器８が付加されたもので、８
は主データ信号の符号伝送速度の整数（ｍ）分の１に選
択されている。その結果、出力で得られる複合変調波は
第２図のようになシ。
ＰＦ３，４．〇−π変調器５，６．了移相器７゜局部発
振器９で□構成される従来の１６値直交振幅変調装置に
、９の出力に０−２α変調器８が付加されたもので、８
は主データ信号の符号伝送速度の整数（ｍ）分の１に選
択されている。その結果、出力で得られる複合変調波は
第２図のようになシ。
図中Ａ１〜Ａ１６で表わされる信号点は８が０位相の状
態の時を表わし、Ｂｌ〜Ｂ１６で表わされる信号点は８
が２α位相の状態の時を表わしている。Ａ１〜Ａ１６と
Ｂ１−Ｂ１６との間の位相差は２αである。復調側にお
いて、直交検波器１０にて直交検波された復調信号ＰＯ
＝ＱＯは、第２図においてＰ軸、Ｑ軸に斜影された信号
となるので、Ａ−Ｄ変換器１９．２２で±３Ｌ、±Ｌの
識別レベルで多値識別しＸ３０．Ｙ２Ｏを得れば。
態の時を表わし、Ｂｌ〜Ｂ１６で表わされる信号点は８
が２α位相の状態の時を表わしている。Ａ１〜Ａ１６と
Ｂ１−Ｂ１６との間の位相差は２αである。復調側にお
いて、直交検波器１０にて直交検波された復調信号ＰＯ
＝ＱＯは、第２図においてＰ軸、Ｑ軸に斜影された信号
となるので、Ａ−Ｄ変換器１９．２２で±３Ｌ、±Ｌの
識別レベルで多値識別しＸ３０．Ｙ２Ｏを得れば。
２αラジアン変調信号、即ち副データ信号を再生するこ
とができる。但し、象限によって極性が変化するので、
象限を判定する信号ＸＩＯ，ＹＩＯと論理操作する必要
がある。又、副データ信号の識別余裕は主データ信号の
識別余裕に比して少な１へ小＋ｎ不卑小竹三二光オ＃話
？Ｉヨ １９ チ甑 １ を目１？−−タ信号の符号誤
り率特性は悪くなるから、副データ信号の符号伝送速度
を主データ信号のそれの整数（ｒｒ＋）分の１にし、帯
域制限による改善効果、あるいは多数決判定による改善
効果を期待する必要がある。以上の操作は論理回路２５
によって行なわれる。
とができる。但し、象限によって極性が変化するので、
象限を判定する信号ＸＩＯ，ＹＩＯと論理操作する必要
がある。又、副データ信号の識別余裕は主データ信号の
識別余裕に比して少な１へ小＋ｎ不卑小竹三二光オ＃話
？Ｉヨ １９ チ甑 １ を目１？−−タ信号の符号誤
り率特性は悪くなるから、副データ信号の符号伝送速度
を主データ信号のそれの整数（ｒｒ＋）分の１にし、帯
域制限による改善効果、あるいは多数決判定による改善
効果を期待する必要がある。以上の操作は論理回路２５
によって行なわれる。
次に、主データを再生する手段について説明する。減衰
器１１〜１４．減算器１５，１６．加算器１７．１８は
＋αラジアン移相器及び−αラジアン移相器を構成して
おシ、１５の出力を例にとって説明すると、１１の減衰
量は−αに選ばれておシ、１５出力はｐ’ｃｏｓθ−Ｑ
−８Ｉｎθ・−α＝ Ｋ ” ＣＱＳ （θ＋α）で表
わされ、Ｐｏに比してαラジアン進んだ信号Ｐ＋ａとな
る。同様に、１７の出力では、Ｐｏよシαラジアン遅れ
た信号Ｐ、、−，ｖ １８の出力では、Ｑ。
器１１〜１４．減算器１５，１６．加算器１７．１８は
＋αラジアン移相器及び−αラジアン移相器を構成して
おシ、１５の出力を例にとって説明すると、１１の減衰
量は−αに選ばれておシ、１５出力はｐ’ｃｏｓθ−Ｑ
−８Ｉｎθ・−α＝ Ｋ ” ＣＱＳ （θ＋α）で表
わされ、Ｐｏに比してαラジアン進んだ信号Ｐ＋ａとな
る。同様に、１７の出力では、Ｐｏよシαラジアン遅れ
た信号Ｐ、、−，ｖ １８の出力では、Ｑ。
よりαラジアン進んだ信号Ｑ＋ａ、１６の出力ではＱｏ
よシαラジアン遅れた信号Ｑ−ｏとなる。ここで。
よシαラジアン遅れた信号Ｑ−ｏとなる。ここで。
Ｐ−（１＊ Ｑ−（Ｉの信号は第２図において、Ａｌ
〜Ａ１６の信号の場合、±３Ｌ、±ＩＬの値をとる４値
信号となるので、Ａ−Ｄ変換器２１．２４でＩ ＯＩ±
ＩＬ、±２Ｌ、±３Ｌの識別レベルで多値識別すれば、
Ａｌ−Ａ１６の場合の主信号を再生することができる。
〜Ａ１６の信号の場合、±３Ｌ、±ＩＬの値をとる４値
信号となるので、Ａ−Ｄ変換器２１．２４でＩ ＯＩ±
ＩＬ、±２Ｌ、±３Ｌの識別レベルで多値識別すれば、
Ａｌ−Ａ１６の場合の主信号を再生することができる。
同様にＰ＋。、Ｑ＋、の信号は第２図においてＢ１−Ｂ
１６の信号の場合、±３Ｌ、±ＩＬＯ値をとる４値信号
となるので、Ａ−Ｄ変換器２０．２３で０．±ＬＬ、±
２Ｌ、±３Ｌの識別レベルで多値識別すれば、Ｂｌ〜Ｂ
１６の場合での主信号を再生することができる。よって
、論理回路２６でＡ１−Ａ１６とＢ１−Ｂ１６とを判別
する信号となる２５の出力の副データ信号により。
１６の信号の場合、±３Ｌ、±ＩＬＯ値をとる４値信号
となるので、Ａ−Ｄ変換器２０．２３で０．±ＬＬ、±
２Ｌ、±３Ｌの識別レベルで多値識別すれば、Ｂｌ〜Ｂ
１６の場合での主信号を再生することができる。よって
、論理回路２６でＡ１−Ａ１６とＢ１−Ｂ１６とを判別
する信号となる２５の出力の副データ信号により。
入力信号がＡ１−Ａ１６の場合２１．２４出力を選択し
、入力信号がＢ１−Ｂ１６の場合２０，２３の出力を選
択すれば、２６の出力で主データ信号Ｘ１〜２．Ｙ１〜
２が再生される。２６出力のうち、ＸＩ、Ｘ３．Ｙｌ、
Ｙ３は論理回路２７に入シ、ここでキャリア誤差信号が
作成され、２７出力で電圧制御発振器２８を制御すれば
、キャリア位相同期ルーグが形成される。論理回路２７
を含む位相同期回路の動作は９本出願人による「搬送波
再生回路」（特願昭５６−１５７７５）に詳記されてい
るので詳しい説明は省略する。
、入力信号がＢ１−Ｂ１６の場合２０，２３の出力を選
択すれば、２６の出力で主データ信号Ｘ１〜２．Ｙ１〜
２が再生される。２６出力のうち、ＸＩ、Ｘ３．Ｙｌ、
Ｙ３は論理回路２７に入シ、ここでキャリア誤差信号が
作成され、２７出力で電圧制御発振器２８を制御すれば
、キャリア位相同期ルーグが形成される。論理回路２７
を含む位相同期回路の動作は９本出願人による「搬送波
再生回路」（特願昭５６−１５７７５）に詳記されてい
るので詳しい説明は省略する。
第３図は、実施例における論理回路２５．２６の具体的
な構成を示したものであ、９，２９．３０は排他的論理
和回路（ＥＸ−ＯＲ）、３１は多数決論理回路、３２は
遅延回路、３３は選択回路である。Ｙ２ＯとＸＩＯ，Ｘ
３０とＹＩＯをＥＸＯＲ回路２９．３０でそれぞれＥＸ
−ＯＲ操作すれば、２９の出力、３０の否定出力として
象限によらず常にＡ１−Ａ１５の時には”１” 、 Ｂ
１〜Ｂ１５の時には０＃のデータ信号が得られる。副
データ信号の符号伝送速度ｆ２は主データ信号の符号伝
送速度ｆ１の１／ｍに選択されており、２９．３０の出
力はｆｌで動作しているので、２９．３０出力はそれぞ
れｍビットの同〒信号が連続するはずであるが、前述し
た如く、副データ信号の識別余裕は主データ信号のそれ
に比して少ないので、同一符号伝送速度で比較した場合
、副データ信号の符号誤り率特性は悪＜ｓｍビット中に
誤シが発生する。
な構成を示したものであ、９，２９．３０は排他的論理
和回路（ＥＸ−ＯＲ）、３１は多数決論理回路、３２は
遅延回路、３３は選択回路である。Ｙ２ＯとＸＩＯ，Ｘ
３０とＹＩＯをＥＸＯＲ回路２９．３０でそれぞれＥＸ
−ＯＲ操作すれば、２９の出力、３０の否定出力として
象限によらず常にＡ１−Ａ１５の時には”１” 、 Ｂ
１〜Ｂ１５の時には０＃のデータ信号が得られる。副
データ信号の符号伝送速度ｆ２は主データ信号の符号伝
送速度ｆ１の１／ｍに選択されており、２９．３０の出
力はｆｌで動作しているので、２９．３０出力はそれぞ
れｍビットの同〒信号が連続するはずであるが、前述し
た如く、副データ信号の識別余裕は主データ信号のそれ
に比して少ないので、同一符号伝送速度で比較した場合
、副データ信号の符号誤り率特性は悪＜ｓｍビット中に
誤シが発生する。
そこで、２９．３０の出力を多数決論理回路３１に入力
し＋２ｍビットを計数して多数決をとシ、その結果をｍ
ビット分引伸ばして出力する。
し＋２ｍビットを計数して多数決をとシ、その結果をｍ
ビット分引伸ばして出力する。
この多数決論理操作によって、符号誤シ率特性が改善さ
れるが、その改善度は整数ｍの値に依存するので、その
値は主データ信号の符号誤シ率特性に副データ信号の符
号誤シがあまシ影響しないように十分大きく選択される
必要がある。又、αの値は大きくすればするほど副デー
タ信号の符号誤り率特性は良くなるが、限度があり、１
６値の場合０．１６ラジアン程度となり、その場合、信
号点によって異なるが主信号に対して最小で６ｄＢ程度
の劣化量となる。論理回路２６は遅延回路３２及び選択
回路３３から構成されており、３３の動作については前
述したとおりである。遅延回路３２は３１にておよそｍ
ビット遅延するので、その遅延補償用のものである。
れるが、その改善度は整数ｍの値に依存するので、その
値は主データ信号の符号誤シ率特性に副データ信号の符
号誤シがあまシ影響しないように十分大きく選択される
必要がある。又、αの値は大きくすればするほど副デー
タ信号の符号誤り率特性は良くなるが、限度があり、１
６値の場合０．１６ラジアン程度となり、その場合、信
号点によって異なるが主信号に対して最小で６ｄＢ程度
の劣化量となる。論理回路２６は遅延回路３２及び選択
回路３３から構成されており、３３の動作については前
述したとおりである。遅延回路３２は３１にておよそｍ
ビット遅延するので、その遅延補償用のものである。
第４図は１本発明による変調側の他の実施例の構成を示
したものであシ、３〜７，９は第１図（、）のものと同
じで、３４〜３５はＲｏＭ、 ３６〜３７はＤ−Ａ変換
器である。主データ信号Ｘ１〜２゜Ｙ１〜２と副データ
信号りはともに３４．３５に入シ、ここで、第２図にお
けるＡ１−１６及びＢ１−１６を得るために必要なり−
Ａ変換器３６゜３７の入力データ列に変換される。３４
〜３５及び３６〜３７に必要なピット数は多ければ多い
程精度の良い複合変調波が得られるが、１６値の場合は
８ピット程度で十分と思われる。この実施例によれば、
第１図（、）に比して回路規模が小さくなるのはもちろ
んであるが、副データ信号と主信号間においてタイミン
グ合わせの不要なこと、且つ帯域制限を共通に行うこと
ができる利点を有している。
したものであシ、３〜７，９は第１図（、）のものと同
じで、３４〜３５はＲｏＭ、 ３６〜３７はＤ−Ａ変換
器である。主データ信号Ｘ１〜２゜Ｙ１〜２と副データ
信号りはともに３４．３５に入シ、ここで、第２図にお
けるＡ１−１６及びＢ１−１６を得るために必要なり−
Ａ変換器３６゜３７の入力データ列に変換される。３４
〜３５及び３６〜３７に必要なピット数は多ければ多い
程精度の良い複合変調波が得られるが、１６値の場合は
８ピット程度で十分と思われる。この実施例によれば、
第１図（、）に比して回路規模が小さくなるのはもちろ
んであるが、副データ信号と主信号間においてタイミン
グ合わせの不要なこと、且つ帯域制限を共通に行うこと
ができる利点を有している。
なお、上記第１図〜第４図の実施例においては。
主信号の変調方式を１６値直交変調として説明したが２
本発明は１６値以上、即ち、３２値６４値２５６値・・
・に対しても同様に適用できることは言うまでもない。
本発明は１６値以上、即ち、３２値６４値２５６値・・
・に対しても同様に適用できることは言うまでもない。
その場合には、Ｄ−Ａ変換器及びＡ−Ｄ変換、器のビッ
ト数を増し、且つ、α及びｍの値を変更すれば良い。又
、副データ信号と主データ信号はタイミング同期がとれ
ている必要性はなく、非同期状態であっても動作する。
ト数を増し、且つ、α及びｍの値を変更すれば良い。又
、副データ信号と主データ信号はタイミング同期がとれ
ている必要性はなく、非同期状態であっても動作する。
以上の説明により明らかなように１本発明によれば、副
データ信号の変調位相偏移量α、主データ信号の符号伝
送速度ｆ□と副データ信号の符号伝送速度ｆ２の比ｍの
値を適当に選択することによって、主データ信号の符号
誤り率特性を劣化させることなく副データ信号を伝送す
ることができる。なお、１６値の場合１ｍの値として８
程度まで小さくすることが可能であるなど、これによっ
て得られる効果は太きい。
データ信号の変調位相偏移量α、主データ信号の符号伝
送速度ｆ□と副データ信号の符号伝送速度ｆ２の比ｍの
値を適当に選択することによって、主データ信号の符号
誤り率特性を劣化させることなく副データ信号を伝送す
ることができる。なお、１６値の場合１ｍの値として８
程度まで小さくすることが可能であるなど、これによっ
て得られる効果は太きい。
第１図（、）及び（ｂ）は本発明による実施例のそれぞ
れ変調側および復調側の構成を示すブロック図。 第２図は第１図の実施例における複合変調波の信号配置
図、第３図は第１図における論理回路２５゜２６の具体
的な構成を示すブロック図、第４図は本発明による変調
側の他の実施例の構成を示すブロック図である。 図において、１，２，３６，３７はＤ −Ａ変換器、３
〜４は低域ろ波器、５〜６は０−π変調器。 ７はπ／２ラジアン移相器、８は０−２α変調器。 ９は局部発振器、１０は直交位相検波器、１１〜１４は
減衰器、１５〜１６は減算器、１７〜１８は加算器、１
９〜２４はＡ−Ｄ変換器、２５〜２７は論理回路、２８
は電圧制御発振器、２９〜３０はＩＪ−ＯＲ回路、３１
は多数決論理回路、３２は遅延回路、３３は選択回路、
３４〜３５はＲＯＭである。 第１図（（１）
れ変調側および復調側の構成を示すブロック図。 第２図は第１図の実施例における複合変調波の信号配置
図、第３図は第１図における論理回路２５゜２６の具体
的な構成を示すブロック図、第４図は本発明による変調
側の他の実施例の構成を示すブロック図である。 図において、１，２，３６，３７はＤ −Ａ変換器、３
〜４は低域ろ波器、５〜６は０−π変調器。 ７はπ／２ラジアン移相器、８は０−２α変調器。 ９は局部発振器、１０は直交位相検波器、１１〜１４は
減衰器、１５〜１６は減算器、１７〜１８は加算器、１
９〜２４はＡ−Ｄ変換器、２５〜２７は論理回路、２８
は電圧制御発振器、２９〜３０はＩＪ−ＯＲ回路、３１
は多数決論理回路、３２は遅延回路、３３は選択回路、
３４〜３５はＲＯＭである。 第１図（（１）
Claims (1)
- １、変調側に、符号伝送速度ｆ＿１なる主データ信号で
変調された直交振幅変調波を符号伝送速度ｆ＿２（ｆ＿
１＞ｆ＿２）なる副データ信号で２αラジアン位相変調
して複合変調波を得る手段を備え、復調側に、前記複合
変調波を直交位相検波して復調信号Ｐ及びＱを得る手段
と、前記Ｐ及びＱ信号を多値識別して得られたデータ出
力を演算して前記副データ信号を再生する手段と、前記
Ｐ及びＱ信号を＋αラジアン移相器及び−αラジアン移
相器を介して多値識別し、得られた出力データを前記副
データ信号により制御して前記主データ信号を再生する
手段とを備えたことを特徴とするディジタル変復調シス
テム。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61024950A JPH0712178B2 (ja) | 1986-02-08 | 1986-02-08 | デイジタル変復調システム |
| CA000529181A CA1268828A (en) | 1986-02-08 | 1987-02-06 | Multilevel modulator capable of producing a composite modulated signal comprising a quadrature amplitude modulated component and a phase modulated component |
| AU68587/87A AU589084B2 (en) | 1986-02-08 | 1987-02-06 | Multilevel modulator capable of producing a composite modulated signal comprising a quadrature amplitude modulated component and a phase modulated component |
| DE8787101752T DE3785781T2 (de) | 1986-02-08 | 1987-02-09 | Zusammengesetztes qam-psk-uebertragungssystem. |
| EP87101752A EP0238822B1 (en) | 1986-02-08 | 1987-02-09 | Composite qam-psk transmission system |
| US07/012,405 US4751478A (en) | 1986-02-08 | 1987-02-09 | Multilevel modulator capable of producing a composite modulated signal comprising a quadrature amplitude modulated component and a phase modulated component |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61024950A JPH0712178B2 (ja) | 1986-02-08 | 1986-02-08 | デイジタル変復調システム |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62183648A true JPS62183648A (ja) | 1987-08-12 |
| JPH0712178B2 JPH0712178B2 (ja) | 1995-02-08 |
Family
ID=12152279
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61024950A Expired - Lifetime JPH0712178B2 (ja) | 1986-02-08 | 1986-02-08 | デイジタル変復調システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0712178B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4870659A (en) * | 1987-08-29 | 1989-09-26 | Fujitsu Limited | FSK demodulation circuit |
| JP2009038553A (ja) * | 2007-08-01 | 2009-02-19 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ディジタル伝送システム |
-
1986
- 1986-02-08 JP JP61024950A patent/JPH0712178B2/ja not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4870659A (en) * | 1987-08-29 | 1989-09-26 | Fujitsu Limited | FSK demodulation circuit |
| JP2009038553A (ja) * | 2007-08-01 | 2009-02-19 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | ディジタル伝送システム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0712178B2 (ja) | 1995-02-08 |
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